DE69937189T2

DE69937189T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Komprimierung und/oder Übertragung und/oder Dekomprimierung eines digitalen Signals

Info

Publication number: DE69937189T2
Application number: DE69937189T
Authority: DE
Inventors: Jan De Lameilleure
Original assignee: Scientific Atlanta Europe BVBA
Current assignee: Scientific Atlanta Europe BVBA
Priority date: 1999-05-21
Filing date: 1999-05-21
Publication date: 2008-06-26
Anticipated expiration: 2019-05-22
Also published as: ATE374458T1; EP1054514A1; EP1054514B1; DE69937189D1

Description

Technischer Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verfahren und auf Geräte zur Kompression und/oder zum Transport und/oder zur Dekompression digitaler Signale, und speziell zur Kompression und/oder zum Transport und/oder zur Dekompression digitalisierter Fernseh-IF-(Zwischenfrequenz-)Signale. Der primäre Bereich der Anmeldung ist der von Kabelfernsehsystemen.
Stand der Technik
Verfahren und Geräte sind für den Transport von Fernsehsignalen über analoge Kommunikationspfade bekannt, wie z.B. Kabelfernsehnetzwerke, wobei Fernsehsignale als analoge IF-Signale oder modulierte analoge IF-Signale transportiert werden, wobei die Signale ein Format entsprechend einer der bestehenden Übertragungs- bzw. Sendestandards besitzen, wie sie in der ITU-R-Empfehlung 470-2, "Television Systems", 1986 erwähnt werden.
Verfahren sind bekannt, um IF-Signale zu digitalisieren. Die EP-0749237 und die EP0763899 von THOMSON Multimedia S.A. beschreiben derartige Verfahren.
Es sind Verfahren bekannt, um ein nicht komprimiertes digitalisiertes Fernseh-IF-Signal über einen Transportkanal zu transportieren. In den Proceedings of the International TV Symposium, S. 709–717, Montreux 1997, F. Van de Vyver, "BARCO Lynx: Digital Optical Solution for IF Transport of Television Signals", wird ein Verfahren zum Transport eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals über eine optische Faser beschrieben.
Verfahren sind bekannt, um digitale Signale zu komprimieren und zu transportieren, wobei digitalisierte Grundband-Audio- und/oder -Video-Signale beinhaltet sind. Bei Fernsehsystemen mit digitaler Kompression und Transport werden diese Verfahren benutzt, um Audio und Video getrennt zu komprimieren, bevor sie in einen Bitstrom komprimierter Daten gemultiplext werden. Für Farb-Video ist der Bitstrom umgekehrt ein Multiplex von gelegentlicher Bewegungsinformation und getrennt komprimierter Komponenten (z.B. Helligkeits- und Farbunterschieden).
Jedoch im Fall eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals, welches ein abgetasteter Träger ist, welcher durch das zusammengesetzte Signal von Audio- und allen Video-Komponenten moduliert ist, sind sowohl Audio- als auch Video-Komponenten vollständig vermischt, wodurch ein getrenntes Komprimieren jedes einzelnen von diesen unmöglich ist. Deshalb können typische Komprimiertechniken für Video und Audio nicht für die Kompression und/oder den Transport von digitalisierten Fernseh-IF-Signalen benutzt werden.
Wenn eine niedrige Implementierkomplexität und ein verlustloses oder nahezu verlustloses Komprimieren erforderlich sind, kann das Komprimierverhältnis nicht hoch sein. Ein mögliches Vorgehen ist ein Aufteilen des Eingangssignals in LSB's (am wenigstens signifikante Bits), welche nicht komprimiert sind, und in MSB's (am meisten signifikante Bits), welche mit prädiktivem Codieren komprimiert sind. Bei prädiktivem Codieren werden die Abtastwerte einer nach dem anderen codiert. Für jeden Abtastwert berechnet zuerst ein Prädiktorglied eine Prädiktion des codierten Abtastwertes basierend auf zuvor codierten Abtastwerten. Dann wird der Prädiktionsfehler, welcher die Differenz zwischen einem Abtastwert und seiner Prädiktion ist, zum Empfänger übertragen. Dort wird die gleiche Prädiktion, welche in dem Decodierer bzw. Dekodierglied berechnet ist, zurück zu dem empfangenen Prädiktionsfehler addiert. Folglich ist das Decodierglied eine rekursive Schleife, welche ein Addierglied und ein Prädiktorglied enthält, basierend auf zuvor decodierten Abtastwerten. Um die Bitrate zu reduzieren, können die Prädiktionsfehler quantisiert und/oder begrenzt werden. Dies verursacht Unterschiede zwischen dem Decodierglied-Ausgangssignal und dem Ursprungssignal. Diese Unterschiede werden Codierfehler genannt. Wenn es Codierfehler in den MSBs eines Abtastwertes aufgrund des Quantisierens oder Begrenzens der Prädiktionsfehler gibt, ist die Übertragung der LSBs des Abtastwertes nutzlos, und die verfügbare Kanalbitrate wird nicht optimal benutzt.
Prädiktives Codieren oder Differential-Code-Modulieren (DPCM) wird häufig mit Codieren mit variabler Länge (VLC) oder Huffman-Codieren der Prädiktionsfehler kombiniert. VLC-Codieren verbessert das Komprimieren signifikant, erhöht aber die Komplexität erheblich. Um ein Komprimieren in dem Fall von DPCM ohne VLC zu garantieren, sollten die übertragenen Prädiktionsfehler quantisiert und/oder auf einen Bereich, welcher der "Begrenzungsbereich" genannt wird, begrenzt werden. Jedoch bei Anwendungen des verlustlosen oder nahezu verlustlosen Codierens sollte das Quantisieren vermieden werden, und die Prädiktionsfehler sollten so weit als möglich innerhalb des Begrenzungsbereiches sein.
In der EO 83/03727 veröffentlicht W. Kehler ein "Modulation and coding method with range prediction and reduced bit rate adapted to a signal (Modulations- und Codierverfahren mit Bereichsprädiktion und reduzierter Bitrate geeignet für ein Signal)", welches ein verbessertes DPCM-Schema ist, welches einen Bereich vorhersagt, welcher der Prädiktionsbereich genannt wird, anstatt eines einzelnen Prädiktionswertes. Anstatt des Prädiktionsfehlers wird die Position des codierten Abtastwertes innerhalb des Prädiktionsbereiches übertragen.
Der Prädiktionsbereich kann als Begrenzungsbereich benutzt werden.
Im veröffentlichten US-Patent US 4 791 483 wird ein adaptives DPCM-Video-Codierglied beschrieben, welches ein bitreduziertes, serielles, digitales Ausgangssignal erzeugt. Ein vorhergesagter Wert des Videosignals wird erzeugt, welcher von dem zusammengesetzten Videosignal abgezogen wird, und auf diese Weise wird ein Differenzsignal erzeugt. Das Differenzsignal wird quantisiert, um ein quantisiertes Differenzsignal zu erzeugen, von dem der vorhergesagte Wert abgeleitet wird. Die benutzte Quantisier-Transfer- bzw.- Übertragungsfunktion ist nichtlinear, und eine Vielzahl von Quantisier-Transferfunktionen ist entsprechend der Größe der Stufenübergänge auswählbar, wie sie von dem quantisierten Differenzsignal bestimmt werden. 12 und 13 des US-Patents geben jeweils ein unterschiedliches Beispiel einer derartigen Quantisier-Transferfunktion, wobei in 12 eine feine Quantisier-Transferfunktion dargestellt wird und in 13a eine grobe.
Das prädiktive Codieren oder DPCM basiert auf einem rekursiven Umlauf in dem Decodierer und ist deshalb für Übertragungsfehler empfindlich. Die Robustheit gegenüber Übertragungsfehlern kann durch hybrides DPCM (HDPCM) verbessert werden, wie es von Van Buul in "Hybrid DPCM, a Combination of PCM and DPCM", IEEE Trans. Commun., Band COM-26, Nr. 3, S. 362–368, März 1978, veröffentlicht ist. HDPCM wurde von Van Buul nur für Video angewendet. Nach einem Übertragungsfehler, oder wenn das Decodierglied nicht das Decodieren des übertragenen Bitstromes von Anfang an beginnt (d.h. nach einem Direktzugriff), sind die Prädiktionen in dem DPCM-Decodierglied nicht die gleichen wie in dem DPCM-Codierglied. HDPCM zwingt die Decodier-Prädiktionen dazu, zu den Codier-Prädiktionen zu konvergieren, wie dies in der freigegebenen Beschreibung der ersten Ausführungsform nachstehend beschrieben wird. Mit HDPCM, wenn eine Decodierglied-Prädiktion nahezu vollständig auf die Codier-Prädiktion nach einem Übertragungsfehler oder nach einem Direktzugriff konvergiert, kann jedoch ein großer Prädiktionsfehler durch das HDPCM-Decodierglied als ein Prädiktionsfehler von nahezu dem gleichen Absolutwert decodiert werden, jedoch mit dem entgegengesetzten Vorzeichen (detaillierter nachfolgend beschrieben), was zu einer starken Differenz zwischen den Decodierglied- und Codierglied-Prädiktionen führt. Dies ist speziell der Fall bei digitalisierten Fernseh-IF-Signalen, wo große Prädiktionsfehler öfter als im Falle von Video-Signalen auftreten.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Verarbeiten eines digitalen Signals zu liefern, so dass es komprimiert und über einen existierenden Transportkanal transportiert werden kann, mit dem Merkmal einer bekannten maximalen Bandbreite und/oder einer bekannten maximalen Bitrate, welche niedriger ist als die jeweilige Bandbreitenbitrate des digitalen Signals, wodurch die Bitrate des digitalen Signals, welches zu übertragen ist, reduziert wird, und dadurch die Verzerrungen des reproduzierten digitalen Signals nach der Kompression, nach dem Transport und nach der Dekompression bei einem Minimalwert beibehalten werden. Wenn das Digitalsignal ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist, sollten die sichtbaren und hörbaren Verzerrungen bei einem Minimum bleiben. Es ist ein Ziel, die Implementierkomplexität des Verfahrens dieser Erfindung niedrig zu halten und die veröffentlichte Kompression verlustlos oder nahezu verlustlos zu halten.
Dies wird durch ein Verfahren für die Übertragung eines ersten Digitalsignals von einem ersten Ort über einen Transportkanal zu einem oder mehreren zweiten Orten erreicht, wo es als ein zweites Digitalsignal empfangen wird, welches im Wesentlichen gleich zu dem ersten Digitalsignal ist. Bin Abtastwert des ersten Digitalsignals, welches durch M Bits dargestellt ist, welches die Gesamtzahl der N am meisten signifikanten Bits und der M-N am wenigstens signifikanten Bits ist, wobei N kleiner oder gleich zu M ist, wird über den Transportkanal als ein Transportabtastwert eines Transportkanal-Bitstroms transportiert. Die N am meisten signifikanten Bits sind auf N-C-Bits komprimiert, wobei C kleiner als N und größer als 0 ist. Die N-C-Bits werden nach der Kompression als ein "komprimierter Transportabtastwert" transportiert. Als Nächstes zu dem (N-C)-Bit-komprimierten Transportabtastwert gibt es einen (M-N)-Bit-"Resttransportabtastwert", welcher über den Transportkanal transportiert wird.
Die N-C-Bits des komprimierten Transportabtastwertes werden durch prädiktives Codieren der N am meisten signifikanten Bits des entsprechenden Abtastwertes des ersten Digitalsignals erhalten, wobei jedem Abtastwert des ersten Digitalsignals wenigstens eine "Prädiktion", ein "Prädiktionsfehler" und ein "Begrenzungsfehler" entspricht. Die Prädiktion stellt die vorhergesagten N am meisten signifikanten Bits des Abtastwerts des ersten Digitalsignals dar, wobei die Vorhersage auf zuvor komprimierten Abtastwerten beruht. Der Prädiktionsfehler stellt die Differenz zwischen den N am meisten signifikanten Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals und der Prädiktion dar. Der Begrenzungsfehler stellt die Differenz zwischen dem Prädiktionsfehler und einem "begrenzten Prädiktionsfehler" dar, was der Prädiktionsfehler begrenzt durch ein erstes Begrenzungsglied auf einen "Begrenzungsbereich" [A..B], ist, wobei A und B ganze Zahlen sind und B-A gleich oder kleiner als 2^(N-C) – 1 ist. So kann der begrenzte Prädiktionsfehler mit Hilfe von N-C Bits dargestellt werden.
Der Resttransport-Abtastwert, welcher durch M-N Bits dargestellt ist, ist gleich zu den M-N am wenigsten signifikanten Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals in dem Fall, dass der Prädiktionsfehler, welcher dem Abtastwert des ersten Digitalsignals entspricht, im Bereich [A..B] ist. Im anderen Fall ist er gleich einem Substitutionswert, welcher eine Funktion des Begrenzungsfehlers entsprechend dem Abtastwert des ersten Digitalsignals ist, wobei der Ausgangswert der Funktion des Begrenzungsfehlers durch M-N Bits dargestellt werden kann. Es wird vorgezogen, dass im Falle, dass der Prädiktionsfehler, welcher dem Abtastwert des ersten Digitalsignals entspricht, nicht im Bereich [A..B] ist, der Substitutionswert (CE) durch erstes Nehmen des Absolutwertes des Begrenzungsfehlers des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) und das darauf folgende Begrenzen des absoluten Wertes auf einen Bereich erhalten wird, welcher durch M-N Bits dargestellt werden kann.
Der komprimierte Transportabtastwert kann der begrenzte Prädiktionsfehler sein, aber ist durch eine Präferenz eine in dem Bereich [A..B] umherkreisende Summe des begrenzten Prädiktionsfehlers und ein speicherkonformer Wert der Prädiktion. Der speicherkonforme Wert der Prädiktion ist die speicherkonforme Prädiktion in einem Bereich [D..E], wobei E und D ganze Zahlen sind und E-D gleich zu oder kleiner als 2^(N-C) – 1 ist. Die Prädiktion ist durch Präferenz speicherkonform gemacht oder in einer nicht gleichförmigen Weise quantisiert, so dass das Quantisieren fein für Prädiktionswerte ist, welche kleinen Eingangsamplituden entsprechen, und grob für Prädiktionswerte, welche großen Amplituden des ersten Digitalsignals entsprechen.
Von dem Clip- bzw. Begrenzungsbereich [A..B] ist B-A vorzugsweise kleiner als 2^(N-C) – 1, falls der komprimierte Transportabtastwert im Bereich [A..B] der umherkreisenden Summe des begrenzten Prädiktionsfehlers und der speicherkonformen Prädiktion ist.
Das Resttransportsignal wird vorzugsweise in PCM transportiert.
Der [A..B] kann für alle Abtastwerte fest sein (nicht verschiebbar sein), aber er ist vorzugsweise in jedem Abtastwert über eine Verschiebung sh verschiebbar, wobei die Verschiebung sh in einem Abtastwert eine Funktion von einem oder von mehreren aktuellen Parametern des Abtastwertes des ersten Digitalsignals ist, wobei dann der Begrenzungsbereich [A + sh..B + sh] ist. Wenn das zu transportierende Digitalsignal ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist, sind die aktuellen Parameter die veranschlagte Phase des IF-Trägers und die veranschlagte Helligkeit des Video-Signals, welche in dem Fernseh-IF-Signal vorhanden sind.
Die Ziele der Erfindung werden auch durch andere Verfahren erreicht, welche nur einige der Verfahrensschritte des "bevorzugten" Verfahrens der vorliegenden Erfindung, welche zuvor beschrieben wurden, kombinieren, zusammen mit einem niedrigeren Grad an Kompression und/oder Transport und/oder Dekompression eines Digitalsignals.
Ein erstes Verfahren, welches demnach nur einige der Verfahrensschritte des bevorzugten Verfahrens der vorliegenden Erfindung kombiniert, ist ein Verfahren für die Übertragung eines ersten Digitalsignals von einem ersten Ort über einen Transportkanal zu einem oder mehreren zweiten Orten, wo es als ein zweites Digitalsignal empfangen wird, welches im Wesentlichen gleich zu dem ersten Digitalsignal ist. Ein Abtastwert des ersten Digitalsignals, welches durch N Bits dargestellt ist, wird über den Transportkanal als ein Transportabtastwert, welcher durch N-C Bits dargestellt ist, transportiert, wobei C kleiner N und größer als 0 ist. Diese N-C Bits werden über prädiktives Codieren der N Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals erhalten, wodurch jedem Abtastwert des ersten Digitalsignals wenigstens eine Prädiktion, welche die vorhergesagten N Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals darstellt, und ein Prädiktionsfehler entsprechen, welcher die Differenz zwischen den N Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals und der Prädiktion darstellt. Die Prädiktion basiert auf zuvor komprimierten Abtastwerten. Der Transportabtastwert ist eine in dem Bereich [A..B] umherkreisende Summe des Prädiktionsfehlers, begrenzt auf einen Bereich, welcher als der Begrenzungsbereich [A..B] bezeichnet wird, wobei A und B jeweils ganze Zahlen sind und B-A gleich 2^(N-C) – 1 ist, und ein speicherkonformer Wert der Prädiktion, welcher in einem Bereich (D..E) speicherkonform gemacht wurde, wobei E und D ganze Zahlen sind, und E und D gleich oder kleiner als 2^(N-C) – 1 sind.
