DE4328252A1

DE4328252A1 - Vorrichtung zur drahtlosen Übertragung digitaler Daten, insbesondere von Audiodaten mit Hilfe von Infrarotlicht an einem Kopfhörer

Info

Publication number: DE4328252A1
Application number: DE4328252A
Authority: DE
Inventors: Axel Dipl Ing Haupt; Karl-Hermann Dipl Dellbruegge
Original assignee: Sennheiser Electronic GmbH and Co KG
Current assignee: Sennheiser Electronic GmbH and Co KG
Priority date: 1993-08-23
Filing date: 1993-08-23
Publication date: 1995-03-09
Anticipated expiration: 2013-08-24
Also published as: DE4328252C2; US5596603A

Description

Die Erfindung befaßt sich mit der Aufgabe, digitale Audiodaten an einen drahtlosen Kopfhörer mit Hilfe von Infrarotlicht zu übertragen. Es werden hohe Anforderungen an diese Vorrichtung hinsichtlich Platzbedarf und Strom aufnahme gestellt.

Diesen Forderungen wird erfindungsgemäß dadurch Rechnung getragen, daß eine einfache Kanalcodierung geringer Bandbreite konzipiert wird, welche sich einfach decodieren läßt und eine Taktrückgewinnung ermöglicht. Bei derartigen Vorrichtungen ist man prinzipiell bemüht, ein synchrones Gesamtsystem zu erstellen. Dies bedeutet, daß alle im Sender und Empfän ger vorkommenden Takte direkt oder indirekt über ganzzeilige Teiler/Multi plikatoren aus dem Abtasttakt der digitalen Audioquelle abgeleitet werden. Ein asynchrones System würde Komponenten benötigen, die verhin dern, daß durch viele oder zu wenige angebotene Abtastwerte Störungen bei der analogen Wiedergabe auftreten.

Das hier vorgeschlagene Übertragungssystem ist ein synchrones Konzept. Der zur drahtlosen Übertragung generierte Datenstrom enthält wenig Codie rungsoverhead und hat damit eine relativ geringe Bandbreite. Trotzdem unterstützt er gut die empfangsseitige Takt- und Datenrückgewinnung. Der geringe Aufwand auf der Empfangsseite macht dieses Verfahren insbe sondere für batteriebetriebene Empfänger geeignet.

Besonders geeignet ist dieses System in Verbindung mit digitalen Audio schnittstellen entsprechend DIN EN 60 958 (Digitalton-Schnittstelle). Mit Hilfe handelsüblicher Bausteine (z. B. Yamaha YM 3436 C), können die notwendigen Takte und Steuersignale sowie die Audiodaten für die hier beschriebene Übertragungseinrichtung erzeugt werden.

In den Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung ist die Erfindung in einem Ausführungsbeispiel dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 eine Codiereinrichtung,

Fig. 2 einen Datenrahmen der Codiereinrichtung von Fig. 1,

Fig. 3 eine Decodiereinrichtung,

Fig. 4 eine Schaltungsstruktur,

Fig. 5 und 6 ein Schaltwerk und

Fig. 7 eine Vorrichtung nach der Erfindung mit Senderteil und Empfänger teil.

Die in Fig. 1 beschriebene Codiereinrichtung und in Fig. 3 gezeigte Deco diereinrichtung sind in folgender Weise aufeinander abgestimmt.

Aufgabe der Codiereinrichtung ist es, einen Sendedatenstrom aus den einlau fenden digitalen Audiodaten zu generieren. Erfindungsgemäß wird dafür ein Datenrahmen mit 128 Bit Länge nach Fig. 2 aufgebaut, der drei Stereo- Abtastwerte mit je 2×16 Bit Wortlänge aufnehmen kann. Diese Datenrah men werden lückenlos ausgegeben.

Die Abtastwerte werden vor dem Einfügen in den Datenrahmen einer Umcodierung unterzogen. Dazu werden je 4 Bit der Abtastwerte durch 5 Bit der Codierung ersetzt. Dadurch erhält jeder Stereo-Abtastwert eine Wortlänge von 2×20 Bit.

