CN1014575B

CN1014575B - 可调回声补偿器

Info

Publication number: CN1014575B
Application number: CN87107849A
Authority: CN
Inventors: 丹尼尔·希蒙·格里格里·霍夫肯斯; 约尼斯·亨德里克·帕尔米里·马利亚·斯帕恩耶斯; 埃杜德·克里斯蒂安·马利亚·伯伊肯斯; 亨利·阿伯特·∴朱亚·沃黑特; 古斯塔夫·阿尔方斯·吉尔纳特
Original assignee: Alcatel NV
Current assignee: Alcatel Lucent NV
Priority date: 1986-11-17
Filing date: 1987-11-17
Publication date: 1991-10-30
Also published as: ES2033814T3; JPS63313921A; NO874684L; US4862449A; NO180137C; DE3780013D1; YU206887A; NO180137B; JPH0831779B2; CN1031166A; DE3780013T2; EP0272714B1; NO874684D0; ATE77719T1; EP0272714A1

Abstract

一种耦合于发射机/接收机的接收通路和发射通路之间的回声补偿器，它包括：一产生回声信号的复制信号的数字滤波器、从回声信号中减去复制信号的减法器。所述回声信号响应加到所述接收通路的输入信号，并出现在所述发射通路上。所述输入、回声和复制信号是取样数字信号，每一数字信号取样等于一多项之和，其中每一项由所述数字滤波器的系数与为所述输入信号的函数的一个因子的乘积构成。

Description

本发明涉及一种连接于接收机发射机的接收通路和发射通路之间的回声补偿器，所述回声补偿器包括：一个数字滤波器，它产生对一个回声信号的复制信号;一个减法器，它将所述复制信号从所述回声信号中减去，所述回声信号响应加到所述接收通路的输入信号，在所述发射通路上出现。所述输入，回声和复制信号是抽样的数字信号，每一复制信号取样等于一多项之和，其中每一项由所述数字滤波器的系数与一个为所述输入信号的函数的因子的乘积构成。

这样的回声补偿器，也称数字混合器，可从P.DEFRAEYE等人的文章“一个带有可编程序的回声补偿和增益设置的3μm CMOS数字编码器”得到了解，这篇文章登在“IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUIT，VolSC-20，No3，June 1985，Pages 679to687，（IEEE固态电路杂志，SC-20卷，第三期，1985年6月，679-687）。

该文中没有给出包括在回声补偿器中的滤波器的系数怎样确定信息。如果回声补偿器是可调的，滤波器系数按比利时专利第896，089号（B.ASCHRAFI等，1-20）中所描述的方法计算得到。然而，这样的计算必须采用连接到收发报装置上的较为复杂的附加电路。在一些情况下，这样的附加花费被认为是不合理的。此时，确定滤波器系数的一个可能方案是按如下方法去计算：在用到数字滤波器的地方，由数字滤波器提供一个复制信号，这个复制信号要完美地抵消回声信号，其条件为：在构成通讯系统的一部分时，用于收发报装置中的线的长度在预设线长度范围之内。很明显，这个方案在线长不属于预设范围内时（实际应用中会出现这种情况）是不会令人满意的。

本发明的一个目的是提供一个上述类型的回声补偿器，但它是可调的，能以较简单的方式确定所述滤波器系数。

根据本发明，这一目的由于如下事实得以实现：所述回声补偿器包括处理装置，用以根据测量多个所述回声信号抽样以及对每个回声信号测量所述复制信号抽样的所述因子所得的值来确定所述滤波器系数，所述复制信号抽样因子与所述滤波器系数相乘并求和后可抵消所述回声信号抽样。

因为回声信号抽样以及用以确定复制信号抽样的因子都被测量，它们依赖于回声补偿器所处的实际环境，所以相对来说是很精确的，因而用这些测得数据确定的滤波器系数也同样很精确。

这里的回声补偿器的另一特点是：为测量相应于每个回声信号抽样的每个所述复制信号抽样的所述因子，所述处理装置加一输入信号给接收通路，接着设定相应于所述因子的滤波器系数等于一非零值，其它滤波器系数等于零，并测量此时得到的，构成所述因子的复制信号抽样。