Ein zweites Verfahren, welches demnach nur einige der Verfahrensschritte des bevorzugten Verfahrens der vorliegenden Erfindung kombiniert, ist ein Verfahren für die Übertragung eines ersten Digitalsignals von einem ersten Ort über einen Transportkanal zu einem oder mehreren zweiten Orten, wo es als ein zweites Digitalsignal empfangen wird, welches im Wesentlichen gleich dem ersten Digitalsignal ist. Ein Abtastwert des ersten Digitalsignals, welches durch N Bits dargestellt ist, wird über den Transportkanal als ein Transportabtastwert transportiert, welcher durch N-C Bits dargestellt ist, wobei C kleiner als N und größer als 0 ist. Diese N-C Bits werden über prädiktives Codieren der N Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals erhalten, wobei jedem Abtastwert des ersten Digitalsignals wenigstens eine Prädiktion, welche die vorhergesagten N Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals darstellt, und ein Prädiktionsfehler, welcher die Differenz zwischen den N Bits des Abtastwertes des ersten Digitalsignals und der Prädiktion darstellt, entsprechen. Die Prädiktion basiert auf zuvor komprimierten Abtastwerten. Der Transportabtastwert ist der Prädiktionsfehler begrenzt auf einen Bereich, welcher Begrenzungsbereich genannt wird, welcher mit Hilfe von N-C Bits dargestellt werden kann, wobei der Begrenzungsbereich als Funktion von einem oder mehreren aktuellen Parametern des ersten Digitalsignals verschiebbar ist.
Es ist außerdem ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Gerät für das Komprimieren und/oder den Transport und/oder das Dekomprimieren eines Digitalsignals, und speziell eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals, zu liefern.
Es werden Übertragungsgeräte geliefert, wobei ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal in einem Transportkanal mit Strom zur Übertragung des digitalisierten Fernseh-IF-Signals von einem ersten Ort zu einem oder mehreren zweiten Orten umgewandelt wird. Die Empfangsgeräte, welche den gelieferten Übertragungsgeräten entsprechen, werden auch geliefert. Diese Empfangsgeräte formen einen Transportkanalbitstrom, welcher ein erstes digitalisiertes Fernseh-IF-Signal enthält, welches entsprechend der vorliegenden Erfindung komprimiert wurde, in ein zweites digitalisiertes Fernseh-IF-Signal über ein Verfahren um, welches dem Verfahren des Komprimierens des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals entspricht.
Ein Übertragungsgerät wird geliefert, welches aufweist: einen Splitter bzw. Aufteilglied, einen Codierglied-DPCM-Kern, einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom, einen ersten Ortsbegrenzungsdetektor und einen ersten Ortssubstitutor bzw. ein erstes Ortssubstitutionsglied. Die Übertragungsgeräte werden geliefert, in welchen es zusätzlich eine Kombination eines prädiktionsspeicherkonformen Gliedes und eines umherkreisenden Addiergliedes und/oder eine Kombination eines Phasenregelkreises, eines Helligkeitsabschätzgliedes und eines Verschiebeabschätzgliedes gibt.
Eine kurze Beschreibung der hier oben aufgelisteten Teile der vorgesehenen Übertragungsgeräte wird nachfolgend gegeben. Für eine ausgedehntere Beschreibung dieser aufgelisteten Teile wird speziell auf die Beschreibung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung Bezug genommen.
In dem Aufteilglied wird ein Abtastwert des digitalisierten Fernseh-IF-Signals in N am meisten signifikante Bits und in M-N am wenigsten signifikante Bits aufgeteilt. In dem Codierglied-DPCM-Kern werden die N am meisten signifikanten Bits eines Abtastwertes des digitalisierten Fernseh-IF-Signals in einen N-C-Bit-Wort-begrenzten Prädiktionsfehler komprimiert. In dem ersten Ortsbegrenzungsdetektor wird ein erstes Ortssubstitutionssteuersignal mit PCM-Bits erzeugt, welches anzeigt, was als Resttransportabtastwert zu übertragen ist, entweder die M-N am wenigstens signifikanten Bits des Abtastwertes des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals oder ein Substitutionswert, welcher eine Funktion des Begrenzungsfehlers ist, welcher dem Abtastwert des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals entspricht. In dem ersten Ortssubstitutionsglied werden die M-N am wenigsten signifikanten Bits durch einen Substitutionswert entsprechend dem ersten Ortssubstitutionssteuersignal mit PCM-Bits ersetzt.
In dem prädiktionsspeicherkonform machenden Glied wird eine speicherkonforme Prädiktion aus einer Codier-Prädiktion aus dem Codierglied-DPCM-Kern erzeugt. In dem umherkreisenden Addierglied wird eine speicherkonforme Prädiktion zu einem entsprechenden begrenzten Prädiktionsfehler addiert, wobei die Summe dann umherkreisen gelassen wird, um einen komprimierten Transportabtastwert zu erhalten.
In dem Phasenregelkreis wird die Phase des IF-Trägers des digitalisierten Fernseh-IF-Signals basierend auf einem lokal decodierten Fernseh-IF-Signal von dem Codierglied-DPCM-Kern abgeschätzt. In dem Helligkeitsabschätzglied wird die Helligkeit des Videosignals, welche in dem digitalisierten Fernseh-IF-Signal enthalten ist, basierend auf einem decodierten Fernseh-IF-Signal und auf der abgeschätzten Phase des IF-Trägers abgeschätzt, wobei eine abgeschätzte Helligkeit erhalten wird. In dem Verschiebeabschätzglied wird eine Verschiebung basierend auf der geschätzten Phase des IF-Trägers und auf der geschätzten Helligkeit abgeschätzt. Die Kombination eines Phasenregelkreises, eines Helligkeitsschätzgliedes und eines Verschiebeschätzgliedes liefert einen verschiebbaren Begrenzungsbereich für die Prädiktionsfehler. In diesem Fall enthält der Codierglied-DPCM-Kern ein Begrenzungsglied, welches den Prädiktionsfehler auf einen Bereich, welcher verschoben ist, begrenzt.
Es wird ein Empfangsgerät geliefert, welches aufweist: einen Eingang für einen Transportkanalbitstrom, einen Decodierglied-DPCM-Kern, ein Kombinierglied, einen zweiten Ortsbegrenzungsdetektor, ein zweites Ortssubstitutionsglied und ein MSP-Korrekturglied. Die Empfangsgeräte werden geliefert, in welchen es zusätzlich eine Kombination eines Prädiktionsspeicher-Konformmachgliedes und eines umherkreisenden Subtraktionsgliedes und/oder eine Kombination eines Phasenregelkreises, eines Helligkeitsabschätzgliedes und eines Verschiebeabschätzgliedes gibt.
Eine kurze Beschreibung der hier oben aufgelisteten Teile der vorgesehenen Empfangsgeräte wird nachfolgend gegeben. Für eine ausgedehntere Beschreibung dieser aufgelisteten Teile wird speziell auf die Beschreibung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung Bezug genommen.
In dem Decodierglied-DPCM-Kern werden die N-C Bits eines Abtastwertes des komprimierten Transportstromes auf N am meisten signifikante Bits eines Ausgangsabtastwertes dekomprimiert. In dem Kombinierglied werden die M-N am wenigstens signifikanten Bits und die N am meisten signifikanten Bits eines Abtastwertes zu einem Ausgangsabtastwert kombiniert. In dem zweiten Ortsbegrenzungsdetektor wird ein zweites Ortssubstitutionssteuersignal mit PCM-Bits erzeugt, welches anzeigt, was als die M-N am wenigsten signifikanten Bits des Ausgangswertes auszuwählen sind, ebenso wie ein Vorzeichensignal, welches das Vorzeichenbit des Begrenzungsfehlers ist. Das zweite Ortssubstitutionsglied schaltet zwischen den empfangenen M-N am wenigsten signifikanten Bits von dem Restbitstrom und einem festen Ersetzen entsprechend dem zweiten Ortssubstitutionssteuersignal mit PCM-Bits. Das MSB-Korrekturglied addiert zu oder subtrahiert von dem Ausgang des Decodierglied-DPCM-Kerns den Ausgangswert der Digitalhierarchie-Umsetzung mit Hilfe einer zweiten Funktion des empfangenen Resttransportabtastwertes entsprechend dem zweiten Ortssubstitutionssteuersignal mit PCM-Bits und dem Vorzeichensignal.
Andere Übertragungs- und Empfangsgeräte sind vorgesehen, welche nur mit einigen der Teile erstellt sind, welche in den oben beschriebenen vorgesehenen Geräten und mit äquivalenten wechselseitigen Verbindungen genutzt werden, wobei diese jedoch einen niedrigeren Grad an Kompression und/oder Transport und/oder an Dekompression eines digitalen Signals bieten, speziell eines digitalisierten Fernsehsignals.
Ein Übertragungsgerät wird geliefert, welches wenigstens aufweist: einen Codierglied-DPCM-Kern, einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom, einen Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzer und ein umhergreifendes Addierglied, wobei das entsprechende Empfangsgerät auch geliefert wird, und welches wenigstens aufweist: einen Eingang für den Transportkanalbitstrom, einen Decodierglied-DPCM-Kern, einen Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzer und ein umherkreisendes Subtrahierglied.
Ein Übertragungsgerät wird geliefert, welches wenigstens aufweist: einen Codierglied-DPCM-Kern, einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom, einen Phasenregelkreis, ein Helligkeitsschätzglied und ein Verschiebeschätzglied, wobei das entsprechende Empfangsgerät auch geliefert wird und wenigstens aufweist: einen Eingang für den Transportkanalbitstrom, einen Decodierglied-DPCM-Kern, einen Phasenregelkreis, ein Helligkeitsschätzglied und ein Verschiebeschätzglied.
Es wird ein Übertragungsgerät geliefert, welches wenigstens aufweist: einen Codierglied-DPCM-Kern, einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom, einen Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzer, ein umherkreisendes Addierglied, einen Phasenregelkreis, ein Helligkeitsabschätzglied und ein Verschiebeabschätzglied, wobei das entsprechende Empfangsgerät ebenso geliefert wird und wenigstens aufweist: einen Eingang für den Transportkanalbitstrom, einen Decodierglied-DPCM-Kern, einen Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzer, ein umherkreisendes Subtrahierglied, einen Phasenregelkreis, ein Helligkeitsabschätzglied und ein Verschiebeabschätzglied.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird nun anhand der Ausführungsformen, welche in den Zeichnungen wiedergegeben sind, beschrieben. In den Zeichnungen:
1 zeigt ein Blockschaltbild, welches den Transport eines Digitalsignals von einem ersten Ort über einen Transportkanal zu einem zweiten Ort darstellt;
2 zeigt ein typisches Spektrum H(f) eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals;
3 zeigt ein abgetastetes Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation während eines Intervalls, welches um einen vertikalen Synchronisationspuls angesiedelt ist;
4 zeigt ein Detail der 3 für die Abtastwerte, nummeriert von 16500 bis 16650, wobei das abgetastete Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation bei einem Übergang von einer hohen zu einer niedrigen modulierten Helligkeit dargestellt wird;
5 zeigt ein Blockschaltbild, welches die Kompression, den Transport und die Dekompression eines Digitalsignals entsprechend einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
6 zeigt ein Blockschaltbild, welches eine elementare, aber nicht vollständige Implementierung der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, wobei DPCM für den Transport der N am meisten signifikanten Bits implementiert ist;
7 zeigt ein Blockschaltbild, welches ein Verfahren zur Kompression, zum Transport und zur Dekompression eines Digitalsignals unter Nutzung von DPCM entsprechend dem Stand der Technik darstellt;
8 zeigt ein Blockschaltbild, welches einen DPCM-Codiergliedkern und einen Decodiergliedkern der vorliegenden Erfindung darstellt, wie sie in den Ausführungsformen implementiert sind;
9 zeigt eine Anzahl von Skalen, welche Bereiche von Signalen darstellen, welche in den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorhanden sind;
10 zeigt ein Blockschaltbild, welches die HDPCM (Hybride Differentialpulscode-Modulation) darstellt, wie sie in der ersten und der zweiten Ausführungsform implementiert sind;
11 zeigt ein Blockschaltbild, welches eine teilweise Implementierung der ersten Ausführungsform dieser Erfindung darstellt, wobei DPCM für den Transport der N am meisten signifikanten Bits implementiert ist und die PCM-Bit-Substitution an dem M-N am wenigsten signifikanten Bits ausgeführt ist;
12 zeigt ein Blockschaltbild, welches eine teilweise Implementierung der ersten Ausführungsform dieser Erfindung darstellt, wobei HDPCM für den Transport der N am meisten signifikanten Bits implementiert ist und die PCM-Bit-Substitution an den M-N am wenigstens signifikanten Bits ausgeführt ist;
13 zeigt, für ein Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation, einen Übergang von einer hohen zu einer niedrigen Helligkeit, wobei der erste Abtastwert nach dem Übergang mit einem positiven Spitzenwert des IF-Trägers zusammenfällt;
14 zeigt für ein Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation einen Übergang von einem niedrigen zu einem hohen Helligkeitswert, wobei der erste Abtastwert nach dem Übergang mit einem positiven Spitzenwert des IF-Trägers zusammenfällt;
15 zeigt ein Blockschaltbild, welches die Addition einer Verschiebung des dynamischen Begrenzungsbereichs zu der elementaren Implementierung der ersten, zweiten und dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, wobei das Blockschaltbild der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht;
16 zeigt ein Blockschaltbild einer IF-Träger-Abschätzung, welche ein Phasenregelkreis (PLL) ist;
17 zeigt ein Blockschalbild eines Helligkeitsabschätzgliedes (LUE);
18 zeigt ein Blockschaltbild eines Verschiebungsabschätzgliedes (SHE);
19 zeigt ein Blockschaltbild, welches ein Implementieren einer dynamischen Begrenzungsbereichsverschiebung darstellt;
20 zeigt einige Zeitdiagramme, um die Zeitverzögerung zwischen einem Abtastwert und einem entsprechenden berechneten Verschiebungsbetrag darzustellen;
21 zeigt ein Blockschaltbild, welches der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung entspricht; und
22 zeigt ein Blockschaltbild eines Prädiktionsfehler-Begrenzungsgliedes (PEC1).
In den Zeichnungen werden gleiche Elemente durch die gleichen Referenzbezeichnungen dargestellt.
Befähigende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Erste bevorzugte Ausführungsform
1 zeigt eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche ein Verfahren für den Transport eines ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals DS1 über einen Transportkanal TC von einem ersten Ort FL zu einem zweiten Ort S1 ist, wo es als ein zweites digitalisiertes Fernseh-IF-Signal DS2 empfangen wird. Die Bitrate des digitalisierten Fernseh-IF-Signals DS1 ist entsprechend der vorliegenden Erfindung an die verfügbare Kanalbitrate angepasst. Das erste digitalisierte Fernseh-IF-Signal DS1 ist ein moduliertes Fernseh-Signal bei einer IF-Trägerfrequenz entsprechend einem der existierenden Übertragungsstandards, wie sie in der ITU-R-Empfehlung 470-2, "Television Systems", 1986, erwähnt werden.
An dem ersten Ort F1 wird das erste digitalisierte Fernseh-IF-Signal DS1 in einem Übertragungsglied TRA in einen Transportkanal-Bitstrom TCBS umgeformt. Der Transportkanal-Bitstrom TCBS wird über den Transportkanal TC von dem ersten Ort FL zu dem zweiten Ort SL übertragen. An dem zweiten Ort SL wird der empfangene Transportkanal-Bitstrom TCBS in einem Empfänger REC in ein zweites digitalisiertes Fernseh-IF-Signal DS2 umgeformt.
Das erste digitalisierte Fernseh-IF-Signal DS1 kann optional das Ausgangssignal eines Analog/Digital-Wandlers AD mit einem ersten analogen Fernseh-IF-Signal AS1 an seinem Eingang sein. Das zweite digitalisierte Fernseh-IF-Signal DS2 kann optional das Eingangssignal eines Digital/Analog-Wandlers A mit einem zweiten analogen Fernseh-IF-Signal AS2 an seinem Ausgang sein.
Da es ein Ziel der Erfindung ist, die sichtbaren und hörbaren Verzerrungen minimal zu halten, wenn das transportierte digitalisierte Fernseh-IF-Signal wiedergegeben wird, sollte das zweite digitalisierte IF-Signal DS2 im Wesentlichen gleich dem ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signal DS1 sein.
Für die erste Ausführungsform wird ein Fernseh-IF-Signal entsprechend dem PAL-B/G-Standard betrachtet. Die IF-Frequenz beträgt 38,9 MHz. Das erste digitalisierte Fernseh-IF-Signal DS1 wird bei einer Abtastrate von 16,2 MHz mit 11 Bits pro Abtastwert abgetastet. Der Takt, welcher die Abtastzeitpunkte anzeigt, wird der "Abtasttakt" genannt. Die Bitrate des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals DS1 beträgt 16,2·11 oder 178,2 Mbits/s. Über den Transportkanal TC (z.B. SONST OC-3 SDH STM-1) ist ein Signaltransport mit einer Nutzbitrate bis zu 149,76 Mbits/s verfügbar.
2 zeigt ein typisches Spektrum eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals, wobei ein PAL B/G-Basisband-Fernsehsignal auf einen IF-Träger mit einer Frequenz von 38,9 MHz moduliert ist, abgetastet bei 16,2 MHz. Die Horizontalachse f ist eine Frequenzskala zwischen 0 MHz und 8,1 MHz, und die Vertikalachse H(f) ist eine Amplitudenskala zwischen –50 dB und +60 dB.