Diese Codierung hat erfindungsgemäß den Zweck, viele Pegelwechsel im Sendedatenstrom zu erzeugen. Dies ist, wie später erläutert, in der Deco diereinrichtung für die Taktrückgewinnung wichtig. Die Codierung wird in Tabelle 1 aufgezeigt. Erfindungsgemäß ist die Zuordnung so gewählt, daß bei den in digitalen Audiosignalen häufig vorkommenden 4er Bitgruppen am Anfang und am Ende der Tabelle 1 5er Codes mit mehreren Pegelwech seln vorkommen, insbesondere auch dann, wenn mehrere gleiche 4er Bitgrup pen im Datensignal hintereinander erscheinen. Die Priorisierung der 4er Gruppen nimmt vom Anfang und Ende der Tabelle zur Mitte hin ab und damit auch die Anzahl der Pegelwechsel im Codesignal.

Eine 5er Bitgruppe, die bei beliebiger Aneinanderreihung von 5er Gruppen aus Tabelle 1, nie im Datenstrom enthalten ist, wird als Präambel an den Anfang des Datenrahmens gesetzt, in einem ausgeführten Beispiel wurde z. B. die 5er Gruppe "00001" gewählt. Sie dient in der Decodierein richtung als Synchronmerkmal zur Erkennung des Rahmenanfangs.

Von den im Datenrahmen enthaltenen Steuerbits wird eines, wie nachfolgend erläutert, benutzt, die anderen sind zur freien Verfügung.

In der Audiotechnik sind Abtastraten von 32 kHz, 44.1 kHz und 48 kHz bei 16 Bit Quantisierungsbreite üblich. Diese sind insbesondere auch in DIN EN 60 958 (Digitalton-Schnittstelle) ausgewiesen. Durch die Wahl des Datenrahmens nach Fig. 2 ist es möglich, für die Abtastrate 32 kHz die gleiche Sendedatenrate wie für 48 kHz zu benutzen, wenn nur zwei der drei möglichen Abtastwertperioden benutzt werden. Die dritte Position wird dann zweckmäßigerweise durch ein Füllmuster aufgefüllt. Durch diese Strategie wird der Decodiereinrichtung die Taktrückgewinnung erleichtert, da der zu detektierende Frequenzbereich nur für 44.1 kHz und 48 kHz ausgelegt werden muß. Für die Taktrückgewinnung üblicherweise benutzte Phasenregelkreise sich dadurch einfacher zu dimensionieren und sicherer in der Funktion. Um der Decodiereinheit mitzuteilen, das nicht alle Abtast wertperioden im Datenrahmen belegt sind, wird ein Steuerbit benutzt.

Die Erstellung von Datenrahmen nach Fig. 2 wird von einer Codiereinrich tung entsprechend Fig. 1 durchgeführt. Ausgehend von einem Sender- Grundtakt 1 von 256×Abtastrate sind alle notwendigen Takte innerhalb der Codiereinrichtung in der Takterzeugung 2 durch ganzzahlige Teiler ableitbar. Die digitalen Audiodaten 3 laufen seriell in einen Puffer 4 zur seriell/parallel Wandlung ein. Von dort werden sie parallel durch den Blockcoder 5, der die Umcodierung entsprechend Tabelle 1 durchführt, in den Sendepuffer 6 eingegeben. Entsprechend der oben angeführten Ausnut zung der Abtastwertpositionen wird das Steuerbit sowie weitere Anwender- Steuerbits durch die Steuercodierung 7 gesetzt. Die Präambel wird aus einem Register 8 hinzugefügt.

Der so gefüllte Sendepuffer 6 wird erfindungsgemäß mit einem kontinuierli chen Takt von 256×Abtastrate/6 bei drei benutzten Abtastwertpositionen bzw. 256×Abtastrate/4 bei zwei benutzten Positionen lückenlos ausgege ben. Dadurch ist gewährleistet, daß ebenso viele Daten in die Codiereinrich tung einlaufen, wie ausgegeben werden.

Die am Eingang der Codiereinrichtung anliegenden Steuersignale 7 enthalten Bit- und Worttakt der digitalen Audiodaten, sowie eine Codierung der anlie genden Abtastrate. Benutzt man die Codiereinrichtung zusammen mit Schnittstellensignalen entsprechend DIN EN 60 958, so können die digitalen Audiodaten 3, die Steuersignale 7 und der Grundtakt 1 direkt von handelsüb lichen Schnittstellendecodern (z. B. Yamaha YM 3436 C) geliefert werden. In diesem Fall treten die in Tabelle 2 angeführten Sendedatenraten auf.