用这种方法，可以知道每个滤波器系数对所述复制信号抽样的单独贡献。而且可按较为简单的方法测量用以确定复制信号的因子。

本回声补偿器的另一个特点是：在许多所述收发报装置通常所处的位置上，所述处理装置至少执行对所述回声信号抽样的所述测量。

按这种方式，处理装置可为多个回声补偿器所共用，所以用一最小数目的设备便可确定所有这些回声补偿器的滤波器系数。而且，对处理装置的任何更新都只须进行一次，而不必对每个收发报装置都重复一遍。

本回声补偿器的另一特点是：所述处理装置能在所述收发报装置内对所述复制信号因子进行测量。

按这种方式，对这些因子测量的精度相对来说非常高，这是因为测量不受不希望有的干扰信号的影响。

本发明还涉及一种确定一个数字滤波器的系数的方法，这里的数字滤波器产生回声信号的复制信号，构成接在收发报装置的接收通路与发射通路之间的回声补偿器的一部分，而且包括一个减法器，以从响应加在所述接收通路上的一输入信号，而在所述发射通路出现的所述回声信号中减去所述复制信号，所述输入，回声和复制信号为抽样的数字信号，每个复制信号抽样等于一多项之和，其中每一项由一个所述滤波器系数与一个为输入信号函数的因子的乘积构成。

这个方法的特点表现在它包括如下步骤：测量多个所述回声信号抽样，测量相应每个回声信号抽样的所述复制信号的所述因子，以及根据所述测量得到的数据确定所述滤波器系数。

参照下面根据附图对一个实施方案的描述，本发明的上述及其它目的和特点会显得更明白，发明本身也会被更好地理解。

图1给出带有其中包括一个涉及本发明的回声补偿器的数字信号处理器（DSP）的通讯系统的一部分。

图2详细介绍图1中的DSP，及回声补偿器DIH，AD2。

图3给出包括在图2里DSP的回声补偿器DIH，AD2中的数字滤波器。

图4（a）到4（g）代表用以说明回声补偿器操作的各种信号波形。

图1中所示通讯系统的一部分包括一个数字交换网络DSN，其上附接有：

一个模拟用户组件ASM，其中包括一个为16个模拟线路控制器ALC（只较详细地展示了其中一个）所共用的控制元件CEA;以及

一个处理器组件PM，其中包括一个时钟和音质组件CTM和另一个控制元件CEB。

DSN，ASM和PM位于一个数字通讯交换机内，五个模拟线路控制器ALC为8条通讯线路共用，例如图中所示的，它有与电话机TSS相连的导线LI0和LI1。

每个这样的控制器包括一个复式处理机终端控制器DPTC，一个代码转换机和滤波器电路TCF，一个数字信号处理器DSP，一个BIMOS用户线路干涉电路BLIC和一个高压开关电路的串联。举例来说，DPTC可以是已出版的欧洲专利申请第85200207.7-2202/0155030号（F.VAN.SIMAEYS等2-1-8-7-12）中所公开的类型，TCF可以是已出版的欧洲专利申请84201344。3/0145038号（D.RABAEY等1-1）和84201345。0/0145039号（D.RABAEY等2-2）所公开的类型，BLTC可以是已出版的欧洲专利申请85200774，9-2202/0201635号（J。PIETERS等3-4）所公开的类型，HVC可以是比利时专利897772号（G。REMMERIE等2-2），903101号（G.REMMERIE等5/2-3/2），902286号（G.REMMERIE等7-5-2）和902285号（G.REMMERIE等8-7-3）中所公开的类型。每个DPTC和TCF对为8套DSP，BLTC和HVC所共有，每套中的HVC连接一条电话线。每个HVC包括：

4个双向开关对，SW00/SW01到SW30/SW31;

分别连接到通路导线LI0和LI1上的通路接头LO和LI;

分别接到检测电路TC中相同名称的接头上的检测接头T0和T1;

分别接到振铃电路RC中相同名称的接头上的振铃接头RG0和RG1;