3 zeigt ein abgetastetes Fernseh-IF-Signal während eines Intervalls, welches um einen vertikalen Synchronisationspuls platziert ist, wobei die Abtastfrequenz 16,2 MHz ist. Die Horizontalachse SN (Anzahl der Abtastwerte) ist eine Zeitskala mit der Anzahl der aufeinander folgenden Abtastwerte von 0 bis 22500 als Einheiten, und die Vertikalachse SV (Abtastwert) ist eine Amplitudenskala, welche die Amplitude der Abtastwerte des abgetasteten Fernseh-IF-Signals nach dem Abtasten mit 11 Bits pro Abtastwert darstellt. Aufgrund der negativen Modulation ist ein Amplitudenspitzenwert, welcher einem horizontalen Synchronisationspuls entspricht, bei ungefähr allen 1000 Abtastwerten sichtbar.
4 zeigt ein Detail der 3 für die Abtastwerte, welche von 16500 bis 16650 nummeriert sind, welche das abgetastete Fernseh-IF-Signal bei einem Übergang von einer hohen zu einer niedrigen modulierenden Helligkeit darstellen.
Die hier oben erwähnten Parameter des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals DS1, welches zu transportieren ist (PAL B/G als Übertragungsstandard, 38,9 MHz als IF-Trägerfrequenz, 16,2 MHz als Abtastrate, 11 Bits pro Abtastwert), und die hier oben erwähnten Spezifikationen des Transportkanals sind gewählte Vorgaben, um die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu beschreiben. Sie können leicht durch andere typische Parameter und Spezifikationen, welche Fachleuten bekannt sind, ersetzt werden.
5 zeigt ein Blockschaltbild einer vollen Implementierung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Beschreibung dieser Ausführungsform ist in kleinere Abschnitte heruntergebrochen und ist Schritt für Schritt erstellt, wobei die Abschnitte der Beschreibung den Teilen entsprechen, in welchen diese Ausführungsform und das Verfahren der Erfindung aufgeteilt werden können und wobei zu zusätzlichen Figuren Bezug genommen wird. Wie aus der nachfolgenden Beschreibung ersehen werden kann, entsprechen die aufeinander folgend beschriebenen Teile dieser Ausführungsform und ihrer Zwischenverbindungen von einer elementaren Implementierung zu einer vollen Implementierung einem allmählich sich verbessernden Verfahren, um die Ziele der Erfindung zu erhalten. Die Teile dieser Ausführungsform werden deshalb als "elementare Implementierung" und "verbessernde Teile" bezeichnet. Einige dieser verbessernden Teile können unabhängig von anderen verbessernden Teilen arbeiten. Folglich ist ein zuvor beschriebenes verbesserndes Teil nicht notwendigerweise für den Betrieb eines verbessernden Teils, welches außerdem beschrieben wird, notwendig. Einige der verbessernden Teile beinhalten eine oder mehrere Verbesserungen an sich (oder extraverbessernde Teile), welche auch Schritt für Schritt eingeführt werden, und/oder ein oder mehr aufgeteilte Teile, welche das verbessernde Teil aufwerten.
Der Klarheit wegen wird hier eine Übersicht gegeben, wie die Beschreibung der ersten Ausführungsform der Erfindung erstellt ist. Nach einer Beschreibung der "elementaren Implementierung" wird "HDPCM" als ein erstes verbesserndes Teil beschrieben. Die Beschreibung von HDPCM weist eine Beschreibung von HDPCM selbst auf, welche durch Beschreibungen von zwei HDPCM-extraverbessernden Teilen für HDPCM gefolgt wird, nämlich "der Reduzierung des Begrenzungsbereiches" und dem "nicht gleichmäßigen Mapping bzw. der nicht gleichmäßigen Digitalisierhierarchie-Umsetzung". Dann folgt die Beschreibung eines zweiten verbessernden Teils, welches als "PCM-Bit-Substitution" bezeichnet ist, welches nicht unterteilt ist. Dann folgt eine Beschreibung eines dritten verbessernden Teils, welches als "Dynamische Begrenzungsbereichverschiebung" bezeichnet ist, welches drei Unterteile aufweist, welche nach einer Einführung der Reihe nach beschrieben werden und welche als "IF-Träger-Abschätzung", "Helligkeitsabschätzung" und "Verschiebungsberechnung" bezeichnet sind. Die Beschreibung der Verschiebeberechnung weist die Beschreibung einer weiteren Verbesserung auf, welche "Dejittern bzw. Entjittern" genannt wird.
5 zeigt den Pfad eines Abtastwertes S1 des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals von dem ersten Ort FL, wo es in einen Abtastwert des Transportkanal-Bitstroms umgewandelt wurde, über den Transportkanal TC zu dem zweiten Ort SL, wo es in einen Abtastwert S2 des zweiten digitalisierten Fernseh-IF-Signals umgewandelt wird. Wenn die Beschreibung dieser Ausführungsform von hier aus einen Abtastwert erwähnt, ist damit der Abtastwert S1 oder eine umgeformte Version des gleichen Abtastwertes S1 gemeint.
Die Teile auf der linken Seite der 5 gehören zum ersten Ort FL und entsprechen dem Sender TRA in 1. Die Teile auf der rechten Seite der 5 gehören zu dem zweiten Ort SL und entsprechen dem Empfänger REC in 1.
6 zeigt die elementare Implementierung dieser Ausführungsform, wobei hier alle verbessernden Teile weggelassen sind, welche später beschrieben werden.
Ein Abtastwert S1 des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals, welches eine Bitauflösung von N Bits (11 in dieser Ausführungsform) besitzt, wird zuerst an dem ersten Ort FL mit einem Teilglied SP in N MSBs (am meisten signifikante Bits) und in M-N LSBs (am wenigstens signifikante Bits) aufgeteilt. Der Wert N ist vorzugsweise 8, und M-N ist folglich 3. In 5, 6 und in anderen Figuren ist die Bitauflösung der Signale, welche durch einige der Zwischenverbindungen laufen, mit Hilfe eines Striches und der Bitauflösung (z.B. "/M", "/N" oder "/N-C") gekennzeichnet.
Die M-N LSBs, welche gewöhnlich einen verrauschten Charakter besitzen, sind schwierig zu komprimieren und werden deshalb, soweit sie nicht durch andere Bits ersetzt werden (siehe unten), aufgrund Präferenz unkomprimiert in PCM (pulscode-moduliert) übertragen. Deshalb werden sie weiterhin auch "PCM-Bits" genannt.
Die N MSBs werden auf N-C Bits in einem weiteren beschriebenem Codierglied-DPCM-Kern D1 komprimiert, wobei DPCM (differenzielle Pulscode-Modulation) benutzt wird, und werden als ein N-C-Bit-Wort übertragen. Deshalb werden die N MSBs manchmal "DPCM-Bits" genannt, wohingegen die Bits des N-C-Bit-Worts manchmal "komprimierte DPCM-Bits" genannt werden. In dieser Ausführungsform ist C so gewählt, dass es 2 ist, N-C folglich 6 ist. Jedoch kann jede andere Wahl für C hergenommen werden.
Der Transportkanal-Bitstrom TCBS der 1 besteht demnach aus einem komprimierten Bitstrom (aus komprimierten DPCM-Bits) und einem Restbitstrom (aus PCM-Bits). In 5 und 6 wird der komprimierte Bitstrom durch einen komprimierten Transportabtastwert CTS dargestellt, und der Restbitstrom wird durch einen Resttransportabtastwert RTS dargestellt, wobei beide transformierte Versionen eines Teils des Abtastwertes S1 sind.
An dem zweiten Ort SL werden die N-C-Bits eines empfangenen N-C-Bit-Worts auf N MSBs in einem Decodierglied-DPCM-Kern D2, welche unten beschrieben wird, dekomprimiert. Die N dekomprimierten MSBs werden in einem Kombinierglied CB mit den empfangenen entsprechenden M-N LSBs des gleichen Abtastwertes kombiniert, sofern diese LSBs nicht durch andere Bits ersetzt worden sind (siehe unten), um einen M-Bit-Abtastwert S2 des zweiten Fernseh-IF-Signals zu bilden.
Das Aufteilen der M-Bit-Abtastwerte S1 des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals in zwei Teile hat den Vorteil, dass die Breite der DPCM-Schleife kleiner sein kann als M Bits (kleiner als 11 Bits für diese Ausführungsform), was die Komplexität der Hardware für das Komprimieren reduziert und was einen ausreichend schnellen Betrieb des DPCM-Kreises gestattet.
Das DPCM-Teil dieser Ausführungsform, welches aus zwei DPCM-Kernen besteht, welche ein Codierglied-DPCM-Kern D1 in einem Codierglied am ersten Ort FL und ein Decodierglied-DPCM-Kern D2 in einem Decodierglied an dem zweiten Ort SL sind, wird nun weiter erklärt. Mit dem Codierglied ist das Teil des Senders gemeint, wo die DPCM-Bits eines Abtastwertes S1 transformiert werden oder auf einen komprimierten Transportabtastwert CTS codiert werden, wobei der Codierglied-DPCM-Kern D1 einen Teil des Gesamten von ihm ist. Mit dem Decodierglied ist das Teil des Empfängers gemeint, wo ein empfangener komprimierter Transportabtastwert CTS auf DPCM-Bits eines Abtastwertes S2 transformiert oder decodiert wird, wobei der Decodierglied-DPCM-Kern D2 damit ein Teil oder das Gesamte von ihm ist.
7 zeigt eine DPCM-Konfiguration zum Senden und Empfangen eines Digitalsignals entsprechend dem Stand der Technik. Ein Abastwert X des Digitalsignals, welches über einen Transportkanal TC zu transportieren ist, wird codiert, bevor es als ein komprimierter Transportabtastwert CTS übertragen wird, wobei von einem Prädiktor PR1, einem Quantisierglied und Begrenzungsglied Q&CL, einem Addierglied ADD11, einem Subtrahierglied SUB11 und einem Codierglied VLC mit variabler Länge, welche zusammen ein Codierglied bilden, Gebrauch gemacht wird. Der empfangene Transportabtastwert CTS wird decodiert, um ein rekonstruierter Abtastwert x ~_dec des Digitalsignals, welches zu transportieren ist, zu werden, wobei von einem Decodierglied VLD variabler Länge, einem Prädiktor PR2 und einem Addierglied ADD21, welche zusammen ein Decodierglied bilden, Gebrauch gemacht wird.
Sowohl im Codierglied als auch im Decodierglied wird die gleiche Prädiktion aus früher übertragenen und decodierten Abtastwerten des Digitalsignals, welches zu transportieren ist, durchgeführt.
Das Codierglied enthält zwei rekursive Schleifen LP11 und LP12, wohingegen das Decodierglied nur eine rekursive Schleife LP21 enthält. Die Schleife LP21 entspricht der Schleife LP12, und deshalb wird LP12 das "lokale Decodierglied in dem Codierglied" genannt.
In dem Codierglied der DPCM-Konfiguration entsprechend dem Stand der Technik wird eine Prädiktion
eines Abtastwertes x, welche durch den Prädiktor PR1 von den vorher lokalen decodierten Abtastwerten x ~_enc gemacht wurde, in SUB11 von dem Abtastwert x subtrahiert, was zu einem Prädiktionsfehler e_enc führt. Der Prädiktionsfehler e_enc ist in dem Quantisierglied und dem Begrenzungsglied Q&CL quantisiert und/oder begrenzt, um ein begrenzter Prädiktionsfehler (e_enc)_c zu werden. Dieses Quantisieren und/oder Begrenzen wird ausgeführt, um die Anzahl der möglichen Codewörter, welche zu übertragen sind, zu begrenzen. Der begrenzte Prädiktionsfehler (e_enc)_c wird in ADD11 zu der Prädiktion x ^_enc addiert, was zu einem rekonstruierten Eingangsabtastwert x ~_enc führt (wobei dies ein lokal decodierter Abtastwert in dem Codierglied ist), welches das Eingangssignal des Prädiktors PR1 ist, um eine Vorhersage für zukünftige Abtastwerte durchzuführen.
Der quantisierte und begrenzte Prädiktionsfehler (e_enc)_c wird an das optionale Codierglied VLC mit variabler Länge eingegeben, von welchem das Ausgangssignal der komprimierte Transportabtastwert CTS ist. Da Prädiktionsfehler gewöhnlicherweise ein Histogramm aufweisen, welches um null zentriert ist, kann das Codieren mit variabler Länge signifikant die Bitrate des Prädiktionsfehlers reduzieren.
In dem Decodierglied der DPCM-Konfiguration entsprechend dem Stand der Technik wird der empfangene komprimierte Transportabtastwert CTS an ein optionales Decodierglied VLD mit variabler Länge angelegt, dessen Ausgangssignal ein begrenzter Prädiktionsfehler (e_dec)_c des Decodiergliedes ist. Der begrenzte Prädiktionsfehler (e_dec)_c wird an einen rekursiven Decodiergliedkreis LP21 angelegt, welcher durch das Addierglied ADD21 und den Prädiktor PR2 gebildet ist. Der Prädiktionsfehler (e_dec)_c wird an eine Prädiktion x ^_dec addiert, welche durch den Prädiktor PR2 aus dem vorher decodierten Abtastwert hergestellt ist, was zu dem rekonstruierten Abtastwert x ~_dec führt.
Wenn es keine Übertragungsfehler gibt und wenn das Codierglied und das Decodierglied synchron starten, sind die Ausgangssignale beider Schleifen LP12 und LP21, x ~_enc bzw. x ~_dec, gleich.
8 zeigt das DPCM-Teil der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welches eine adaptierte Version der DPCM-Konfiguration entsprechend dem Stand der Technik ist, welche in 7 gezeigt wird. Um die Komplexität der Implementierung zu begrenzen, wird vorzugsweise kein Codieren mit variabler Länge implementiert. Mit Codieren mit variabler Länge muss eine schwierige Wortsynchronisation implementiert werden, wobei Synchronisationswörter, eine Bitraten- und Puffersteuerung, ein Stopfen und ein Ausnahmebehandeln für Fälle des Pufferüberfließens benutzt werden. Wenn kein Codieren mit variabler Länge implementiert ist, sind die begrenzten und quantisierten Prädiktionsfehler mit Wörtern fester Länge codiert.
Ein Prädiktionsfehler e_enc ist nur begrenzt; deshalb wird das Quantisierglied und das Begrenzungsglied Q&CL durch ein Prädiktionsfehler-Begrenzungsglied PEC1 ersetzt. Das Quantisieren ist in dieser bevorzugten Ausführungsform nicht implementiert, da es ein Ziel der Erfindung ist, ein verlustloses oder nahezu verlustloses Komprimieren zu besitzen.
Aufgrund des Codierens mit fester Länge ist die Anzahl der verfügbaren Codewörter in dem Codebuch begrenzt. Deshalb werden in dem Codierglied die Prädiktionsfehler e_enc auf einen Bereich [A..B] begrenzt, im Weiteren auch der Begrenzungsbereich genannt. A und B sind ganze Zahlen mit B-A + 1 ≤ 2^(N-c), was ein (N-C)-Bitcodewort für jeden Wert des begrenzten Prädiktionsfehlers zulässt.
Für diese Ausführungsform ist N-C 6 Bits. Der bevorzugte Bereich der Prädiktionsfehler für diese Ausführungsform ist [–32..+31]. Jedoch aus Gründen, welche unten erklärt werden, wird dieser Bereich der Prädiktionsfehler vorzugsweise auf [–31..+30] reduziert. In einigen Fällen wird der Begrenzungsbereich über einen Betrag "sh" zu dem Bereich [A + sh..B + sh] verschoben, wobei sich sh von Abtastwert zu Abtastwert ändert, wie nachfolgend beschrieben wird.
Ein bevorzugter Kern zum Komprimieren eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals dieser Ausführungsform ist eine DPCM-Schleife, wobei eine lineare Prädiktion (LPC) mit 8-Abzweig benutzt wird. Die Koeffizienten der linearen Prädiktion sind für die statistischen Charakteristika einer repräsentativen Anzahl von Fernseh-IF-Signalen optimiert.
9 zeigt eine Anzahl von Skalen, welche die Bereiche der Signale darstellen, welche in dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorhanden sind, für welche N gleich 8 ist und C gleich 2 ist. Die Skala SCL1 ist für die N MSB's X, Skalen SCL2 und SCL6 für die Prädiktionen x ^, die Skala SCL3 für die nicht begrenzten Prädiktionsfehler e und die Skala SCL4 für die begrenzten Prädiktionsfehler e_c; am oberen Ende jeder Skala wird die Bitauflösung erwähnt. Die Skalen SCL5, SCL7, SCL8 und SCL9 werden nachfolgend beschrieben.
