CN1232048C - 回波消除器 - Google Patents

Abstract

一种用于进行回波路径估测并去除话音障碍的回波消除器，该回波消除器包括用于产生一定的伪噪声的伪噪声发生器。该伪噪声被强制加到用于发送远端讲话者声音的传输线。此处，在远端讲话者发送话音电平很弱或远端讲话者处在不讲话状态的情况下，在伪噪声和用于发送近端讲话者声音的传输线的信号之间建立一定的相互关系。根据上述关系，计算了用于产生回波复制品的系数。因此用于估测回波路径的训练是根据伪噪声而不依赖于远端讲话者声音进行的，从而使能产生适当的回波复制品。

Description

回波消除器

本申请是名称为‘回波消除器及回波路径估测方法’、申请日为1995年5月2日的发明专利申请95190393.4的分案。

技术领域

本发明涉及适合用于移动通信网和长途电话线路网的回波消除器。同时，本发明也涉及适合用于这种回波消除器的回波路径估测方法。

背景技术

在通过海底电缆或通信卫星的长途电话线路上，通常连接到该线路两端的用户线路是双线电路，而其长途传输部分是四线电路，用来放大信号等。同样地，在使用移动电话(或蜂窝电话)的移动通信网中，陆地模拟电话的用户线路是双线电路而其从移动电话终端到交换机的部分是四线电路。在这种情况下，在二线和四线之间的连接区域装有混合电路用于完成四线/二线转换。

该混合电路被设计成与二线电路的阻抗相匹配。然而，由于很难达到总是很好匹配的条件，因而到达混合电路的四线输入端的接收信号倾向于泄漏到四线输出端，由此产生了所谓的回波。由于这种回波其电平低于讲话者的声音且在经过了预定时间间隔的延时之后到达讲话者处，就造成了语音障碍。当信号传播时间越长，由回波造成的语音障碍就越显著。特别地，在使用移动电话的移动通信情况下，在通向交换机的无线电通信部分中实行了各种不同的处理过程，增加了信号延时，这样，特别地导致了由回波造成的语音障碍问题。图2显示了关于脉冲响应(impulseresponse)的回波波形的一个例子。

作为防止回波产生的装置，有回波抑制器和回波消除器。图1显示了可用于移动通信网的回波消除器的示意性结构。此处所显示的回波消除器1被安装在混合电路2的前级。在此说明中，普通模拟电话用户被称为“近端讲话者”，而移动电话用户被称为“远端讲话者”。输入到回波消除器1的远端声音信号用Rin表示；从回波消除器1输出的远端声音信号用Rout表示；输入到回波消除器1的近端声音信号用Sin表示；从回波消除器1输出的近端声音信号用Sout表示。

图1所示的回波消除器1包括回波路径估测/回波复制品产生电路3，控制单元4，加法器5，和非线性处理器6。此处，回波路径估测/回波复制品产生电路3根据远端声音输入Rin和近端声音输入Sin检测混合电路2的特性并估测回波路径(即，回波传播线路)。然后，根据估测结果和远端声音输入Rin通过卷积运算从混合电路2产生预估的回波(即，回波复制品)。该回波复制品由多到例如512个抽头所组成的FIR滤波器产生。回波复制品的卷积运算关系到了这一点。在加法器5中，从近端声音输入Sin中减去该回波复制品，藉此抵消了回波。一种学习识别算法被作为上述的回波路径估测算法来使用。在许多自适应算法中，这种学习识别算法的计算复杂性相对地较小，且收敛特性较好。

具体地，回波路径估测/回波复制品产生电路3具有FIR滤波器。从FIR滤波器输出的回波复制信号Y(2)可从以下式(1)得到。

$Y\left(z\right)=\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i{z}^{-i}\right)\mathrm{Rout}\left(z\right)\·\·\·\left(1\right)$

在式(1)中，N是FIR滤波器的抽头数，及bi(其中i＝0，1，2，…N-1)是每个抽头的抽头系数。如果抽头数N和抽头系数bi的合适值可藉估测回波路径来得到，那么回波复制信号Y(2)近似于真实回波。因此，回波在加法器5中被抵消了。作为上述的回波路径估测算法，使用了自适应滤波器方法，例如学习识别算法，它在许多其它自适应算法中是计算复杂性相对较小的，且收敛特性较好。学习识别算法的细节被揭示于例如标题为“关于使用学习识别算法的回波消除器的回波抵消特性”，载于Institute ofElectronics and Communication Engineers of Japan(IECE)Journal′77/11 Vol.J60-A No.11。