分别接到BLTC中相同名称的输出接头上的顶部和振铃接头;以及

分别接到BLTC中相同名称的控制接头上的接头STA，STB，SRA和SRB。

在HVC中，通路接头L0/L1分别通过SW00/SW01，50欧姆通路馈入电阻R0/R1和SW10/SW11的系列连接到TR/RG上。SW00与R₀的交点STB，和SW01与R1的交点SRA分别通过SW20和SW21与TC和T0和T1连接，而R0与SW10的交点STA，和R1与SW11的交点则分别通过SW30和SW31与RC的RG0和RG1连接。如图所示，对一开通连接，开关系列SW00，SW01，SW10和SW11闭合而其它旁路开关打开。所有开关都由BLTC控制，所以HVC能建立下列任一种连接：

TSS与BLTC;

TSS与TC;

TSS与RC;

BLTC与TC;以及

BLTC与RC。

除了其他电路检测电路TC还包括：一个仿真网络。（未标出），用以在测量过程中模仿电话机TSS，从而避免要求用户合作，接通其电话机TSS，如下所述。振铃电路RC的功能是向通路LI0/LI1输入一振铃信号。

电话机TSS包括一个常断路挂钩开关HS，HS接在线路导线LI0和LI1之间。当电话机TSS松开挂钩时，开关HS闭合。构成处理器模件PM的一部分的时钟与音调模件CTM包括一个连接控制元件CEB的检测信号分析器TSA。TSA包括一个储存数据和软件程序如PROG1到PROG4的存储器MM，以及一个执行这些程序的处理器PR，见下述。

数字信号处理器DSP，（图2中给出了其框图）有分别接在BLTC中相同名称的接头上的接收与发射接头R0和T1，以及分别接在TCF中相同名称的接头上的接收与发射接头RI和TO。DSP属于上述P。DEFRAEYE等人的文章“一个带有可编程序的回声补偿和增益设置的3微米CMOS数字编码器”中详细描述的类型。

DSP在其接头接头RI和RO之间主要包括下列元件的串联：

一个数字放大器，插入器，和滤波器电路RXF用以将在接头RI接收到的来自TCF，经抽样得到的，8千比特/秒（kb/s）数字信号转换成32千比特/秒数字信号;

一个插入器INT，用以将这些信号的比特率增加到1兆比特/秒;以及

一个数-模转换器，DAC用以将这些1兆比特/秒的数字信号转换成模拟信号。

另一方面，DSP在其发射接头TI和TO之间主要包括下列元件的串联：

一个模拟减法器AD1，其加输入端（+）接在TI，其减输入端（-）接在一个模拟混合器ANH的输出端，ANH的输入与接头RO相连;

一个模-数转换器ADC，用以将从电话机TSS接收的模拟信号转换成1兆比特/秒的数字信号。

一个十分器DEC，用以将这些数字信号的频率减小到32kb/s;

一个数字减法器AD2，其加输入端（+）接在DEC的输出端，其减输入端（-）加在一个数字混合器DIH的输出端HO，DIH的输入端HI接在RXP与INF之间;以及

一个数字滤波器，十分器和放大器电路TXF用以在将信号送到TCF之前把32kb/s数字信号转换成8kb/s数字信号。

模拟混合器ANH能对通过RO发射到TSS并作为DSP中的回声信号在接头TI回收的模拟信号进行回声补偿，而数字混合器DIH的目的是消除通过AD1后多余的回声信号。DIH主要由一数字滤波器构成，其系数存储在一个附加存储器AM中，AM构成DSP的一部分，并与DIH相连。

图3详细显示了数字混合器DIH。它主要包括一个4分支有限响应数字滤波器FIR，FIR与一个一级无限脉冲响应数字滤波器IIR并联。更详细来说，DIH在其接头HI与HO之间包括串联在一起的一个延迟和十分电路DCH，与滤波器IIR并联的滤波器FIR，和一个插入器ITH。延迟与十分电路DCH通过除去每个间隔信号将32kb/s数字输入信号的比特率降到16kb/s，而插入器ITH在把信号经由HO委到AD2的减输入端（-）前，将这些信号的比特率再增加到32kb/s。这表明滤波器FIR和IIR在10kb/s不工作，而不是32kb/s。按这种方式进行，可简化它们的构造。