Erstes verbesserndes Teil, "HDPCM" genannt
Um den Transport der Abtastwerte zu verbessern oder, spezieller ausgedrückt, um die Robustheit gegenüber Übertragungsfehlern zu verbessern und um einen Direktzugriff des Decodierglieds auf den transportierten Bitstrom der komprimierten Daten zu gestatten, d.h. das Decodierglied kann mit dem Decodieren zu jeder Zeit nach dem Startbeginn des Codiergliedes beginnen, ohne auf Startcodes zu warten, sind das oben beschriebene Codierglied und Decodierglied vorzugsweise ausgedehnt auf hybride differenzielle Pulscode-Modulation oder HDPCM. Diese HDPCM ist ein so genanntes verbesserndes Teil. HDPCM wird in IEEE Transactions an Communication Technology, Band COM-27, Nr. 3, S. 362–368, März 1978, Van Buul, "Hybrid DPCM, a combination of PCM and DPCM", beschrieben. 10 zeigt das Ausmaß des oben beschriebenen Codier- und Decodierglied-DPCM-Kerns D1 und D2 mit Prädiktionsmappern bzw. Digitalhierarchie-Umsetzern PM1 bzw. PM2, um HDPCM zu erhalten. Mit HDPCM treffen sowohl der Codierglied- als auch der Decodierglied-Digitalhierarchie-Umsetzer ihre Vorhersagen auf einem Wert, wobei die gleiche Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzung benutzt wird. In einer Digitalhierarchie-Umsetzung besitzt jeder mögliche Eingangswert einen entsprechenden Ausgangswert. Dieses Digitalhierarchie-Umsetzen kann als ein Quantisieren der Prädiktion betrachtet werden. Dieses digitale Hierarchie-Umsetzen vermeidet das Anfordern der Prädiktionswerte. Dies bedeutet, dass, wenn die Codierglied-Prädiktion x ^_enc wegen eines früheren Übertragungsfehlers oder wegen eines Direktzugriffs des Decodiergliedes höher als die Decodierglied-Prädiktion x ^_dec ist, der Digitalhierarchieumgesetzte Wert der Codierglied-Prädiktion m(x ^_enc) auch höher ist als oder gleich dem Digitalhierarchie-umgesetzten Wert der Decodierglied-Prädiktion m(x ^_dec) ist: falls x ^enc > x ^dec, dann m(x ^enc) ≥ m(x ^dec)
Der Bereich des Digitalhierarchie-umsetzenden Ausgangs ist [D..E], wobei D und E ganze Zahlen sind und E-D gleich 2^(N-C) – 1 ist. Für diese Ausführungsform mit N – C = 6 ist vorzugsweise [D..E] gleich [–32..+31].
Für einen gegebenen Abtastwert in einem HDPCM-Codiersystem ist es nicht der Prädiktionsfehler, welcher übertragen wird, sondern die Summe des begrenzten Prädiktionsfehlers (e_enc)_c und der Digitalhierarchie-umgesetzten Codierglied-Prädiktion m(x ^_enc). In dem Blockschaltbild des HDPCM in 10 macht das Addierglied ADD12 in dem Codierglied die Summe von (e_enc)_c und m(x ^_enc). Am Empfänger wird dann die Digitalhierarchie-umgesetzte Prädiktion des Decodiergliedes m(x ^_dec) von der empfangenen Summe des Prädiktionsfehlers und der Digitalhierarchie-umgesetzten Codierglied-Prädiktion subtrahiert, was zu einem Decodierglied-Ausgangssignal (e_dec)_c des empfangenen Abtastwertes (Subtrahierglied SUB21 in dem Decodierglied in 10) führt.
Für diese obige Addition und Subtraktion des Prädiktionsfehlers und der Digitalhierarchie-umgesetzten Prädiktion werden die Ergebnisse im Kreis umhergeschickt. In der vorliegenden Ausführungsform mit N – C oder 6 DPCM-Bits ist dieses Umherkreisenlassen eine Art von Moduln-Operation, welche mathematisch durch die folgenden Gleichungen beschrieben wird, wobei "mod" die Moduln-Operation bedeutet und wobei y eine ganze Zahl ist: wr(y) = ((y + 2(6-1)) mod 26) – 2(6-1) oder wr(y) = ((y + 32) mod 64) – 32
Folglich wr(+32) = –32, wr(+33) = –31 usw., und wr(–33) = +31, wr(–34) = +30 usw.
In 9 stellt die Skala SCL5 den Bereich der Digitalhierarchie-umgesetzten Prädiktionen m(x ^), die Skala SCL7 den Bereich der Summen eines begrenzten Prädiktionsfehlers e_c und eine Digitalhierarchie-umgesetzte Prädiktion m(x ^) und die Skala SCL8 den Bereich der umherkreisenden Summen eines begrenzten Prädiktionsfehlers e_c und einer Digitalhierarchie-umgesetzten m(x ^) dar; am oberen Ende jeder Skala wird die Bitlösung erwähnt. Das Umherkreisen wird mit Hilfe gestrichelter Linien zwischen den Skalen SCL7 und SCL8 dargestellt.
Wegen des Umherkreisens bleibt die Anzahl der möglichen Codewörter für HDPCM wie für DPCM die gleiche. Für diese beschriebene Ausführungsform mit N–C oder 6 DPCM-Bits ist die Anzahl der Codewörter für DPCM oder HDPCM gleich 2^(N-C) oder 2⁶ oder 64.
Der begrenzte Prädiktionsfehler (e_dec)_c, welches das Eingangssignal zum DPCM-Decodierglied ist (siehe 10), ist gegeben durch: (edec)c = wr(wr((eenc)c + m(x ^enc)) – m(x ^dec))
Wegen der Natur des Umherkreisens kann dies vereinfacht werden zu: (edec)c = wr((eenc)c + m(x ^enc) – m(x ^dec))
Wenn das Codierglied und das Decodierglied gleiche Prädiktion für einen gegebenen Abtastwert besitzen, d.h. x ^_dec = x ^_enc, ist die Digitalhierarchie-umgesetzte Decodierglied-Prädiktion m(x ^_enc) gleich der Digitalhierarchie-umgesetzten Codierglied-Prädiktion m(x ^_enc), und demnach (e_aec)_c = (e_enc)_c.
Wenn das Codierglied und das Decodierglied nicht die gleiche Prädiktion besitzen und wenn –32 ≤ (eenc)c + m(x ^enc) – m(x ^dec) ≤ +31dann: (edec)c = (eenc)c + m(x ^enc) – m(x ^dec)
In diesem Fall, welcher nahezu zu jeder Zeit passiert, ist es so, als ob das Herumkreisen in dem Decodierglied das Herumkreisen in dem Codierglied neutralisiert.
Somit, falls die Prädiktion x ^_dec in dem Decodierglied kleiner als die Prädiktion x ^_enc in dem Codierglied aufgrund eines Übertragungsfehlers in einem vorherigen Abtastwert oder einem Direktzugriff ist, wird der begrenzte Prädiktionsfehler (e_dec)_c in dem Decodierglied höher oder gleich zu dem begrenzten Prädiktionsfehler (e_enc)_c in dem Codierglied sein. Wenn der begrenzte Prädiktionsfehler (e_dec)_c in dem Decodierglied höher als der begrenzte Prädiktionsfehler (e_enc)_c in dem Codierglied ist, wird die zu geringe Prädiktion x ^_dec des Decodierglieds korrigiert. In der Tat wird x ^_dec + (e_aec)_c, welches das Decodierglied-Ausgangssignal ist, weniger von x ^_enc + (e_enc)_c abweichen als x ^_dec von x ^_enc abweicht.
Erstes extraverbesserndes Teil für HDPCM, "Reduktion des Begrenzungsbereiches" genannt
Wenn das Codierglied und das Decodierglied nicht die gleiche Prädiktion besitzen, und wenn (eenc)c + m(x ^enc) – m(x ^dec) < –32 oder +31 < (eenc)c + m(x ^enc) – m(x ^dec) dann wird (edec)c = (eenc)c + m(x ^enc) – m(x ^dec) + n·64wobei n eine ganze Zahl nicht gleich null ist. In diesem Fall wird die Kombination des im Codierglied-Addierglied ADD12 und dem Decodierglied-Subtrahierglied SUB21 eine ernsthafte Abweichung zwischen (e_dec)_c und (e_dec)_c verursachen. Glücklicherweise tritt dieser Fall selten ein.
Falls er eintritt, ist es normalerweise dann, wenn die Differenz zwischen den Prädiktionen x ^_enc und x ^_dec des jeweiligen Codierglieds und Decodierglieds klein sind und wenn zu der gleichen Zeit der absolute Prädiktionsfehler nahe seinem Maximalwert ist. Ein kleiner Unterschied zwischen den Prädiktionen des Codierglieds und des Decodierglieds tritt gewöhnlich gerade vor der vollständigen Resynchronisation des Decodierglieds bezüglich des Codierglieds auf. Ein großer Prädiktionsfehler tritt bei plötzlichen Änderungen oder nicht stationären Gegebenheiten des Videosignals auf. In dieser Ausführungsform mit dem Begrenzen auf 6 Bits sind die extremen Prädiktionsfehler +31 und –32. Falls der begrenzte Prädiktionsfehler (e_enc)_c beispielsweise +31 ist und im gleichen Moment die Digitalhierarchie-umgesetzte Codierglied-Prädiktion m(x ^_enc) um +1 höher als die Digitalhierarchie-umgesetzte Decodierglied-Prädiktion m(x ^_dec) ist, wird das Decodierglied mit einem Prädiktionsfehler gleich +31 + 1 oder +32 aufhören, und dies wird bis zu –32 umherkreisen gelassen. So besitzt der Prädiktionsfehler (e_dec)_c in dem Decodierglied nahezu den gleichen Absolutwert wie der Prädiktionsfehler (e_enc)_c in dem Codierglied, jedoch ist das Vorzeichen entgegengesetzt. Dies schaut aus, als ob es einen Übertragungsfehler von 31–(–32) oder +63 gibt. Um ausreichend derartig große Fehler in dem Ausgangssignal zu vermeiden, wird vorzugsweise der Prädiktionsfehler-Begrenzungsbereich reduziert, in dieser Ausführungsform von [–32..+31] auf [–31..±30], während das Addierglied in dem HDPCM-Codierglied und das Subtrahierglied in dem HDPCM-Decodierglied ihr Umherkreisen für den Bereich [–32..+31] beibehalten.
Das Reduzieren des Begrenzungsbereichs, wie oben beschrieben, löst bei plötzlich schwer vorhersagbaren Veränderungen in der Video-Information nur Fehler aus, welche nahezu nicht wahrnehmbar sind. Jedoch besitzt dies den Vorteil, dass das Decodierglied viel besser die Abweichung des Decodierglieds vom Codierglied nach Übertragungsfehlern oder nach einem Direktzugriff korrigiert.
Zweites extraverbesserndes Teil für HDPCM, als "nicht gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen" bezeichnet
HDPCM korrigiert viel schneller die Abweichung des Decodierglieds von dem Codierglied, wenn das transportierte Signal eine höhere Amplitude besitzt. Bei negativer Modulation passiert es, dass das Korrigieren schneller für sync-Pulse als für helle Bildteile erfolgt. Wenn das transportierte Bild beispielsweise ein vollständig weißes Feld ist, bleibt ein Übertragungsfehler typischerweise bis zum Ende der Horizontallinie bestehen.
Die Effektivität der Fehlerkorrektur der angewendeten HDPCM kann zwischen dunklen und hellen Bildflächen durch eine geeignete, nicht gleichförmige Digitalisierhierarchie-Umsetzung der Prädiktion ausgeglichen werden. Für diese Ausführungsform mit Codieren fester Länge und 6 DPCM-Bits pro Abtastwert gibt es 64 unterschiedliche Code-Wörter. So müssen für das HDPCM-Codieren die Prädiktionen auf 64 Werte Digitalhierarchie-umgesetzt werden. Aus der Praxis ist bekannt, dass der Prädiktionsbereich ungefähr [–128..+127] ist, wobei einige so genannte "Ausreißer" außerhalb dieses Bereiches liegen. Ein derartiger Bereich [–128..+127] könnte auf 64 Werte durch eine Teilung durch 4 Digitalhierarchieumgesetzt werden. Bei negativer Modulation ist ein typischer Bereich von Prädiktionen entsprechend hellen Bildteilen [–16..+15]. Wenn das HDPCM-Digitalhierarchie-Umsetzen in einer Teilung durch 4 bestehen würde, würden nur ungefähr 8 unterschiedliche Ausgangspegel des Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzens in hellen Flächen benutzt werden. Ein typischer Bereich der Prädiktionen entsprechend dunklen Bildteilen ist [–64..+63]. Mit einem Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzen, welches eine Division durch 4 ist, würden 32 unterschiedliche Ausgangspegel des Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzens in dunkle Flächen benutzt werden. Bedenkt man, dass die Wahrscheinlichkeit, dass Übertragungsfehler korrigiert werden, für eine zunehmende Wahrscheinlichkeit, dass Digitalhierarchie-umgesetzte Prädiktionen unterschiedlich im Codierglied und im Decodierglied sind, ansteigt, führt eine Division durch 4 zu einer Diskrepanz der Fehlerkorrektur zwischen hellen und dunkeln Bildflächen. Deshalb wird vorgezogen, für diese Ausführungsform das folgende, nicht gleichmäßige Digitalhierarchie-Umsetzen zu benutzen: eins zu eins im Bereich [–16..+15], eine Division durch 5 in den Bereichen [–96..–17] und [+16..+95] und ein Digitalhierarchie-Umsetzen auf –32 für Werte kleiner als –96 und auf +31 für Werte höher als +95. Dieses bevorzugte Digitalhierarchie-Umsetzen wird in 9 mit Hilfe der gestrichelten Linien zwischen den Skalen SCL6 und SCL5 dargestellt. Bei diesem nicht gleichförmigen Digitalhierarchie-Umsetzen werden ungefähr 32 Digitalhierarchie-Umsetzungspegel in hellen Flächen benutzt, wohingegen 52 Pegel in dunklen Flächen benutzt werden. Dies ist ein Verhältnis von 52/32 für nicht gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen anstatt von 32/8 für gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen basierend auf einer Division durch 4.
Die oben beschrieben starke Fehlerkorrektur für helle Bildteile durch ein nicht gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen ist vorteilhaft, um eine ausreichende Korrekturabschätzung der IF-Trägerphase zu erreichen, welche nachfolgend beschrieben wird.
Zweites verbesserndes Teil, als "PCM-Bits-Substitution" bezeichnet
Nach der obigen Beschreibung des Transports der MSBs oder DPCM-Bits, welche die DPCM (oder HDPCM) anwenden, folgt nun eine Beschreibung des Transports der LSBs oder PCM-Bits.
Wenn die MSBs in DPCM (oder HDPCM) codiert sind und die LSBs in PCM codiert sind, verlieren die LSBs ihre Relevanz, wenn ein Codierfehler in dem DPCM-(oder HDPCM-)Ausgangssignal auftritt. Ein Codierfehler in dieser Ausführungsform ohne Quantisierung wird durch Begrenzen des Prädiktionsfehlers verursacht. Wenn der Prädiktionsfehler begrenzt wurde, ist der begrenzte Prädiktionsfehler gleich einem Begrenzungswert, so ist für diese Ausführungsform mit 6 DPCM-Bits dieses gleich zu –31 oder +30 (oder –32 oder +31, wenn der Begrenzungsbereich nicht reduziert wurde, was jedoch nicht vorzuziehen ist). Wenn das Decodierglied dieser Ausführungsform einen Prädiktionsfehler von –31 oder +31 empfängt, weiß das Decodierglied ohne die Notwendigkeit für Overhead-Information, dass das Begrenzen höchstwahrscheinlich passiert ist. Es ist nur der Fall, wenn der nicht begrenzte Prädiktionsfehler exakt –31 oder +30 war, so dass keine Begrenzung passiert ist.
Folglich können, wenn der übertragene begrenzte Prädiktionsfehler +30 oder –31 ist, die PCM-Bits durch den Betrag des absoluten Begrenzungsfehlers substituiert werden. Diese Substitution wird hier und nachfolgend eine PCM-Bits-Substitution genannt und ist ein verbesserndes Teil der Erfindung. Wenn 3 (= M – N) PCM-Bits verfügbar sind, kann ein absoluter Fehler von bis zu 7 als eine ganze Zahl ohne Vorzeichen transportiert werden. Es ist nicht notwendig, ein Vorzeichen zu transportieren, da das Decodierglied von dem übertragenen begrenzten Prädiktionsfehler das Vorzeichen des Begrenzungsfehlers weiß. Für diese Ausführungsform ist das Vorzeichen des Begrenzungsfehlers positiv, wenn die übertragene begrenzte Prädiktion +30 (oder +31 im Falle eines nicht reduzierten Begrenzungsbereiches) ist, und negativ, wenn die übertragene begrenzte Prädiktion –31 ist (oder –32 im Falle eines nicht reduzierten Begrenzungsbereiches ist).
Eine bevorzugte PCM-Bits-Substitution ist wie folgt. Falls der nicht begrenzte Prädiktionsfehler e_enc im Bereich von [+30..+37] ist, wird der Wert e_enc–30 in PCM-Bits übertragen; im Falle eines nicht reduzierten Begrenzungsbereichs haben wir jeweils den Bereich [+31..+38] und den übertragenen Wert e_enc – 31. Falls e_enc im Bereich [–38..–31] ist, wird der Wert +31 – e_enc als PCM-Bits übertragen; im Falle eines nicht reduzierten Begrenzungsbereiches haben wir jeweils den Bereich [–39..–32] und den übertragenen Wert 32–e_enc. Falls der Prädiktionsfehler e_enc größer als +37 oder kleiner als –38 (größer als +38 oder kleiner als –39 für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) ist, wird ein Wert von 7 in den PCM-Bits übertragen.