Aufgabe der Decodiereinrichtung ist es, aus den Sendedaten die digitalen Audiodaten zu extrahieren und sie an eine nachgeschaltete Signalverarbei tungseinrichtung auszugeben. Eine geeignete Anordnung zeigt Fig. 3. Die Sendedaten 20 werden zunächst einer Taktrückgewinnung 21 zugeführt, die den Empfänger-Grundtakt 22 aus den Sendedaten 20 ableiten. Der Takt 22 wird auf ein ganzzahliges Vielfaches der Sendedatenrate 20 gere gelt. Eine dafür geeignete Anordnung wird später näher erläutert. Die Takterzeugung 23 leitet aus dem Grundtakt 22 alle in der Decodiereinrich tung notwendigen Steuertakte durch ganzzahlige Teiler ab.

Die einlaufenden Sendedaten 20 werden einem Empfangspuffer 24 zugeführt. Sie liegen dort zur Decodierung parallel an. Über einen Blockdecoder, der die Codiervorschrift entsprechend Tabelle 1 rückgängig macht, werden die Abtastwerte rekonstruiert und in einen Puffer 26 zur Ausgabe bereitge stellt. Die rahmensynchrone Decodierung wird durch einen Präambeldetector 27 ermöglicht, der das oben angegebene Bitmuster im Datenstrom erkennt. Weiterhin werden die Steuerinformationen aus dem Datenstrom über die Steuerdecodierung 28 entnommen.

Da in der Codierung entsprechend Tabelle 1 nur 16 der 32 möglichen Code wörter benutzt werden, kann der Blockcoder eine einfache Erkennung von Übertragungsfehlern durchführen, indem er die einlaufenden Daten daraufhin prüft, ob sie in der Codiertabelle enthalten sind. Ist dies nicht der Fall, liegt mit Sicherheit ein Übertragungsfehler vor.

Je nach Ausführung der Decodiereinrichtung können verschiedene Schnittstel lenformate für die Steuertakte 31, die Steuersignale 30 und die digitalen Audiodaten 29 realisiert werden. In einem ausgeführten Muster wurde das 12S-Bus Format der Firma Philips realisiert. Damit ist eine große Palette handelsüblicher Signalverarbeitungsbausteine wie D/A-Wandler oder Signalprozessoren direkt anschließbar. Prinzipiell sind aber auch andere serielle Schnittstellenformate realisierbar.

Besondere Aufmerksamkeit muß der Taktrückgewinnung 21 gewidmet werden. Sie bestimmt die Qualität aller in und von der Decodiereinheit gelieferten Takte. Dies ist insbesondere bei nachgeschalteten D/A-Wandlern von Bedeu tung.

Für den Zweck der Taktrückgewinnung üblicherweise benutzte Phasenregel kreise (PLL), die in Form integrierter Bausteine vorliegen, können bei der hier vorliegenden Struktur der Sendedaten nicht benutzt werden. Die Tatsache, daß im Datenstrom mehrere gleiche Bits hintereinander vorkom men können, bewirkt, daß die bekannten Bausteine sich nicht auf das Sende signal einstellen können.

Die in Fig. 4 angegebene Schaltungsstruktur ist in der Lage, eine einwand freie Taktrückgewinnung bei den hier vorliegenden Sendedaten zu ermögli chen. Diese Struktur entspricht bekannten Phasenregelkreisen, wobei hier der Phasenkomparator durch ein digitales Schaltwerk 40 mit erfindungsgemäß spezieller Funktion ersetzt wurde. Die vom Schaltwerk 40 ausgegebenen Regelimpulse 41 werden von einem Filter 42 zu einer Regelspannung 43 aufintegriert. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 44 liefert den Empfänger-Grundtakt, dieser wiederum taktet das Schaltwerk 40.

Das Schaltwerk entscheidet bei jedem Takt, in welchen Folgezustand es weitergeschaltet wird. Als Entscheidungskriterium wird neben dem aktuellen Zustand das Ausgangssignal des Flankendetektors 46 herangezogen. Dieser zeigt an, ob die Sendedaten 47 seit dem letzten Takt einen Pegelwechsel hatten.