4接头滤波器FIR包括串联在一起的一个抽样周期的四个延迟电路D₁，D₂，D₃和D₄，它们通过各自相应的倍增器M₁到M₄与一个多输入端加法器A1远加输入端（+）相连。滤波器系数a0，a1，a2和a3分别加到M1，M2，M3和M4的等二输入端。这些系数的每一个会有一个在-2到+2范围内的值，储存在DSP的附加存储器AM中。

第一级滤波器在DCH与A1（FIR）的第五个加输入端（+）之间包括串联在一起的一个加法器A3，一个对单个抽样周期的延迟电路D5和一个放大器M5。一个标度因子或滤波器系数B被加到M5的第二个输入端，D5的输出被通过倍增器M6反馈到A3的第二个加输入端。因为只须产生低通滤波器特性，滤波器IIR的系数B的值只会在0到+1的范围内。一个系数A，它是滤波器IIR的一个极端情况被加到M6的第二输入端。系数A和B也储存在DSP的附加存储器AM中。

正如数字滤波器技术中所熟知的那样，在KT时刻，滤波器FIR的输出信号Y_F的值可写成：

Y_F（KT）＝a0.x〔（K-1）T〕+a1.x〔（K-2）T）〕+a2。x〔（K-3）T）〕+a3.x〔（K-4）T）〕（1）

其中：X（KT）是输入序列X（T）在一具体时刻KT的值;

X〔（K-n）T〕是延迟nT后X（KT）的值;

K＝0，1，2，3，……;以及

n＝1，2，3，……

同样滤波器IIR的输出信号Y在时刻KT的值可写成：

Y_I（KT）＝B

Σ_{N = 1}^{K}

A^N-1·X〔（K-N）T〕（2）

其中，X〔（K-N）T〕是X（KT）延迟NT后的值。

应该注意到的是，在一最佳实施方案中，输入序列x（t）是一个模拟脉冲信号的数字化的抽样的形式，脉冲信号总持续时间为4毫秒，或32×125微秒，每个脉冲持续时间为125微秒，抽样总在同一通路过程中对每帧执行一次。时间分隔多通路传输（TDM）的每一帧传送的持续时间为125微秒;每帧包括32通道。实际中，要增加测量的精度，模拟脉冲信号重复，比如说，30遍，产生30个模拟输出信号，其中只有最后10个信号被选中去作平均计算，以得到平均模拟输出信号。这个模拟输出信号的抽样数字化形式就是输出序列Y（t）。

因为滤波器FIR和IIR是并联的，总的输出信号可写成：

Y（KT）＝Y_F〔KT〕+Y_I〔KT〕（3）

Y（KT）＝a0.X〔（K-1）T〕+a1.X〔（K-2）T〕+a2·X〔（K-3）T〕+a3.X〔（K-4）T〕+B

Σ_{N = 1}^{K}

A^N-1。X〔（K-N）T〕（4）

这意味着FIR/IIR滤波器网络能在任何具体时刻KT抑制回声信号，此时回声信号的值在滤波器系数的值满足（4）式时为由输入信号X（t）产生的值Y〔KT〕。实际上，在DIH的输出端HO的信号此时就是出现在十分器DEC（见图2）的输出端的回声信号的精确复制，而且因为这两个信号在数字减法器AD2中相减，所以在AD2的输出端，从而也在DSP的输出端不出现回声信号。