Dies ist eine Begrenzungsoperation, welche den absoluten Begrenzungsfaktor auf den Bereich [0..7] begrenzt. Das Begrenzen des Prädiktionsfehlers auf den Bereich [–31..+30] in dieser Ausführungsform (oder [–32..+31] für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) wird in einem ersten Begrenzungsglied ausgeführt, wohingegen das Begrenzen des Begrenzungsfehlers für den Bereich [0..7] in einem zweiten Begrenzungsglied ausgeführt wird.
Wenn das Decodierglied am zweiten Ort SL einen begrenzten Prädiktionsfehler von +39 (+31 für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) empfängt, addiert es zu dem Ausgangssignal der DPCM-Decodierglied-Schleife den Wert, welcher in den PCM-Bits übertragen wird. Für einen empfangenen begrenzten Prädiktionsfehler von –31 (–32 für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) subtrahiert das Decodierglied von dem Ausgangssignal der DPCM-Decodierglied-Schleife den Wert, welcher in den PCM-Bits übertragen wird.
Das Ausgangssignal der DPCM-Decodierschleife ist x ^_dec + (e_dec)_c Der Wert, welcher in den PCM-Bits in dem Fall übertragen wird, dass die PCM-Bits-Substitution effektiv stattfand, ist MAX(|e – (e_enc)_c|,7) in dieser Ausführungsform mit 2 PCM-Bits. Wenn der absolute Begrenzungsfehler kleiner als 8 ist, ist das Ausgangssignal des Decodiergliedes dann: x ^dec + (eenc)c + (e – (eenc)c)
Wenn es keine Übertragungsfehler gab, dann ist das Ausgangssignal x ^_enc + e, welches exakt der Wert des Ursprungsabtastwertes des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals ist.
Wenn die PCM-Bits für die Übertragung des absoluten Begrenzungsfehlers benutzt wurden (begrenzt im umgekehrten Sinne auf [0..7] in dieser Ausführungsform), weiß das Decodierglied am zweiten Ort SL nicht, was der Wert für die LSBs sein sollte, wenn LSBs und MSBs zu einem Ausgangsabtastwert in dem Kombinierglied kombiniert sind. Deshalb ist am zweiten Ort SL ein Wert von vorzugsweise 4 das Drei-Bit-LSB-Eingangssignal des Kombiniergliedes CB für einen Abtastwert, für welchen eine PCM-Bits-Substitution effektiv stattgefunden hat. Dies reduziert den mittleren Fehler in den drei LSBs oder PCM-Bits eines Abtastwertes mit PCM-Bits-Substitution, da sie ungefähr eine gleichförmige Verteilung in dem Bereich [0..7] besitzen. Der Ausgangswert von 4 ist einer aufgrund einer zufälligen Wahl; ein Wert von 3 ist eine gute Alternative.
11 zeigt das Implementieren einer PCM-Bits-Substitution. Ein PCM-Bits-Substitutionssteuersignal SC1 am ersten Ort steuert die Substitution der PCM-Bits. Das Steuersignal SC1 wird in einem Begrenzungsdetektor BSC1 am ersten Ort von dem begrenzten Prädiktionsfehler (e_enc)_e abgeleitet. Das Steuersignal SC1 ist nur für (e_enc)_c gleich +30 oder –31 (oder +31, jeweils
–32 für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) wahr. Im Substitutionsglied BS1 sind die LSBs durch einen Substitutionswert CE ersetzt, welcher aus dem Prädiktionsfehler-Begrenzungsglied PEC1 hervorgeht, wenn das Steuersignal SC1 wahr ist.
22 ist ein Blockschaltbild des Prädiktionsfehler-Begrenzungsgliedes PEC1. Ein erstes Begrenzungsglied CLP1 begrenzt den Prädiktionsfehler e_enc. Ein Subtrahierglied SUB13 berechnet den Begrenzungsfehler, und ein Absolutwert-Berechnungsglied bzw. -Softwareprogramm ABS nimmt den Absolutwert von diesem. Ein zweites Begrenzungsglied CLP2 begrenzt den absoluten Begrenzungsfehler auf den Bereich [0..2^(M-N) – 1), wobei ein Substitutionswert CE erzeugt wird, welcher ein begrenzter Absolutbegrenzungsfehler ist.
Ein PCM-Bits-Substitutionssteuersignal SC2 an einem zweiten Ort steuert ein MSB-Korrekturglied COR und einen PCM-Bits-Schalter BS2 an einem zweiten Ort. Das Steuersignal SC2 und ein Vorzeichensignal SGN werden in einem Begrenzungsdetektor BSC2 von dem begrenzten Prädiktionsfehler (e_dec)_c abgeleitet. Das Steuersignal SC2 ist für (e_dec)_c gleich +30 oder –31 (+31 oder –32 für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) wahr. Das Vorzeichensignal SGN zeigt einen positiven Begrenzungsfehler an, wenn (e_dec)_c +30 ist, und einen negativen Begrenzungsfehler, wenn (e_dec)_c –31 (+31, jeweils –32 für einen nicht reduzierten Begrenzungsbereich) ist.
Ein PCM-Bits-Schalter BS2 am zweiten Ort schaltet die M-N LSBs eines Abtastwertes des zweiten Fernseh-IF-Signals zwischen den empfangenen M-N-Bits von dem Restbitstrom RTS und einem festen Ersatz-(M-N-)Bit-Wort 2^(N-M-1), oder 4 in der bevorzugten Ausführungsform. Falls das Steuersignal SC2 anzeigt, dass die PCM-Bits-Substitution stattgefunden hat, und wenn das Vorzeichensignal SGN einen Positionsbegrenzungsfehler anzeigt, addiert das MSB-Korrekturglied COR den absoluten Begrenzungsfehler, welcher über den Restbitstrom RTS für das Ausgangssignal x ~_dec des DPCM-Decodierglied-Kerns D2 empfangen wurde. Anderenfalls, für ein Vorzeichensignal SGN, welches einen negativen Begrenzungsfehler im Falle einer PCM-Bits-Substitution anzeigt, subtrahiert das MSB-Korrekturglied COR den absoluten Begrenzungsfehler, welcher über RTS von x ~_dec empfangen wurde. Das Ausgangssignal des MSB-Korrekturgliedes COR ist an dem Kombinierglied DB angelegt.
Das zweite verbessernde Teil, als PCM-Bits-Substitution bezeichnet, wurde oben mit Bezug auf 11 beschrieben, entsprechend dem Fall, in welchem DPCM implementiert ist. 12 zeigt ein Blockschaltbild, welches eine teilweise Implementierung der ersten Ausführungsform dieser Erfindung darstellt, wobei die ersten und zweiten Verbesserungen kombiniert sind, wobei HDPCM für den Transport der N am meisten signifikanten Bits implementiert ist und die PCM-Bit- Substitution an den M-N am wenigstens signifikanten Bits ausgeführt wird.
Anstatt eines begrenzten, absoluten begrenzten Fehlers kann ein anderer Substitutionswert (CE), welcher eine Funktion des begrenzenden Fehlers ist, für die Substitution der PCM-Bits benutzt werden, solange, dass der Substitutionswert (CE) durch M-N-Bits dargestellt werden kann. In diesem Fall muss das Decodierglied mit Hilfe einer zweiten Funktion die empfangenen Werte digitalhierarchisch umsetzen, als Resttransportabtastwert auf einen Wert, welcher zu dem Ausgangssignal der DPCM-Decodierschleife addiert werden kann oder von ihr subtrahiert werden kann, wenn das Steuersignal ST2 anzeigt, dass die PCM-Bits-Substitution stattgefunden hat.
Drittes verbesserndes Teil, als "dynamisches Verschieben des Begrenzungsbereiches" bezeichnet
Sogar mit der PCM-Bits-Substitution können große Begrenzungsfehler bei plötzlichen Änderungen des abgetasteten Fernseh-IF-Signals auftreten. Diese Codierfehler können zu sichtbaren oder hörbaren Verzerrungen führen. 13 und 14 stellen derartige plötzliche Veränderungen eines Fernseh-IF-Signals (als IF gekennzeichnet) dar. Die Vertikalachse IFL (IF-Signalpegel) stellt die Amplitude des Fernseh-IF-Signals dar, und die Horizontalachse (mit t gekennzeichnet) stellt eine Zeitachse dar. 13 stellt ein Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation dar, welches zum Zeitpunkt T_SC einen plötzlichen Wechsel (oder Übergang) von einer niedrigen Amplitude (einem hellen Bildteil) zu einer hohen Amplitude (einem dunklen Bildteil) darstellt. 14 stellt ein Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation dar, welches bei einem Zeitpunkt T_SC einen plötzlichen Wechsel (oder Übergang) von einer hohen Amplitude (einem dunklen Bildteil) zu einer niedrigen Amplitude (einem hellen Bildteil) darstellt. Sowohl
13 als auch 14 zeigen Abtastwerte S_n des Fernseh-IF-Signals, wobei jeder einem Zeitpunkt T_n entspricht. S_i bei T_i ist der Abtastwert, welcher gerade zuvor genommen wurde, und S_i+1 bei T_i+1 ist der erste Abtastwert, der gerade nach dem plötzlichen Verändern zum Zeitpunkt T_SC aufgenommen wurde. Der Graph IFE (mit gestrichelten Linien) zwischen T_SC und T_i+1 stellt das erwartete Fernseh-IF-Signal sofort nach T_SC dar. (S_i+1)_exp stellt den ersten Abtastwert nach T_SC dar, wie er erwartet wird. Es ist aus 13 und 14 klar, dass es einen verhältnismäßig großen Prädiktionsfehler (oder e) bei T_i+1 zwischen dem Abtastwert S_i+1 (oder x) und der erwarteten (oder vorhergesagten) Abtastamplitude (S_i+1)_exp (oder x ^) gibt.
Um große Begrenzungsfehler zu vermeiden, welche durch plötzliche Änderungen des abgetasteten Fernseh-IF-Signals verursacht sind, wird eine zusätzliche Verbesserung durch das Herstellen des Prädiktionsfehler-Begrenzungsbereiches in nicht fester Form oder adaptiv erhalten, wobei ein Verfahren angewendet wird, welches hier als das dynamische Verschieben des Begrenzungsbereiches genannt wird. Dieses dynamische Verschieben des Begrenzungsbereiches wird auf die Phase des IF-Trägers und auf die Helligkeit des Fernseh-IF-Signals bezogen. Deshalb werden die IF-Trägerphase und die Helligkeit abgeschätzt, was im Weiteren jeweils als eine IF-Träger-Abschätzung und eine Helligkeitsabschätzung bezeichnet wird.
15 zeigt die dynamische Verschiebung des Begrenzungsbereiches, welche dem elementaren Aufbau hinzugefügt ist, welcher aus einer IF-Trägerabschätzung besteht, welche eine Phasenregelschleife (PLL1, PLL2), ein Helligkeitsabschätzglied (LUE1, LUE2) und ein Verschiebeabschätzglied (SHE1, SHE2) sowohl an dem ersten Ort FL als auch an dem zweiten Ort SL ist.
Erstes Unterteil der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches, als "IF-Trägerabschätzung" bezeichnet Die dynamische Verschiebung des Begrenzungsbereiches basiert auf der IF-Trägerphase. Da die IF-Trägerphase in dem Decodierglied unbekannt ist, muss das Decodierglied die IF-Trägerphase abschätzen. Um die gleiche Verschiebung im Codieren und Decodieren mit einem dynamischen Verschieben des Begrenzungsbereiches zu haben, muss das Codierglied die gleiche IF-Trägerabschätzung wie das Decodierglied durchführen. Die IF-Trägerabschätzung ist vorzugsweise mit Hilfe eines Phasenregelkreises PLL1, PLL2 realisiert, einem in dem Codierglied und einem in dem Decodierglied. Sowohl im Codierglied als auch im Decodierglied ist sie ein decodiertes Fernseh-IF-Signal x ~, welches jeweils das Ausgangssignal x ~_enc des lokalen Decodierglieds in dem Codierglied und das Ausgangssignal x ~_dec des Decodierglieds ist, welches das Referenzeingangssignal des PLL ist.
Der PLL sollte die Phase des im decodierten Fernseh-IF-Signals vorliegenden IF-Trägers abschätzen. In dieser Ausführungsform wird der IF-Träger von 38,9 MHz in dem Spektrum des digitalisierten PAL B/G-Fernsehsignals zu einer Frequenz von 38,9 – (2·16,2) = 6,5 MHz wegen des Abtastens mit 16,2 MHz gespiegelt. Für andere Übertragungsstandards (z.B. NTSC M mit einer IF-Trägerfrequenz von 45,75 MHz) wird der gespiegelte IF-Träger eine Differenzfrequenz (z.B. 2,85 MHz) für NTSC M) besitzen.
Um die Komplexität zu reduzieren, wird vorzugsweise eine einfache PLL-Struktur, wie in 16 dargestellt, implementiert, mit welcher die Nullübergänge eines Signals, im Weiteren als die erzeugte Sinuswelle sin(Φ) bezeichnet und durch einen Sinuswellengenerator SIN(Φ) erzeugt, an die Nullübergänge des hochpassgefilterten decodierten IF-Signals x ~_HP angepasst. Die PLL-Phase Φ ist eine lineare Funktion der Zeit t, ausgedrückt als Φ = w_IFt, wobei w_IF die Winkelfrequenz des IF-Trägers ist. Mit diesen Nullübergängen sind Zeitpunkte gemeint, wo ein mittleres Nullsignal von einem positiven zu einem negativen Wert oder umgekehrt läuft.
Da Nullübergänge zeitkritisch für die gute Operation des PLL sind, wird das decodierte IF-Signal x ~ zuerst mit einen Hochpassfilter HPF hochpassgefiltert, bevor es an ein Nulldurchgangs-Vergleichsglied ZCC angelegt wird, um den Einfluss des Audiosignals zu reduzieren. Bei 4 ist bei den Abastwerten 16500 bis 16570 ersichtlich, dass für diese Ausführungsform für den PAL B/G-Übertragungsstandard das Audio-Signal, welches in dem Spektrum um 1 MHz zentriert ist, bezogen auf das 6,5 MHz IF-Trägersignal einer verhältnismäßig langsamen Veränderung der DC-Komponenten ähnelt, welche signifikant die Nullübergänge beeinflusst. Ein einfaches symmetrisches Drei-Abzweig-Hochpassfilter mit Abzweigen –1/2/-1 ist ausreichend und wird bevorzugt. Ein derartiges Filter unterdrückt nicht nur das Audiosignal um 1 MHz in dem digitalisierten IF-Signal-Spektrum zwischen 0 und 8,1 MHz, sondern auch die Farbinformation um 6,5 – 4,43 = 2,07 MHz. Im Falle des NTSC M muss dieses Hochpassfilter durch ein Tiefpassfilter ersetzt werden.
Die Präzision der Phasenwerte in dem PLL dieser Ausführungsform ist vorzugsweise 8 Bit, was bedeutet, dass der Phasenbereich von [0°..360°] digital hierarchisch in den Bereich [0..256] umzusetzen ist. Für eine 6,5-MHz-Sinuswelle, welche bei 16,2 MHz abgetastet wird, entspricht ein Inkrement zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten einem Phaseninkrement ΔΦ von (256·6,5)/16,2 oder ungefähr 103. Für die Phasen, welche durch 8 Bits dargestellt sind, ist das feste Phaseninkrement ΔΦ = 103. Die Phasenwerte werden innerhalb des Bereichs [0..255] über eine Moduln-256-Operation gehalten, welche in einem 8-Bit-Addierglied automatisch auftritt.
Der PLL, wie er in 16 gezeigt wird, ist ein Reif bzw. eine Schleife, welche aus einem Register REG1, einem Addierglied ADDP, welches bei jedem Taktzyklus einen Wert ΔΦ von 103 an die PLL-Phase Φ addiert, und einer Extralogik besteht, um die Nullübergänge an das hochpassgefilterte, decodierte IF-Signal x ~_HP und die lokal erzeugte Sinuswelle sin(Φ) einzujustieren. Diese Extralogik beinhaltet das Nulldurchgangs-Vergleichsglied ZCC und eine Φ-Einstellung ΦADJ.
Das Vorzeichenbit einer Sinuswelle gibt Information über die Nullübergänge dieser Sinuswelle. Falls für einen gegebenen Abtastwert das Vorzeichen des hochpassgefilterten decodierten IF-Signals x ~_HP gleich dem Vorzeichen der erzeugten Sinuswelle sin(Φ) ist, führt die Φ-Einstellung ΦADJ ihr Eingangssignal Φ unverändert zu diesem Ausgang.
Wenn für einen gegebenen Abtastwert das Vorzeichen des hochpassgefilterten decodierten IF-Signals x ~_HP nicht gleich dem Vorzeichen der erzeugten Sinuswelle sin(Φ) ist, wird die PLL-Phase Φ in ΦADJ durch den minimal möglichen Betrag so eingestellt, dass das Vorzeichen des hochpassgefilterten decodierten IF-Signals x ~_HP und das Vorzeichen der erzeugten Sinuswelle sin(Φ) gleich werden. Tabelle 1 listet auf, auf welche Werte die PLL-Phase Φ eingestellt ist, um ein gleiches Vorzeichen für das hochpassgefilterte decodierte IF-Signal x ~_HP und die erzeugte Sinuswelle sin(Φ) zu erhalten.