Der Regelkreis ist definitionsgemäß dann eingerastet, wenn der Empfänger- Grundtakt 45 ein ganzzahliges Vielfaches der Sendedatenrate 47 ist, sowie der Phasenwinkel zwischen dem Grundtakt 45 und den Sendedaten 47 kon stant ist. Je größer die Vervielfachung gewählt wird, um so besser ist die Auflösung und Präzision der Regelung. Für weitere Erläuterungen wird eine Vervielfachung um den Faktor 12 angenommen. Dieser Faktor führt auf einen Empfänger-Grundtakt von 512×Abtastrate. Der Faktor 12 bedeu tet auch, daß das Schaltwerk 12 Takte und damit 12 Folgezustände während der Dauer einer einzelnen Bitzelle der Sendedaten durchläuft. Prinzipiell sind auch höhere und niedrigere Vervielfachungen möglich, die aber entweder sehr hohe Grundtakte mit damit einher gehendem unnötig hohem Stromver brauch der Hardware, oder eine schlechte Auflösung der Regelung mit größerer Phasenunsicherheit zur Folge hätten. Ein Grundtakt von 512× Abtastrate ermöglicht zusätzlich die Ableitung aller für übliche Ausgangs schnittstellen notwendigen Takte von Nx-Abtastrate, mit N als Potenz von 2, durch einfache binäre Teiler.

Das erfindungsgemäße Schaltwerk beginnt seinen Betrieb im frequenzselekti ven Modus entsprechend Fig. 5 im Zustand 0. Es verbleibt dort solange, bis eine Flanke vom Flankendetektor 46 signalisiert wird. Dann läuft es mit jedem Takt 45 um einen Zustand weiter, es zählt quasi die Takte. Wird bereits in den Zuständen 1 bis 11 vom Flankendetektor 46 eine weitere Flanke signalisiert, ist die aktuelle Frequenz des VCO 44 zu niedrig. Beim Sprung in den Zustand 1 wird ein positiver Regelimpuls ausgegeben, gleich zeitig ist bereits wieder ein Takt gezählt. Wird in den Zuständen 13- 15 eine weitere Flanke signalisiert, ist die aktuelle Frequenz des VCO 44 zu hoch. Beim Sprung in den Zustand 1 wird ein negativer Regelimpuls 41 ausgegeben. Läuft das Schaltwerk über den Zustand 15 hinaus, kehrt es in den Ruhezustand 0 zurück, ohne einen Regelimpuls auszugeben. Dies geschieht immer dann, wenn die Frequenz des VCO 44 viel zu hoch ist, oder mindestens zwei gleiche Bitzellen hintereinander im Sendedatenstrom 47 vorkommen. Bei zu hoher VCO-Frequenz wird das Filter aufgrund physi kalischer Leckeffekte seine Regelspannung 43 von selbst erniedrigen. Die Frequenz kehrt dadurch von selbst in den Regelbereich des Schaltwerkes zurück.

Die Frequenz ist dann in etwa richtig, wenn dem Schaltwerk im Zustand 12 eine weitere Flanke signalisiert wird. In diesem Fall verläßt es den frequenzselektiven Modus und springt in den phasenselektiven Modus entspre chend Fig. 6 zum Zustand 17. Da die Frequenz jetzt richtig ist, befindet sich das Schaltwerk nach weiteren 11 Takten im Zustand 16. Es wird dort die nächste Flanke erwartet. Ist die Frequenz noch etwas zu hoch, wird die nächste Flanke in den Zuständen 17-20 erscheinen. Es wird dann ein negativer Regelimpuls 41 ausgegeben. Bei etwas zu niedriger Frequenz wird die Flanke in den Zuständen 23-27 erscheinen und daraufhin ein positiver Regelpuls 41 ausgegeben. Da auch im Zustand 16 ein negativer Regelpuls 41 ausgegeben wird, hat das Schaltwerk das Bestreben, die Fre quenz so einzustellen, daß der Flankendetektor 46 Flanken in den Zuständen 16 oder 27 signalisiert. Die Integration der Regelpulse in 42 hat dann zur Folge, daß die Phasenlage des Empfänger-Grundtaktes 45 zum Sendeda tenstrom 47 konstant bleibt und leicht zwischen Zustand 16 und 27 hin und her pendelt. Wird im Zustand 21 oder 22 eine Flanke signalisiert, faßt das Schaltwerk dies als zu große Abweichung auf und kehrt in den frequenzselektiven Modus entsprechend Fig. 5 zurück, um die Frequenz wieder nachzuregeln. Eine Entscheidung, ob der Phasenregelkreis eingerastet ist, fällt bei dem hier vorgestellten Schaltwerk besonders leicht. Solange es sich im phasensensitiven Modus befindet, ist die PLL eingerastet, sonst nicht.