在通讯系统的起始时，一套标准的滤波器系数被输入到DSP的附加存储器AM中。这些系数在固定时间间隔（辅助）内由一个维护过程作变动，在维护过程期间，通过闭合开关SW10/SW11和SW20/SW21，打开开关SW00/SW01和SW30/SW31形成一个环路。在程序1（ProG1）的控制下，一个脉冲序列，即上述的脉冲序列，随之从TSA发射到TC，并作为一抽样的回声信号反馈到TSA中。通过把这个回声信号的电功率值与储存在交换器中的一个存储器（未标出）中的预设值，DIH的穿混合器损耗受到检测。如果接收到的信号功率小于预设值，例如-30dB的穿混合器损耗，滤波器FIR和IIR的系数被认为是合适的，无须调整。在其它情况下，滤波器的系数需要调整。这一切是在维护过程期间自动进行的，维护过程采用检测电路TC的仿真网络按下面将要叙及的方式进行操作。

滤波器系数也可应用户的要求或系统监督者的决定进行更新。在这种情况下，一个话务员手动开启这个过程以调节滤波器系数。

软件程序PROG2到PROG4在调整过程中被执行，以确定一套新的滤波器系数a0到a3以及B。应该注意到，为了稳定性起见，作为滤波器IIR的一个极端的系数A不被这些程序显著调整。

原则上，5个滤波器系数a0到a3和B可通过测量从TSS回收并要由混合器DIH补偿的回声信号或输出序列Y（t）并通过测量这些系数的每一个对这个即时由DIH产生的回声信号的复制信号的值，如Y（KT）的贡献，也就是说通过确定因子X〔（K-1）T〕，X〔（K-2）T〕，等，并在（4）式中乘上这些滤波器系数的方法来确定。通过对K的5个不同的值进行后一个测量，这5个滤波器系数可从即时能写出的5个与方程（4）相似的方程计算得到。

由于通讯系统电路带来的噪音的影响，在TSA中作的每个滤波器系数对回声信号的复制信号的贡献的测量是不很精确的。因此，最好在实验室中进行这些测量，在实验室中可以通过进行集成电路片层次上的分离以孤立数字混合器，并通过在DSP的接头RI和TO之间作测量来消除模拟部分的影响。应该注意到，滤波器系数对DIH产生的信号的贡献，对同一设计的所有集成电路片是不可变的，所以这些实验室里的测量只能进行一次。在实验室测量的情况下，将TSA与RI和TO连接的电路带来的延迟被忽略，所以不能确切地知道Y（t）的哪一个值Y（KT）被测量得的贡献所补偿。因此，实验室测量必须附加对前述延迟的测量。

由于上述原因，下列操作在程序PROG2到PROG4的控制下进行：

^＊在PROG2的控制下，实验室中对系数a0到a3以及B中的每一个对DIH输出信号的贡献的测量只在耦合到DIH的接头RI和TO之间进行一次;

^＊在PROG3的控制下，将TSA与RI，TO相连的电路产生的，在执行PROG2时忽略了的延迟在TSA和DSP之间形成一闭环后，在TSA中被测量;以及

^＊在PROG4的控制下，要被DIH补偿的真实回声信号y（t）在TSA和TSS之间形成了一个闭环，并且新的滤波器系数计算出之后，在TSA中被测量。

现在较详细地讨论PROG2到PROG4。

PROG2

在数字混合器DIH之后，数字减法器AD2和电路RXF和TXF被与交换机的其它电路隔离开，一个上述输入序列X（t），其中一个序列周期的一部分在图4（a）中给出，被加到接头RI。接着，滤波器系数a0被定为1，而其它系数保持为0，从而在接头TO接收到的并只在图示（b）中显示出来的连续抽样值就是系数a0对DIH的输出信号的连续抽样值y（KT），（其中K＝0，1，2，3……）的贡献。其它滤波器系数a1到a3和B接连同样地被定值为1，而维持其它系数为0，它们对DIH输出信号y（t）的贡献分别由图4（c）到4（f）表示出来。

根据上面的（4）式，滤波器系数a0到a3以及B对DIH输出信号y（t），也就是对在KT时刻同一回声信号y（t）的值y〔KT〕的补偿的贡献分别为：

X〔（K-1）T〕（5）

X〔（K-2）T〕（6）

X〔（K-3）T〕（7）

X〔（K-4）T〕（8）

Σ_{N = 1}^{K}

A^N-1·X〔（K-N）T〕

PROG3

在本程序的控制下，把TSA与接头RI和TO相连的电路带来的延迟得到测量。在这方面应该注意到，由于数字交换机中信号传送为时间分隔多路传输（TDM），这一延迟主要取决于TSA和DSP之间的通讯通路。所以PROG3对执行PROG4时将用到的同一通讯通路计算从TSA到DSP的信号的传送延迟。