Die Phaseneinstellung, wie sie hier beschrieben wird, führt zu einer schnellen Wiederherstellung der exakten PLL-Phase Φ in dem Decodierglied beim Startanfang oder nach einem Übertragungsfehler.
In dieser Ausführungsform zeigt das Ausgangssignal des Nulldurchgangs-Vergleichsgliedes ZCC an, ob die Vorzeichen von x ~_HP und sin(Φ) identisch sind oder nicht. Die Φ-Einstellung ΦADJ stellt die PLL-Phase Φ entsprechend der Tabelle 1 ein oder leitet Φ ungeändert vom Eingang zum Ausgang, falls x ~_HP und sin(Φ) das gleiche Vorzeichen besitzen.
Tabelle 1
Das Hochpassfilter HPF führt eine Phasenverschiebung zwischen seinem Ausgang und seinem Eingang ein, und folglich auch eine Phasenverschiebung gegenüber dem Ausgang des PLL. Diese Phasenverschiebung durch das Hochpassfilter HPF muss kompensiert werden, wenn die PLL-Phase Φ für Entscheidungen über die Verschiebung des Begrenzungsbereiches benutzt wird. Mit dem hier bevorzugten Drei-Abzweig-Hochpassfilter beträgt die Verschiebung, welche durch das Hochpassfilter eingeführt wird, einen Zyklus des Abtasttaktes oder 103 Einheiten der 8-Bit-Präzisionsphase für diese Ausführungsform bei dem PAL B/G-Übertragungsstandard und einer Abtastrate von 16,2 MHz.
Zweites Unterteil der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches, als "Helligkeitsabschätzung" bezeichnet
Wie zuvor gesagt, bezieht sich die dynamische Verschiebung des Begrenzungsbereiches nicht nur auf die Phase des IF-Trägers, sondern auch auf die Helligkeit des zusammengesetzten Signals, welches den IF-Träger moduliert. Die Helligkeit wird jedoch nicht wie eine Seiteninformation innerhalb des abgetasteten Fernseh-IF-Signals übertragen und muss deshalb sowohl im Codierglied als auch im Decodierglied abgeschätzt werden. Um die gleiche Verschiebung beim Codieren und Decodieren mit einem dynamischen Begrenzungsbereich zu erhalten, muss das Codierglied die gleiche Helligkeitsabschätzung besitzen wie das Decodierglied.
Ein Fernseh-IF-Signal ist ungefähr ein IF-Träger, welcher in der Amplitude durch die Helligkeit moduliert ist, und wird hier weiterhin als Y·sin(ω_IFt) dargestellt, wobei Y die Helligkeit und wobei ω_IF die Winkelfrequenz des IF-Trägers ist. Nach dem Abtasten bei 16,2 MHz wird die IF-Trägerfrequenz zu dem Bereich (–8,1..+8,1 MHz] gespiegelt.
Die Helligkeitsabschätzung wird vorzugsweise in zwei Schritten, wie unten beschrieben, ausgeführt.
Der erste Schritt der Helligkeitsabschätzung ist das Multiplizieren des Ausgangssignals x ~ des Decodierglieds oder des lokalen Decodierglieds in dem Codierglied durch einen abgeschätzten IF-Träger. Der abgeschätzte IF-Träger wird von der PLL-Phase Φ abgeleitet.
Das Ausgangssignal Φ des PLL besitzt eine Phasenverzögerung von einer Abtastperiode bezüglich dem decodierten IF-Signal x ~, aufgrund der Verzögerung, welche durch die Drei-Abzweig-Hoch- Passfilter HPF in der PLL verursacht ist. Die Phasenverzögerung einer Abtastperiode wird in der Helligkeitsabschätzung dadurch kompensiert, indem nicht sin(Φ), sondern sin(Φ + ΔΦ) mit x ~ multipliziert wird, wobei sin(Φ + ΔΦ) sin(Φ – 103) für PAL B/G ist. So ist sin(Φ + ΔΦ) eine Abschätzung für den IF-Träger sin(ω_IF·t). Das Multiplizieren ist dann: x ~·sin(ωIF·t) = Y·sin(ωIF·t)·sin(ωIF·t) = 0,5·Y·(1 – cos(2ωIF·t))
Der zweite Schritt der Helligkeitsabschätzung ist ein Tiefpassfiltern mit Hilfe eines Tiefpassfilters LPF mit dem Ergebnis der Multiplikation des ersten Schrittes der Helligkeitsabschätzung, um die Hochfrequenzkomponente cos(2ω_IF·t) zu unterdrücken und um die Helligkeit Y zu erhalten, welche eine abgeschätzte Helligkeit L ist.
Das Ausgangssignal des Mischens des decodierten IF-Signals x ~ mit der Sinuswelle sin(Φ + ΔΦ) besitzt eine starke Komponente bei der doppelten IF-Trägerfrequenz. Bei dieser Ausführungsform für PAL B/G beträgt die Doppel-IF-Trägerfrequenz 6,5·2 oder 13 MHz. Wegen der 16,2-MHz-Abtastfrequenz gibt es ein Spiegeln der 13-MHz-Mischkomponente bei 16,2–13 oder 3,2 MHz, eine Frequenz, welche nahezu einem kompletten Zyklus von fünf Abtastperioden (3,2/16,2 ist ungefähr 1/5) entspricht. Deshalb ist dieses Tiefpassfiltern des zweiten Schrittes der Helligkeitsabschätzung vorzugsweise ein bewegliches 5-Abzweig-Durchschnittsfilter für PAL B/G. Ein bewegliches Durchschnittsfilter ohne Multiplier wird wegen seiner einfachen Realisierung und da es nahezu völlig das unerwünschte Mischen des Ausgangssignals von 3,2 MHz unterdrückt, bevorzugt.
17 zeigt ein Blockschaltbild eines Helligkeitsabschätzteils (bezeichnet mit LUE) für diese Ausführungsform der Erfindung, wie oben beschrieben, mit welchem die abgeschätzte Helligkeit L von der PLL-Phase Φ und dem decodierten IF-Signal x ~ erhalten wird. Die Multiplikation des ersten Schrittes der Helligkeitsabschätzung wird als ein Mischen in einem Mischglied MIX des decodierten IF-Signals x ~ mit einer lokalen Oszillator-Sinuswelle sin(Φ + ΔΦ) von einem lokalen Oszillationsglied SIN(Φ + ΔΦ) ausgeführt. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters LPF ist die abgeschätzte Helligkeit L und ist die Summe der aktuellen und der vorherigen vier Eingangssignale.
Das dritte Unterteil der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches wird nun beschrieben, welches als "Verschiebungsberechnung" bezeichnet wird.
Eine bevorzugte Berechnung einer Verschiebung des Begrenzungsbereiches wird basierend auf der IF-Trägerphase und den Helligkeitsabschätzungen beschrieben, welche oben beschrieben sind.

Prädiktionsfehler können außerhalb des Begrenzungsbereiches bei unvorhersagbaren plötzlichen Veränderungen oder Übergängen des Fernseh-IF-Signals liegen, von welchen einige zuvor mit Hilfe der 13 und 14 beschrieben wurden. In dem abgetasteten Fernseh-IF-Signal sind diese plötzlichen Veränderungen maximal, wenn eine Schwierigkeit, einen Abtastwert vorherzusagen, mit einem Spitzenwert der Sinuswelle des IF-Trägers zusammenfällt. Deshalb muss eine Verschiebung des Begrenzungsbereiches ([–31..+30) für diese Ausführungsform) proportional zu dem sofortigen Wert der Sinuswelle des IF-Trägers sein, welcher als ein sin(ω_IF·t) dargestellt werden kann. Tabelle 2

Augenblickwert des IF-Trägers sin(ω_IF·t)	Verschiebungsbet rag bei geringer Helligkeit	Verschiebungsbet rag bei hoher Helligkeit
256·sin(ω_IF·t) ≤ –96	+12	–12
–96 < 256·sin(ω_IF·t) ≤ –80	+8	–8
–80 < 256·sin(ω_IF·t) ≤ –64	+4	–4
–64 < 256·sin(ω_IF·t) < 64	0	0
64 ≤ 256·sin(ω_IF·t) < 80	–4	+4
80 ≤ 256·sin(ω_IF·t) < 96	–8	+8
96 ≤ 256·sin(ω_IF·t)	–12	+12

Um ein Multiplizieren in der Berechnung der Verschiebung sh des Begrenzungsbereiches, wie er durch sh(t) = C·sin(ωIF·t)dargestellt wird, zu vermeiden, wobei C eine beliebige Konstante ist, ist die abgeschätzte IF-Trägerschwingung quantisiert. Eine bevorzugte Implementierung nutzt sieben Pegel der Quantisierung.
Die bevorzugten Schwellwerte für die 7-Pegel-Quantisierung werden in der ersten Spalte der Tabelle 2 gegeben.
Der Betrag der Verschiebung des Prädiktionsfehler-Begrenzungsbereichs wird vorzugsweise wie folgt berechnet.
Wenn die Helligkeit niedrig ist, ist ein schwer vorhersagbarer Übergang, ein Übergang zu einer hohen Helligkeit. Wenn der erste Abtastwert des IF-Signals nach einem derartigen Übergang von einer niedrigen zu einer hohen Helligkeit mit einem positiven Spitzenwert der IF-Trägerschwingung zusammenfällt, wie dies in 14 dargestellt wird, wird der Prädiktionsfehler einen großen negativen Wert besitzen, für einige Übergänge dieser Ausführungsform viel weniger als –31. Deshalb wird die Verlustlosigkeit der Kompression im Falle von schwer vorhersagbaren Helligkeitsübergängen durch das Einführen einer Verschiebung sh des zuvor erwähnten Begrenzungsbereiches von [–31..+30] für Abtastwerte, welche einer dunklen Helligkeit bis zu einem Begrenzungsbereich von [(–31 + sh)..(30 + sh)] entsprechen, verbessert, wobei sh ein negativer Wert von vorzugsweise 0, –4, –8 oder –12 ist, jeweils entsprechend den zuvor erwähnten Quantisierpegeln des augenblicklichen Wertes der IF-Trägerschwingung, wie dies in Tabelle 2 angezeigt wird. Wenn der erste Abtastwert des IF-Signals nach einem derartigen Übergang von einer niedrigen zu einer hohen Helligkeit mit einem negativen Spitzenwert der IF-Trägerschwingung zusammenfällt, sollte die Verschiebung einen positiven Wert besitzen, für diese Ausführungsform vorzugsweise mit sh-Werten von 0, +4, +8 und +12 entsprechend den Quantisierpegeln des quantisierten augenblicklichen Wertes der abgeschätzten IF-Trägerschwingung, wie dies in Tabelle 2 angezeigt wird. In 9 stellt SCL9 eine Verschiebung des Begrenzungsbereichs [–32..+31] für eine Verschiebung sh von +8 dar.
Wenn die Helligkeit hoch ist, ist ein schwer vorhersagbarer Übergang ein Übergang zu einer niedrigen Helligkeit. In ähnlicher Weise, wie bei dem oben beschriebenen Übergang von einer niedrigen zu einer hohen Helligkeit, werden Codierfehler durch eine Verschiebung sh des Begrenzungsbereiches reduziert. Wenn der erste Abtastwert des IF-Signals nach einem derartigen Übergang von einer hohen zu einer niedrigen Helligkeit mit einem positiven Spitzenwert der IF-Trägerschwingung zusammenfällt, wie dies in 13 dargestellt wird, wird eine positive Verschiebung sh des Begrenzungsbereiches benötigt. Wenn der erste Abtastwert des IF-Signals nach einem Übergang von einer hohen zu einer niedrigen Helligkeit mit einem negativen Spitzenwert der IF-Trägerschwingung zusammenfällt, wird eine negative Verschiebung des Begrenzungsbereiches benötigt. Tabelle 2 zeigt die bevorzugten Verschiebebeträgte für diese Ausführungsform in Funktion der quantisierten Augenblickswerte der geschätzten IF-Trägerschwingung.
Verbesserung der Verschiebeberechnung, als "Dejitter bzw. Entjitter" bezeichnet
Die Praxis hat gezeigt, dass es vorzuziehen ist, einen gewissen Entjitter zu den Schwellwerten der niedrigen und hohen Helligkeitswerte der abgeschätzten Helligkeit L zu addieren. Bei dieser Ausführungsform wird der Entjitter durch Berücksichtigen sowohl der abgeschätzten Helligkeit des aktuellen Abtastwertes und der abgeschätzten Helligkeit des vorherigen Abtastwertes erhalten. Ein Abtastwert wird als zugehörig zu einer Fläche niedriger Helligkeit betrachtet, wenn die abgeschätzte Helligkeit L des Abtastwertes kleiner als 8 ist und die abgeschätzte Helligkeit L des vorherigen Abtastwertes kleiner als 8–2 oder 6 ist. In ähnlicher Weise wird ein Abtastwert so bestimmt, dass er zu einer Fläche hoher Helligkeit gehört, wenn die abgeschätzte Helligkeit L des Abtastwertes höher als 12 ist und die abgeschätzte Helligkeit L des vorherigen Abtastwertes höher als 12 + 2 oder 14 ist. Die eben erwähnten Schwellwerte niedriger und hoher Helligkeit werden hier als ein Beispiel gegeben, sie hängen jedoch von der Referenzspannung ab, welche für die Analog/Digital-Wandlung des Fernseh-IF-Signals benutzt wird. Die abgeschätzten Helligkeiten ändern sich entsprechend einer Änderung der Referenzspannung.
Die Verschiebung des Begrenzungsbereiches für einen gegebenen Abtastwert hängt von dem Pegel der quantisierten IF-Trägerschwingung ab. Diese quantisierte IF-Trägerschwingung hängt von der PLL-Phase Φ von dem Phasenregelkreis PLL ab. Die Phase, welche benutzt wird, um über die Verschiebung des Begrenzungsbereiches zu entscheiden, enthält die Kompensation für eine Anzahl von Verzögerungen. Diese Verzögerungen sind in 20 dargestellt. 20 zeigt fünf Graphen G1, G2, G3, G4 und G5. Der Graph G1 wird als Zeitreferenz für die anderen Graphen der gleichen Figur benutzt und zeigt ein Blocksignal mit einer Periode (Abtastperiode T_s) und einer Phase entsprechend der Abtastrate der Abtastwerte x. Der Graph G2 stellt die aufeinander folgenden eingehenden Abtastwerte x_i, x_i+1, ... dar. Die Graphen G3, G4 und G5 stellen die folgenden Verzögerungen dar:

– eine Zwei-Abtastwerte-Verzögerung zwischen der Verschiebung des Begrenzungsbereiches der Prädiktionsfehler und dem DPCM-Ausgangssignal (diese Verzögerung hängt von der Implementierung der DPCM-Schleifen ab), dargestellt in Graph G3;
– eine Ein-Abtastwert-Verzögerung, welche durch das Drei-Abzweig-Hochpassfilter HPF in der PLL verursacht wird, dargestellt in Graph G4;
– eine Ein-Abtastwert-Verzögerung zwischen der Berechnung des Verschiebebetrages und der aktuellen Verschiebung des Begrenzungsbereiches, dargestellt in Graph G5 (diese Verzögerung hängt auch von dem Implementieren der Ausführungsform ab).

Für die betrachtete Implementierung gibt es eine Kompensation für eine Gesamtverzögerung von vier Abtastwerten. Deshalb wird die Sinuswelle, welche für die Entscheidung über die Verschiebung des Begrenzungsbereiches benutzt wird, für diese Ausführungsform ausgedrückt durch sin(Φ + 4ΔΦ) oder sin(Φ + 4·(256·6,5/16,2)), was sin(Φ + 411) für eine 8-Bit-Darstellung der Phase ergibt.
18 zeigt ein Blockschaltbild des Verschiebungsabschätzgliedes (bezeichnet SHE) dieser Ausführungsform der Erfindung, wie oben beschrieben, mit welcher die Verschiebung sh von der PLL-Phase Φ erhalten wird, und die abgeschätzte Helligkeit L. Aus der PLL-Phase Φ wird eine Sinuswelle sin(Φ + 4ΔΦ) mit einem Sinuswellengenerator SIN(Φ + 4ΔΦ) erzeugt. Die Sinuswelle sin(Φ + 4ΔΦ) wird in einem 7-Pegel-Quantisierglied Q quantisiert, von welchem das Ausgangssignal an ein Verschiebungsberechnungsglied SHC angelegt wird. In dem Verschiebe-Berechnungsglied SHC wird der Betrag der Verschiebung sh des Prädiktionsfehler-Begrenzungsbereiches bestimmt, wie oben beschrieben.
Das Implementieren des Entjitters in dieser Ausführungsform beinhaltet ein Register REG2, welches die abgeschätzte Helligkeit L einer Abtastung für die Dauer einer Abtastung verzögert.
Die dynamische Verschiebung des Begrenzungsbereiches wird vorzugsweise in drei aufeinander folgenden Schritten implementiert.

– Abziehen der Verschiebung vom Prädiktionsfehler, was zu einem verschobenen Prädiktionsfehler führt;
– Begrenzen des verschobenen Prädiktionsfehlers auf einen festen Begrenzungsbereich, für diese Ausführungsform auf den Bereich [–31..+30] (oder [–32..+31] im Falle des nicht reduzierten Begrenzungsbereichs), was zu einem begrenzten verschobenen Prädiktionsfehler führt;
– Addieren des Verschiebebetrages zu dem begrenzten verschobenen Prädiktionsfehler.