Der oben beschriebene Phasenregelkreis entsprechend Fig. 4 arbeitet beson ders gut, wenn viele Pegelwechsel im Sendedatenstrom 47 enthalten sind. Erfindungsgemäß wurde zu diesem Zweck in der Codiereinrichtung eine spezielle Kanalcodierung nach Fig. 2 und Tabelle 1 realisiert. Codier und Decodiereinrichtung sind dem nach aufeinander abgestimmt.

Mit den in Fig. 1 und 3 beschriebenen Codier- und Decodiereinrichtungen kann eine Übertragungseinrichtung entsprechend Fig. 7 aufgebaut werden. Digitale Audiodaten 60 entsprechend DIN EN 60 958 werden von einem Schnittstellendecoder aufgenommen und die Ansteuersignale 62 für die Codiereinrichtung 63 erzeugt. Die generierten Sendedaten 64 werden über einen Infrarotsender 65 abgestrahlt.

Ein Infrarotempfänger 66 nimmt die optischen Signale auf und regeneriert die Sendedaten 67. Diese werden von der Decodiereinrichtung 68 mit der Taktrückgewinnung entsprechend Fig. 4 decodiert und einer Wiedergabeein heit 70 mit Wiedergabewandler 71 zugeführt.

Der geringe Aufwand der Decodiereinrichtung, der sich zudem durch Integra tion der digitalen Komponenten entsprechend Fig. 3 und 4 in ein kundenspe zifisches IC noch verringert, läßt diese Lösung besonders für batteriebetrie bene Empfänger mit geringem Platzangebot geeignet erscheinen. Die geringe Datenrate der Sendedaten, die erfindungsgemäß nur 33,3% über der Netto- Audiosignal-Datenrate liegt, erfordert nur geringe Empfängerbandbreiten, wodurch gute Reichweiten und Störunempfindlichkeit bei drahtloser Übertra gung erzielt werden.

Die beim Zusammenspiel mit Quellenschnittstellen nach DIN EN 60 598 vorhandenen Datenraten erfordern nur ein relativ kleines Frequenzfenster der Taktrückgewinnung in der Decodiereinrichtung. Dies erleichtert die Auslegung des spannungsgesteuerten Oszillators.

Bei Anwendung der hier vorgestellten Codier- und Decodierstrategie mit Datenrahmen entsprechend Fig. 2, einer Blockcodierung entsprechend Tabelle 1, einer Taktrückgewinnung entsprechend Fig. 4 und einem Schaltwerk entsprechend Fig. 5 und 6 ergibt sich eine effiziente Lösung des Problems der drahtlosen Übertragung digitaler Audiosignale.

4-Bit-Blöcke
5-Bit-Blöcke
aus Audiodaten
0000
1010
0001	10100
0010	11010
0011	01001
0100	10010
0101	1011
0110	11101
0111	11110
1000	01110
1001	11001
1010	01111
1011	11011
1100	10110
1101	01101
1110	10101
1111	01011

Abtastrate
Sendedatenrate
32 kHz
256×Abtastrate/4=2,048 MBit/s
44,1 kHz	256×Abtastrate/6=1,8816 MBit/s
48 kHz	256×Abtastrate/6=2,048 MBit/s

Claims

1. Vorrichtung zur drahtlosen Übertragung digitaler Daten mit einer Kanalcodierung, dadurch gekennzeichnet, daß jeweils drei digitale Stereo-Abtastwerte in einen 128 Bit-langen Datenrahmen codiert werden und diese Codierung Steuer- sowie Syn chronisationsmerkmale hinzugefügt werden, wobei für die Abtastwert- Codierung eine spezielle Codierregel benutzt wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Takt rückgewinnung aus dem erzeugten Datenstrom mit Hilfe einer Phasen regelschleife (PLL) ein spezielles Schaltwerk als Phasenkomparator benutzt wird und das Schaltwerk sowohl frequenzselektiv als auch phasenselektiv arbeitet.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Audiodaten codiert und mit einer Taktrückgewinnung entsprechend decodiert werden.

4. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß digitale Audiosignale nach DIN EN 60 958 aufge nommen und dann mit einer Taktrückgewinnung entsprechend decodiert werden.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die als Übertragungsmedium mit den Sendedaten ein getaktetes oder über einen höherfrequenten Träger moduliertes Infrarotlicht benutzt wird.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Übertragungsmedium ein mit den Sendedaten getakteter oder modulierter HF-Träger benutzt wird.