为提供一个信号通过数字混合器DIH的最多传送，滤波器系统a1到a3和B被设定为0，而a0被设定为其最大值，即2。然后，部分显示在图4（a）中的上述输入序列X（t）被从TSA加到DIH，从而TSA中回收的信号或输出序列y（t）（未示出）除了其正比于a0值的幅度外，相似于图4（b）中显示的信号，但是相对该信号有个延迟。在TSA中，通过用这里未指出，但是在本领域中常见的装置对这两个信号进行校准，可得到这一延迟的值。

应该注意到这一延迟总是表示成一个具体时间间隔T的整数信，即K为整数。例如，延迟可能等于4T。

PROG4

适用于PROG3，建立在TSA和DSP之间的通讯通路被保持下来并延伸到TSS，一个上述输入序列X（t）被从TSA加到TSS。

应该注意到，执行PROG4过程中，最好要求用户合作，将其电话机TSS松钩，以打开开关HS，而不是采用检测电路的仿真网络，这是因为此时测量要在真实用户线LI0/LI1上进行。

执行PROG4过程中，DIH的系数a0到a3和B都设定为0，从而无信号能通过DIH，并且，TSA中回收的抽样值就是要被DIH补偿的回声信号y（t）的抽样值y〔KT〕，其中K＝0，1，2……。这些不同的抽样值及的回声信号在图4（g）中显示。

PROG3确定的上述延迟，比如说等于4T，意思是指图4（b）到4（f）所示信号波形要在时间轴上移动等于4T的一个时间间隔，以使y（t）抽样值相应于上述（4）式中乘以a0到a3和B的因子的值。例如，滤波器系数对图4（g）中的抽样值G7（K＝7）的补偿的贡献分别为图4（b）到4（f）中的B（7）到F（7）（K＝3），从而方程（4）变为：

G7＝a0·B7+a1·C7+a2·D7+a3·E7+B·F7 （10）

按同样方式可写出四个类似的方程，例如，将y（t）的G8到G11与其相应的贡献值联系起来，得到：

G8＝a0·B8+a1·C8+a2·D8+a3·E8+F8 （11）

G9＝a0·B9+a1·C9+a2·D9+a3·E9+B·F9 （12）

G10＝a0·B10+a1·C10+a2·D10+a3·E10+B·F10 （13）

G11＝a0·B11+a1·C11+a2·D11+a3·E11+B·F11 （14）

PROG4可根据这五个方程（10）到（14）计算出滤波器系数a0到a3和B的值。

接着用PROG4计算得到的新滤波器系数代替在上述DSP的辅助存储器AM中的旧系数，并重新执行PROG1进行核实。

如果将TSS与交换机连接后计算得到的新系数符合要求，则设定一特征以避免PROG1在一个连续维护过程期间再根据TC的仿真网络核实这些系数，并报告回声响应的错误值。

上面联系具体装置对本发明的原理作了描述，但同时应清楚地知道，这些描述只是通过例子给出的，它们并非本发明范围的界限。

Claims

1、电信传输系统(图1)的回声抵消器(图2：DIH，AD2)，接在发射机/接收机装置(图1；ASM，TSS)的接收通路(图2：RI，RO)与发射通路(图2：TI，TO)之间包括一个产生回声信号[图4(g)：Y(t)]的复制信号的数字滤波器(图2，3：DIH)和一个从所述回声信号减去所述复制信号的减法器电路(图2：AD2)，所述回声信号出现在所述发射通路上，响应加在所述接收通路上的输入信号[图4(a)：X(t)]，所述输入、回声和复制信号为抽样的数字信号，所述数字滤波器包括多个乘法器(图3：M1-M5)和加法装置(图3：A1)，每个乘法器把数字滤波器的系数(图3：aO-a3，B)乘以一个是所述输入信号的函数的因子，加法装置把所述乘法器的输出相加，从而产生所述复制信号的抽样，