19 stellt das Implementieren der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches dar. An dem ersten Ort subtrahiert ein Subtraktionsglied SUB12 die Verschiebung sh_enc von dem Prädiktionsfehler e_enc, was zu einem verschobenen Prädiktionsfehler e_enc–sh_enc führt. Der verschobene Prädiktionsfehler e_enc–sh_enc wird in dem Prädiktionsfehler-Begrenzungsglied PEC1 begrenzt und führt zu einem begrenzten verschobenen Prädiktionsfehler (e_enc–sh_enc)_c. Die Verschiebung sh_enc wird durch das Addierglied ADD13 an den begrenzten verschobenen Prädiktionsfehler (e_enc–sh_enc)_c addiert, und die sich ergebende Summe (e_enc)_c wird durch das Addierglied ADD11 zu der Codierglied-Prädiktion x ^_enc addiert, um zu dem Ausgangssignal x ^_enc des lokalen Decodierglieds in dem Decodierglied zu führen. Am zweiten Ort wird die Verschiebung sh_dec in einem Addierglied ADD22 an das verschobene Decodierglied-Ausgangssignal x ~_dec–sh_dec addiert, was zu dem Decodierglied-Ausgangssignal x ~_dec führt.
Die HDPCM ist nicht in 19 implementiert. Es ist jedoch möglich, die dynamische Verschiebung des Begrenzungsbereiches mit HDPCM, wie zuvor beschrieben, zu kombinieren, da der Bereich der übertragenen Prädiktionsfehler bei [–31..+30] verbleibt. 5, welches eine vollständige Implementierung dieser Ausführungsform ist, zeigt die HDPCM, kombiniert mit der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches.
Die oben beschriebene erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann in einem feldprogrammierbaren, logischen Gate-Feld implementiert werden, welches vorzugsweise bei einer Taktfrequenz gleich der Abtastfrequenz der ersten digitalisierten Fernseh-IF-Frequenz ist.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben wurde, ist die Erfindung nicht allein auf diese erste Ausführungsform begrenzt. Digitalisierte Fernseh-IF-Signale entsprechen den gleichen oder anderen Übertragungsstandards als dem einen, welcher in der Beschreibung der ersten Ausführungsform erwähnt wurde, können über den gleichen oder andere Transportkanäle als der eine, welche in dieser Beschreibung erwähnt wurde, transportiert werden, wobei die Prädiktion und die dynamische Verschiebung des Begrenzungsbereiches für den Transmissionsstandard geeignet sind. Ein anderes Digitalsignal als ein digitales Fernseh-IF-Signal kann auch transportiert werden, wiederum mit der Prädiktion und der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches, welche an die Parameter des Digitalsignals angepasst sind. Andere Werte können für M, N und C gewählt werden. Außerdem können verschiedene andere bevorzugte Auswahlschritte in der Implementierung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unterschiedlich durchgeführt werden.
Die erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wurde oben beschrieben, wobei von der Implementierung einer elementaren Implementierung mit Bezug auf 6 ausgegangen wurde und diesem eine Addition Schritt-für-Schritt von verbesserten Teilen bis zu einer vollen Implementierung folgte, welche in 5 gezeigt wird. Durch die verbessernden Teile ist hierbei HDPCM, PCM-Bit-Substitution und dynamisches Verschieben des Begrenzungsbereiches gemeint.
Die Erfindung kann auf Kosten eines niedrigeren Grades des Transports des Digitalsignals oder auf Kosten einer höheren Wahrscheinlichkeit für Codierfehler als eine Kombination der elementaren Implementierung, wie sie in der Beschreibung der ersten Ausführungsform beschrieben wurde, und einer oder mehrerer, jedoch nicht aller der verbessernden Teile implementiert werden, wie sie in der Beschreibung der ersten Ausführungsform beschrieben werden. Die nachfolgend beschriebenen zweiten und dritten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind zwei Beispiele der Kombinationen der elementaren Implementierung und einer oder mehrerer der verbessernden Teile.
Zweite bevorzugte Ausführungsform
Die zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren für den Transport eines Abtastwertes S1 eines ersten Digitalsignals über einen Transportkanal TC von einem ersten Ort FL zu einem zweiten Ort SL, wo er als ein Abtastwert S2 eines zweiten Digitalsignals empfangen wird. Das zu transportierende Digitalsignal und der Transportkanal TC sind speziell (aber nicht notwendigerweise) die gleichen, wie in der ersten Ausführungsform beschrieben, wobei das zu transportierende Digitalsignal demnach ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist.
Die zweite Ausführungsform wird nachfolgend mit Bezug auf und im Vergleich zur Beschreibung der ersten Ausführungsform dieser Erfindung und den Figuren, die dafür benutzt werden, beschrieben.
21 zeigt ein Blockschaltbild des Implementierens der zweiten Ausführungsform. Die zweite Ausführungsform ist dadurch charakterisiert, dass die M-N LSBs umkomprimiert übertragen werden, vorzugsweise im PCM, und dass die N MSBs auf N-C Bits durch Implementierung des verbessernden Teils HDPCM mit dem HDPCM-extraverbessernden Teil "Reduzieren des Begrenzungsbereiches" und/oder dem HDPCM-extraverbessernden Teil "nicht gleichförmige Digitalhierarchie-Umsetzung" komprimiert sind. In dem Blockschaltbild der 21 ist damit der elementare Aufbau der 6 kombiniert mit HDPCM, wie dies in 10 dargestellt wird. Die extraverbessernden Teile sind in 21 nicht sichtbar.
Für eine detaillierte Beschreibung dieser zweiten Ausführungsform wird auf die Beschreibung der ersten Ausführungsform verwiesen, in welcher alle Teile dieser zweiten Ausführungsform beschrieben werden.
Dritte bevorzugte Ausführungsform
Die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Transport eines Abtastwertes S1 eines ersten Digitalsignals über einen Transportkanal TC von einem ersten Ort FL zu einem zweiten Ort SL, wo er als ein Abtastwert S2 eines zweiten Digitalsignals empfangen wird. Das zu transportierende Digitalsignal und der Transportkanal TC sind im Speziellen (aber nicht notwendigerweise) die gleichen, wie in der ersten Ausführungsform beschrieben, wobei das zu transportierende Digitalsignal ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist.
Die dritte Ausführungsform wird nachfolgend mit Bezug auf und verglichen mit der Beschreibung der ersten Ausführungsform dieser Erfindung und den dafür benutzten Figuren beschrieben.
15, auf welche bereits in der Beschreibung der ersten Ausführungsform Bezug genommen wurde, zeigt ein Blockschaltbild des Implementierens der dritten Ausführungsform. Die dritte Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass die M-N LSBs unkomprimiert übertragen werden, vorzugsweise in PCM, und dass die N MSBs auf N-C-Bits durch Implementieren des verbessernden Teils "Dynamisches Verschieben des Begrenzungsbereichs" komprimiert sind. In dem Blockschaltbild der 15 ist damit der elementare Aufbau der 6 kombiniert mit der dynamischen Verschiebung des Begrenzungsbereiches, wie es in 19 dargestellt wird.
Für eine detailliertere Beschreibung dieser dritten Ausführungsform wird auf die Beschreibung der ersten Ausführungsform verwiesen, in welcher alle Teile dieser dritten Ausführungsform beschrieben werden.
Referenzschlüssel:

Claims

Verfahren zur Übertragung eines ersten Digitalsignals (DS1) von einem ersten Ort (FL) über einen Transportkanal (RC) zu einem oder zu mehreren zweiten Orten (SL), wo es als ein zweites Digitalsignal (DS2) empfangen wird, welches im Wesentlichen gleich zu dem ersten Digitalsignal (DS1) ist, womit ein Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1), welches durch M Bits dargestellt ist, wobei dieses die Gesamtsumme der N am meisten signifikanten Bits (MSB) und der M-N am wenigstens signifikanten Bits (LSB) ist, über den Transportkanal (TC) als ein Transportabtastwert, welcher wenigstens zwei Teile aufweist, transportiert wird, von denen ein Teil ein komprimierter Transportabtastwert (CTS) ist, welcher durch N-C Bits dargestellt wird, wobei N kleiner als M und C kleiner als N und größer als 0 ist, wobei die N-C Bits durch prädiktives Codieren der N am meisten signifikanten Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) erhalten werden, wobei jedem Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) wenigstens entspricht: eine Prädiktion (x ^_enc), basierend auf vorher komprimierten Abtastwerten und welche die vorhergesagten N am meisten signifikanten Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) darstellt, einem Prädiktionsfehler (e_enc), welcher die Differenz zwischen den N am meisten signifikanten Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) und der Prädiktion (x ^_enc) darstellt, und einem Begrenzungsfehler, welcher die Differenz zwischen dem Prädiktionsfehler (e_enc) und einem begrenzten Prädiktionsfehler ((e_enc)_c) darstellt, welches der Prädiktionsfehler (e_enc) ist, begrenzt durch ein erstes Begrenzungsglied (PEC1) gegenüber einem Begrenzungsbereich, welcher als [A..B] mit Hilfe von N-C Bits dargestellt wird, wobei A und B ganze Zahlen sind und B-A gleich oder kleiner als 2 < (N – C) > – 1 ist, und das andere Teil ein Resttransportabtastwert (RTS) ist, welcher durch M-N Bits dargestellt ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Resttransportabtastwert (RTS), entweder gleich zu den M-N am wenigsten signifikanten Bits (LSB) des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) in dem Fall ist, dass der Prädiktionsfehler (e_enc), welcher dem Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) entspricht, in dem Bereich [A..B] ist oder, in dem anderen Fall, gleich zu einem Substitutionswert (CE) ist, welcher eine Funktion des Begrenzungsfehlers entsprechend dem Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) ist, womit der Ausgangswert der Funktion des begrenzenden Fehlers durch M-N Bits dargestellt werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der komprimierte Transportabtastwert (CTS) der begrenzte Prädiktionsfehler ((e_enc)_c) ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der komprimierte Transportabtastwert (CTS) eine in dem Bereich [A..B] herumkreisen gelassene Summe des begrenzten Prädiktionsfehlers ((e_enc)_c) und eines digitalhierarchisch umgesetzten Wertes (m(x ^_enc)) der Prädiktion (x ^_enc) ist, und dass der digitalhierarchisch umgesetzte Wert (m(x ^_enc)) der Prädiktion (x ^_enc) die Prädiktion (x ^_enc) ist, welche auf einen Bereich [D..E] digitalhierarchisch umgesetzt ist, wobei E und D ganze Zahlen sind und E-D gleich zu oder kleiner als 2^(N-C) – 1 ist.
Verfahren nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Resttransportsignal (RTS) im PCM transportiert wird.
Verfahren nach einem der obigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Fall, dass der Prädiktionsfehler (e_enc) entsprechend dem Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) nicht in dem Bereich [A..B] ist, der Substitutionswert (CE) erhalten wird, indem zuerst der Absolutwert des begrenzenden Fehlers des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) hergenommen wird und dann der Absolutwert auf einen Bereich begrenzt wird, welcher durch M-N Bits dargestellt werden kann.
Verfahren zur Übertragung eines ersten Digitalsignals (DS1) von einem ersten Ort (FL) über einen Transportkanal (TC) zu einem oder zu mehreren zweiten Orten (SL), wo es als ein zweites Digitalsignal (DS2) empfangen wird, welches im Wesentlichen gleich dem ersten Digitalsignal (DS1) ist, wobei ein Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1), welches durch N Bits dargestellt ist, über den Transportkanal (TC) als ein Transportabtastwert transportiert wird, welcher durch N-C Bits dargestellt ist, wobei C kleiner als N und größer als 0 ist, wobei die N-C Bits über prädiktives Codieren der N Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) erhalten werden, wobei mit jedem Abtastwert des ersten Digitalsignals (DS1) wenigstens eine Prädiktion (x ^_enc) entspricht, welcher die vorhergesagten N Bits des Abastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) darstellt, wodurch die Prädiktion auf vorher komprimierten Abtastwerten basiert, und ein Prädiktionsfehler (e_enc), welche die Differenz zwischen den N Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) und der Prädiktion (x ^_enc) darstellt, dadurch gekennzeichnet, dass der Transportabtastwert eine in dem Bereich [A..B] herumkreisen gelassene Summe des Prädiktionsfehlers (e_enc), begrenzt auf einen Bereich, welcher als der Begrenzungsbereich [A..B] bezeichnet wird, wobei A und B ganze Zahlen sind und wobei B-A gleich zu 2^(N-C) – 1 ist, und einem digitalhierarchisch umgesetzten Wert (m(x ^_enc)) der Prädiktion (x ^_enc) ist, welche auf einem Bereich [D..E] digitalhierarchisch umgesetzt ist, wobei E und D ganze Zahlen sind und wobei E-D gleich zu oder kleiner als 2^(NC) – 1 ist.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Prädiktion (x ^_enc) digitalhierarchisch umgesetzt ist oder in einer nicht gleichförmigen Weise quantisiert ist, so dass die Quantisierung entsprechend kleinen Eingangsamplituden für die Prädiktionswerte fein ist und für Prädiktionswerte entsprechend großen Amplituden des ersten Digitalsignals grob ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass für den Begrenzungsbereich [A..B] B-A kleiner als 2^(N-C) – 1 ist.
Verfahren nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Begrenzungsbereich [A..B] für alle Abtastwerte fest ist (nicht verschiebbar ist).
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Begrenzungsbereich [A..B] in jedem Abtastwert über eine Verschiebung (sh) verschiebbar ist, wobei die Verschiebung (sh) in einem Abtastwert eine Funktion eines oder mehrerer aktueller Parameter des Abtastwertes des ersten Digitalsignals ist, wobei der Begrenzungsbereich dann (A + sh..B + sh) ist.
Verfahren zum Übertragen eines ersten Digitalsignals (DS1) von einem ersten Ort (FL) über einen Transportkanal (TC) zu einem oder zu mehreren zweiten Orten (SL), wo es als ein zweites Digitalsignal (SL) empfangen wird, welches im Wesentlichen gleich dem ersten Digitalsignal (DS1) ist, womit ein Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1), welcher durch N Bits dargestellt ist, über den Transportkanal (TC) als ein Transportabtastwert transportiert wird, welcher durch N-C Bits dargestellt ist, wobei C kleiner als N und größer als 0 ist, wobei N-C Bits über prädiktives Codieren der N Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) erhalten werden, wodurch jedem Abtastwert (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) wenigstens eine Prädiktion (x ^_enc) entspricht, welche die vorhergesagten N Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) darstellt, wodurch die Prädiktion (x ^_enc) auf vorher komprimierten Abtastwerten basiert und ein Prädiktionsfehler (e_enc), welcher die Differenz zwischen N Bits des Abtastwertes (S1) des ersten Digitalsignals (DS1) und der Prädiktion (x ^_enc) darstellt, und wodurch der Transportabtastwert der Prädiktionsfehler (e_enc) ist, welcher auf einen Bereich begrenzt ist, welcher als Begrenzungsbereich bezeichnet wird, welcher mit Hilfe von N-C Bits dargestellt werden kann, dadurch gekennzeichnet, dass der Begrenzungsbereich in Funktion eines oder mehrerer aktueller Parameter des ersten Digitalsignals verschiebbar ist.
Verfahren nach einem der vorausgehenden Ansprüche, wodurch das erste Digitalsignal (DS1) ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist, wobei das zweite Digitalsignal (DS2) folglich auch ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8 oder 10 bis 11, wodurch das erste Digitalsignal (DS1) ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal mit einem IF-Träger ist und wobei es als Parameter wenigstens eine abgeschätzte Helligkeit und eine abgeschätzte IF-Trägerphase als Merkmale enthält, wobei das zweite Digitalsignal (Ds2) folglich auch ein digitalisiertes Fernseh-IF-Signal ist, dadurch gekennzeichnet, dass – der Begrenzungsbereich [A..B] über eine Verschiebung (sh) auf [A + sh..B + sh] verschoben wird, wobei die Verschiebung (sh) für einen Abtastwert durch die abgeschätzte Helligkeit und/oder durch die abgeschätzte IF-Trägerphase in dem Abtastwert bestimmt wird, – der Absolutbetrag der Verschiebung (sh) proportional zu dem Absolutwert der Amplitude des abgeschätzten IF-Trägers ist, – für ein Fernseh-IF-Signal mit negativer Modulation, entweder die Verschiebung (sh) im Falle eines positiven Spitzenwerts des abgeschätzten IF-Trägers und einer niedrigen Helligkeit negativ ist und im Falle eines negativen Spitzenwertes des abgeschätzten IF-Trägers und einer hohen Helligkeit, oder die Verschiebung positiv ist, im Falle eines negativen Spitzenwerts des abgeschätzten IF-Trägers und einer niedrigen Helligkeit, und im Falle eines positiven Spitzenwerts des abgeschätzten IF-Trägers und einer hohen Helligkeit, – für ein Fernseh-IF-Signal mit positiver Modulation, entweder die Verschiebung (sh) positiv ist im Falle eines positiven Spitzenwerts des abgeschätzten IF-Trägers und einer niedrigen Helligkeit, und im Falle eines negativen Spitzenwerts des abgeschätzten IF-Trägers und einer hohen Helligkeit, oder die Verschiebung (sh) negativ ist, im Falle eines negativen Spitzenwertes des abgeschätzten IF-Trägers und einer niedrigen Helligkeit, und im Falle eines positiven Spitzenwertes des abgeschätzten IF-Trägers und einer hohen Helligkeit.
Verfahren nach Anspruch 13, wodurch es an dem ersten Ort ein Codierglied für prädiktives Codieren eines Teils oder aller Bits eines Abtastwertes gibt und wodurch es bei jedem zweiten Ort (SL) ein Decodierglied für das Decodieren der vorhergesagt codierten Bits eines Abtastwertes gibt und wodurch das Codierglied ein lokales Decodierglied enthält, um die übertragenen, vorhergesagt codierten Bits eines Abtastwertes lokal zu decodieren, dadurch gekennzeichnet, dass, um die Helligkeit in dem ersten und in dem zweiten Ort abzuschätzen, der IF-Träger sowohl am ersten als auch am zweiten Ort zuerst abgeschätzt wird und dann an dem ersten Ort (FL) mit dem Ausgangssignal eines lokalen Decodiergliedes und an dem zweiten Ort (SL) mit dem Ausgangssignal eines Decodiergliedes multipliziert wird und schließlich sowohl an dem ersten als auch an dem zweiten Ort tiefpassgefiltert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass, um den IF-Träger in dem ersten und dem zweiten Ort abzuschätzen, das Ausgangssignal eines lokalen Decodiergliedes an dem ersten Ort oder das Ausgangssignal des Decodiergliedes an dem zweiten Orten zuerst bandpassgefiltert wird und dann an beiden Orten das Ausgangssignal des Bandpassfilters das Eingangssignal eines Phasenregelkreises ist, welcher die Phase des IF-Trägers mitführt.
Übertragungsgerät bzw. Sendegerät zum Umformen eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals in einen Transportkanalbitstrom (TCBS) zum Übertragen des digitalisierten Fernseh-IF-Signals von einem ersten Ort (FL) zu einem oder zu mehreren zweiten Orten (SL), welches aufweist: ein Verzweigungsglied (SP) zum Aufteilen eines Abtastwertes (S1) des digitalisierten Fernseh-IF-Signals in N am meisten signifikante Bits (MSB) und in M-N am wenigsten signifikante Bits (LSB), einen Codierglied-DPCM-Kern (D1) zum Komprimieren der N am meisten signifikanten Bits (MSB) eines Abtastwertes (S1) in einen N-C-Bit-komprimierten Transportabtastwert (CTS), welcher einen begrenzten Prädiktionsfehler ((e_enc)_c) erzeugt, und einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom (TCBS), dadurch gekennzeichnet, dass es ferner aufweist: einen begrenzenden Detektor am ersten Ort (BSC1) zum Erzeugen eines PCM-Bits-Substitutionssteuersignals (SC1) am ersten Ort, welches anzeigt, was als Resttransportabtastwert (RTS) zu senden ist, entweder die M-N am wenigsten signifikanten Bits (LSB) des Abtastwertes (S1) des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals oder eines Substitutionswertes (CE), welcher eine erste Funktion des begrenzenden Fehlers entsprechend dem Abtastwert (S1) des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals ist, und ein Substitutionsglied am ersten Ort (BS1) zum Substituieren der M-N am wenigsten signifikanten Bits (LSB) durch einen Substitutionswert (CE), abhängig von dem Wert des PCM-Bits-Substitutionssteuersignal (SC) am ersten Ort.
Sendegerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass es auch aufweist: – ein Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzglied (PM1) zum Erzeugen einer digitalisierten umgesetzten Prädiktion (m(x ^_enc)) von einer Codierglied-Prädiktion (x ^_enc) von dem Codierglied-DPCM-Kern (D1), und – ein Addierglied (ADD12), welches die Digitalhierarchie-umgesetzte Prädiktion (m(x ^_enc)) und den begrenzten Prädiktionsfehler ((e_enc)_c) addiert und dann das Ergebnis der Addition herumkreisen lässt, so dass dadurch ein komprimierter Transportabtastwert (CTS) erhalten wird, und dadurch, dass: – der Codierglied-DPCM-Kern (D1) eine Einrichtung aufweist, um die Prädiktionsfehler auf einen Bereich kleiner als 2^(N-C) – 1 zu begrenzen, und/oder – das Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzglied (PM1) eine Vorrichtung für ein nicht gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen aufweist.
Sendegerät zum Umformen eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals in einen Transportkanalbitstrom (TCBS) zum Senden des digitalisierten Fernseh-IF-Signals von einem ersten Ort (FL) zu einem oder zu mehreren zweiten Orten (SL), welches aufweist: einen Codierglied-DPCM-Kern (D1) zum Komprimieren eines Abtastwertes (S1) des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals, dargestellt durch N Bits, in einen N-C-Bit-komprimierten Transportabtastwert (CTS), wobei eine Prädiktion (x ^_enc) und ein begrenzter Prädiktionsfehler ((e_enc)_c) erzeugt werden, und einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom (TCBS), dadurch gekennzeichnet, dass es ferner aufweist: einen Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzer (PM1) zum Erzeugen einer digitalhierarchisch umgesetzten Prädiktion (m(x ^_enc)) von der Prädiktion (x ^_enc) von dem Codierglied-DPCM-Kern (D1), und ein Addierglied (ADD12) zum Addieren der digitalhierarchisch umgesetzten Prädiktion (m(x ^_enc)) und des begrenzten Prädiktionsfehlers ((e_enc)_c) und dann zum Herumkreisenlassen des Ergebnisses der Addition, wobei dadurch ein komprimierter Transportabtastwert (CTS) erhalten wird, und dadurch, dass: der Codierglied-DPCM-Kern (D1) eine Vorrichtung aufweist, um die Prädiktionsfehler auf einen Bereich kleiner als 2^(N-C) – 1 zu begrenzen, und/oder das Prädiktions-digitalhierarchische Umsetzglied (PM1) eine Vorrichtung aufweist, um ein nicht gleichförmiges digitalhierarchisches Umsetzen durchzuführen.
Sendegerät nach einem der Ansprüche 16, 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass es auch aufweist: – einen Phasenregelkreis (PLL1), welcher die Phase (Φ_enc) des IF-Trägers des digitalisierten Fernseh-IF- Signals basierend auf einem lokal decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_enc) von dem Codierglied-DPCM-Kern (D1) abschätzt, – ein Helligkeitsabschätzglied (LUE1), welches die Helligkeit des Video-Signals, welches in dem digitalisierten Fernseh-IF-Signal enthalten ist, basierend auf dem decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_enc) und auf der geschätzten Phase (Φ_enc) des IF-Trägers abschätzt, was zu einer abgeschätzten Helligkeit (L_enc) führt, und – ein Verschiebungsabschätzglied (SHE1), welches eine Verschiebung (sh_enc) basierend auf der abgeschätzten Phase (Φ_enc) des IF-Trägers und auf der abgeschätzten Helligkeit (L_enc) abschätzt, und dadurch, dass der Codierglied-DPCM-Kern eine Vorrichtung aufweist, um den Prädiktionsfehler (e_enc) auf einen Bereich zu begrenzen, welcher über eine Verschiebung (sh_enc) verschoben ist.
Sendegerät zum Umsetzen eines digitalisierten Fernseh-IF-Signals in einen Transportkanalbitstrom (TCBS) zum Übertragen des digitalisierten Fernseh-IF-Signals von einem ersten Ort (FL) zu einem oder zu mehreren zweiten Orten (SL), welches aufweist: einen Codierglied-DPCM-Kern (D1) zum Komprimieren eines Abtastwertes (S1) des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals, welches durch N Bits dargestellt wird, in einen N-C-Bit-komprimierten Transportabtastwert (CTS), welcher eine Prädiktion (x ^_enc) und einen begrenzten Prädiktionsfehler ((e_enc)_c) erzeugt, und einen Ausgang für den Transportkanalbitstrom (TCBS), dadurch gekennzeichnet, dass es ferner aufweist: eine Phasenregelschleife (PLL1) zum Abschätzen der Phase (Φ_enc) des IF-Trägers des digitalisierten Fernseh-IF-Signals, basierend auf einem lokal decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_enc) von dem Codierglied-DPCM-Kern (D1), ein Helligkeitsabschätzglied (LUE1) zum Abschätzen der Helligkeit des Video-Signals, welches in dem digitalisierten Fernseh-IF-Signal enthalten ist, basierend auf dem decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_enc) und auf der abgeschätzten Phase (Φ_enc) des IF-Trägers, wobei eine abgeschätzte Helligkeit (L_enc) erhalten wird, und ein Verschiebeabschätzglied (SHE1) zum Abschätzen einer Verschiebung (sh_enc) basierend auf der abgeschätzten Phase (Φ_enc) des IF-Trägers auf der abgeschätzten Helligkeit (L_enc) und dadurch, dass der Codierglied-DPCM-Kern eine Vorrichtung aufweist, um den Prädiktionsfehler (e_enc) auf einen Bereich zu begrenzen, welcher über eine Verschiebung (sh_enc) verschoben ist.
Empfangsgerät zum Umformen eines Transportkanalbitstroms (TCBS), welcher ein erstes digitalisiertes Fernseh-IF-Signal enthält, welches durch Transportabtastwerte dargestellt ist, welche auf wenigstens einem N-C-Bits-komprimierten Transportabtastwert (CTS) und einem M-N-Bits-Resttransportabtastwert (RTS) aufgebaut sind, und welcher mit einem Gerät nach Anspruch 16, 17 oder 19 übertragen wird, in ein zweites digitalisiertes Fernseh-IF-Signal, welches aufweist: einen Eingang für den Transportkanalbitstrom (TCBS), einen Decodierglied-DPCM-Kern (D2) zum Dekomprimieren der N-C Bits eines komprimierten Transportabtastwertes (CTS) auf N MSBs eines Ausgangsabtastwertes (S2), und ein Kombinierglied (CB), dadurch gekennzeichnet, dass es außerdem aufweist: einen begrenzenden Detektor (BSC2) am zweiten Ort zum Erzeugen eines PCM-Bits-Substitutionssteuersignals (SC2) am zweiten Ort, welches anzeigt, was als M-N am wenigsten signifikante Bits des Ausgangsabtastwertes (S2) auszuwählen ist, und ein Vorzeichensignal (SGN), welches das Vorzeichenbit des übertragenen, transformierten, begrenzenden Fehlers ist, ein Substitutionsglied (BS2) am zweiten Ort zum Schalten bzw. Vermitteln zwischen den empfangenen M-N LSBs von dem Resttransportabtastwert (RTS) und einem festen Ersetzen entsprechend dem PCM-Bits-Substitutionssteuersignal (SC2) am zweiten Ort, und ein MSB-Korrekturglied (COR) zum Addieren oder Subtrahieren zu oder von dem Ausgangssignal des Decodierglied-DPCM-Kerns (D2) den Ausgangswert des Digitalhierarchie-Umsetzens des empfangenen Transportabtastwertes (RTS) mit Hilfe einer zweiten Funktion entsprechend dem PCM-Bits-Substitutionssteuersignal (SC2) am zweiten Ort und dem Vorzeichensignal (SGN), wodurch das Kombinierglied eine Vorrichtung zum Kombinieren der N MSBs eines Abtastwertes mit dem M-N-Bits-Resttransportabtastwert oder mit dem festgelegten Ersetzen in einen Ausgangsabtastwert (S2) besitzt.
Empfangsgerät nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass es auch aufweist: – ein Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzglied (PM2) zum Erzeugen einer Digitalhierarchie-umgesetzten Prädiktion (m(x ^_dec)) von einer Decodierglied-Prädiktion (x ^_dec) von dem Decodierglied-DPCM-Kern (D2), wobei das Prädiktions-Digitalhierarchie- Umsetzglied (PM2) eine Vorrichtung für ein nicht gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen aufweist, und – ein Subtrahierglied (SUB21), welches die Digitalhierarchie-umgesetzte Prädiktion (m(x ^_dec)) von dem Abtastwert des komprimierten Transportstroms (CTS) subtrahiert und welches dann ein Herumkreisenlassen des Ergebnisses der Subtraktion durchführen lässt, wobei so ein begrenzter Prädiktionsfehler ((e_dec)_c) erhalten wird.
Empfangsgerät zum Umformen eines Transportkanalbitstroms (TCBS), welcher ein erstes digitalisiertes Fernseh-IF-Signal enthält, welches durch Transportabtastwerte dargestellt ist, welche aus wenigstens einem N-C-Bits-komprimierten Transportabtastwert (CTS) aufgebaut ist, und welches mit einem Gerät entsprechend Anspruch 18 oder 19 in ein zweites digitalisiertes Fernseh-IF-Signal übertragen wird, welches aufweist: einen Eingang für den Transportkanalbitstrom (TCBS), einen Decodierglied-DPCM-Kern (D2), dadurch gekennzeichnet, dass es ferner aufweist: ein Prädiktions-Digitalhierarchie-Umsetzglied (PM2) zum Erzeugen einer Digitalhierarchie-umgesetzten Prädiktion (m(x ^_dec) ) von einer Decodierglied-Prädiktion (x ^_dec) von dem Decodierglied-DPCM-Kern (D2), womit das Prädiktions-Digitalisierhierarchie-Umsetzglied (PM2) eine Vorrichtung für ein nicht gleichförmiges Digitalhierarchie-Umsetzen aufweist, und ein Subtraktionsglied (SUB21) zum Subtrahieren der Digitalhierarchie-umgesetzten Prädiktion (m(x ^_dec)) von dem Abtastwert des komprimierten Transportstromes (CTS) und zum Herumkreisenlassen des Ergebnisses der Subtraktion, wobei somit ein begrenzter Prädiktionsfehler ((e_dec)_c) erhalten wird, womit der Decodierglied-DPCM-Kern (D2) eine Vorrichtung zum Dekomprimieren der N-C-Bits des begrenzten Prädiktionsfehlers ((e_dec)_c) auf N Bits eines Ausgangsabtastwertes (S2) besitzt.
Empfangsgerät nach einem der Ansprüche 21, 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass es auch aufweist: – einen Phasenregelkreis (PLL2), welcher eine Phase (Φ_dec) des IF-Trägers basierend auf einem decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_dec) von dem Decodierglied-DPCM-Kern (D2) abschätzt, – ein Helligkeitsabschätzglied (LUE2), welches die Helligkeit des Video-Signals, welches in dem Fernseh-IF-Signal enthalten ist, basierend auf dem decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_dec) und auf der abgeschätzten Phase (Φ_dec) des IF-Trägers abschätzt, was zu einer abgeschätzten Helligkeit (L_dec) führt, ein Verschiebungsabschätzglied (SHE2), welches den Betrag der Verschiebung (sh_dec) basierend auf der abgeschätzten Phase (Φ_dec) des IF-Trägers und auf der abgeschätzten Helligkeit (L_dec) abschätzt, und dadurch, dass der Decodierglied-DPCM-Kern (D2) eine Vorrichtung aufweist, um die Prädiktionsfehler zu decodieren, welche in dem Codierglied bei dem entsprechenden Sendegerät auf einen Begrenzungsbereich begrenzt wurden, welcher dorthin um eine Betrag verschoben wurde, welcher durch ein Verschiebungsabschätzglied (SHE1) angezeigt ist.
Empfangsgerät zum Umformen eines Transportkanalbitstroms (TCBS), welcher ein erstes digitalisiertes Fernseh-IF- Signal enthält, welches durch Transportabtastwerte dargestellt ist, welche aus wenigstens einem N-C-Bits-komprimierten Transportabtastwert (CTS) aufgebaut ist, und welches über ein Gerät nach Anspruch 20, in ein zweites digitalisiertes Fernseh-IF-Signal übertragen wird, durch ein Verfahren entsprechend dem Verfahren des Komprimierens des ersten digitalisierten Fernseh-IF-Signals, welches aufweist: einen Eingang für den Transportkanalbitstrom (TCBS), einen Decodierglied-DPCM-Kern (D2) für das Dekomprimieren der N-C-Bits eines Abtastwertes des komprimierten Transportstromes (CTS) auf N Bits eines Ausgangsabtastwertes (S2), dadurch gekennzeichnet, dass es ferner aufweist: einen Phasenregelkreis (PLL2) zum Abschätzen einer Phase (Φ_dec) des IF-Trägers basierend auf einem decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_dec) von dem Decodierglied-DPCM-Kern (D2), ein Helligkeitsabschätzglied (LUE2) zum Abschätzen der Helligkeit des Video-Signals, welches in dem Fernseh-IF-Signal enthalten ist, basierend auf dem decodierten Fernseh-IF-Signal (x ~_dec) und auf der abgeschätzten Phase (Φ_dec) des IF-Trägers, was zu einer abgeschätzten Helligkeit (L_dec) führt, ein Verschiebungsabschätzglied (SHE2) zum Abschätzen des Betrages der Verschiebung (sh_dec) basierend auf der abgeschätzten Phase (Φ_dec) des IF-Trägers und auf der abgeschätzten Helligkeit (L_dec), und dadurch, dass der Decodierglied-DPCM-Kern (D2) eine Vorrichtung aufweist, um die Prädiktionsfehler zu decodieren, welche in dem Codierglied bei dem entsprechenden Sendegerät auf einen Begrenzungsbereich begrenzt wurden, welcher durch einen Betrag, der durch ein Verschiebungsabschätzglied (SHE1) dorthin verschoben wurde, angezeigt ist.