其特征在于所述回声抵消器(图2：DIH，AD2)与处理装置(图1：TSA)相连，该处理装置用于根据测量(PROG2)所述复制信号的因子以及测量所述回声信号[图4(g)：Y(t)]的多个抽样[Y(kt)]所得到的数值来确定所述滤波器系数(图3：a0-a3，B)，每个所述因子由处理装置从比较靠近所述回声抵消器的第一位置测量，这时所有滤波器的系数除了乘以所述因子的那一个以外都置于零，所述回声信号的抽样由处理装置从比较远离所述回声抵消器的第二位置测量，这时所有滤波器的系数都置于零。

2、根据权利要求1的回声抵消器，其特征在于所述处理装置（图1：TSA）还用于测量（PROG 3）当信号在所述第一位置和第二位置之间传送时所经受的延迟，以使在这两个位置进行的测量（PROG 2，PROG4）相关。

3、根据权利要求1的回声抵消器，其特征在于所述第二位置对多个所述发射机/接收机装置（图1：TSS，ASM）是共用的（图1：TSA）。

4、根据权利要求1或3的回声抵消器，其特征在于所述第二位置经由时间分割多路传输（TDM）通道与所述发射机/接收机装置（图1：TSS，ASM）相耦合。

5、根据权利要求1的回声抵消器，其特征在于所述第一位置是所述发射机/接收机（图1：TSS，ASM）的位置。

6、根据权利要求1的回声抵消器，其特征在于所述回声信号抽样〔Y（kt）〕在现场，即所述第二位置（图1：TSA）测量，而所述复制信号因子在实验室，即所述第一位置测量。

7、根据权利要求1的回声抵消器，其特征在于所述处理装置（图1：TSA）测量与待定的滤波器系数（a0-a3，B）数目（5）相同的多个回声信号抽样〔Y（KT）〕，并通过解同样数目（5）的数学方程来确定所述滤波器系数，每个数学方程由同样数目（5）的乘积之和组成，每个所述乘积等于所述复制信号抽样的该个所述因子与对应的所述滤波器系数（图3：a0-a3，B）相乘。

8、根据权利要求1的回声抵消器，其特征在于所述输入信号〔图4（a）₂X（t）〕是数字化的，抽样形式的模拟脉冲序列。

9、一种确定用于电信传输系统中的回声抵消器（图2：DIHAD2）的数字滤波器（图2，3：DIH）的系数（a0-a3，B）的方法，所述回声抵消器接在发射机/接收机（图1：ASM，TSS）的接收通路（图2：RI，RO）与发射通路（图2：TI，TO）之间，并且产生一个出现在所述发射通路上，响应加在所述接收通路上的输入信号〔图4（a）：X（t）〕的回声信号〔图4（g）：Y（t）〕的复制信号，所述输入、回声和复制信号为抽样的数字信号，所述回声信号与复制信号在减法器电路（图2：AD2）中相减，所述滤波器包括多个乘法器（图3：M1-M5）和加法装置（图3：Al），每个乘法器把数字滤波器的系数（图3：a0-a3，B）乘以一个是所述输入信号的函数的因子，加法装置把所述乘法器的输出相加，从而产生所述复制信号的抽样，

其特征在于所述方法包括下述步骤：

测量（PROG2）所述复制信号抽样的因子，测量（PROG4）所述回声信号（图4（g）：Y（t）〕的多个抽样〔Y（kt）〕，每个所述因子由处理装置从比较靠近所述回声抵消器的第一位置测量，这时所有滤波器的系数除了乘以所述因子的那一个以外都置于零，所述回声信号的抽样由处理装置从比较远离所述回声抵消器的第二位置测量，这时所有滤波器的系数都置于零。

10、根据权利要求9的方法，其特征在于所述滤波器系数（图3：a0-a3，B）是由权利要求1-8中任一个的回声抵消器（图2：DIH，AD2）执行所述步骤而确定的。