作为能进行以上学习的条件，以下要求必须满足。

(1)存在有足够电平的、其返回的回波可作为近端声音输入Sin的远端声音输出Rout。换言之，远端讲话者当前正地讲话。

(2)近端声音输入Sin只由回波(或者回波加白色噪声)构成。换言之，近端讲话者没有在讲话。

另一方面，当远端讲话者处在沉默条件时以及当远端讲话者和近端讲话者同时正在讲话时(这种状态以后被称为“双方讲话”)，就必须关掉学习功能，因为恐怕会造成回波路径估测的误学习状态。

在传输线上传送数字信号，以及在适于处理这种数字信号的回波消除器1和适于承担转换到模拟线路的混合电路2之间进行D/A变换(在一般表示式中为μ-定律交换)。为此，在远端声音输出Rout和近端声音输入Sin之间建立了一种非线性特性关系。因此，藉助于回波路径估测/回波复制品产生电路3等，通过线性计算不能充分和接近完全地抵消回波。结果，不能被完全抵消的回波分量就被产生出来。

为了去掉这种回波分量(以后把它称为“残余回波”)，利用了非线性处理器6。这种非线性处理6承担非线性转换运算。具体地，在近端声音输出Sout仅仅由回波构成的情况下，换言之，在只有远端讲话者当前在讲话的情况下(以后把这种状态称为“远端讲话者单独讲话”)，切换运算被做成使得近端声音输出Sout被禁止，或者，操作被做成使得近端声音输出Sout由伪噪声所替代。

控制单元4控制回波路径估测/回波复制品产生电路3和非线性处理器6。也就是，控制单元4检测远端讲话者的缄默条件或检测双方讲话，按照双方讲话信号DT控制回波路径估测的学习功能的开启/关闭状态，检测远端讲话者的单方讲话，以及控制非线性处理器6的切换运行。

在上述方法中，偶而遇到以下的问题。

(1)首先，由于上述方法仅仅利用自适应滤波器技术，诸如学习识别算法，如果要被消除的回波的延迟时间增加，那么自适应滤波器的抽头数目增加且计算的复杂性也增加。

换句话说，回波路径估测/回波复制品产生电路在假定远端声音输入Rin和近端声音输入Sin在时间上互相是一致的情况下估测回波路径、并根据所估测的回波路径产生回波。然而，由于来自混合电路2的近端声音输入Sin相对于远端声音输入Rin被加以延时，所延迟的时间可归结于在回波消除器1和混合器2之间的传输路径的影响作用，远端声音输入Rin首先被输入到回波路径估测/回波复制品产生电路3，接着相应于Rin的近端声音输入Sin根据上述的延时被输入到其中。在这期间，要根据对回波路径的估测满意地进行学习变为不可能。

(2)另外，在上述的传统方法中，回波消除器在运行开始没有任何关于回波路径的信息。然而，本发明者的观察揭示：回波路径的特性实质上由混合器的特性控制。具体地，由混合器决定的回波波形按照传输线路的延时在时间轴上被纵向移动，并按照传输线的衰减而衰减。结果，在传输线路上关于脉冲输入的回波波形可以很高的精度被得到。

(3)在传输线上传送数字信号，以及在用于处理数字信号的回波消除器1和用于完成转换到模拟线路的混合电路2之间进行D/A变换(通常，μ-定律变换)。为此，在远端声音输出Rout和近端声音输入Sin之间建立线性关系。因此，使用回波路径估测/回波复制品产生电路3等仅仅藉线性运算不可能充分和完全地抵消回波。

为了改进作为一组的(1)到(3)的缺点，必须大大改变回波消除器的设计或者彻底地修改它。在这样的情况下，不能指望现有设备可有效地被使用。进一步地，近来对回波消除器要求其能快速收敛。

发明的公开

鉴于上述情况，提出了本发明。因此，本发明的第一个目的是提供能够快速估测回波路径的、且具有高精度的回波消除器和回波路径值测方法。

本发明的第二个目的是对现有器件不作重大改变而实现第一个目的。

为了达到以上目的，按照本发明，提供了一种用于包括传输四线侧的声音的第一传输线和传输双线侧的声音的第二传输线的通信线路网的回波消除器，该回波消除器包括：

训练信号产生器，用于产生训练信号并把此信号加到第一传输线；以及

系数计算器装置，用于根据在加到第一传输线的训练信号和第二传输线的信号之间的所建立的相关性来计算为产生回波复制品所必须的系数。

此处，作为训练信号的一个例子，可以列出伪噪声或滤波后的伪噪声。训练信号并不专门限于被设计为训练信号的那种信号，像回铃音那样的信号就可被用作训练信号。

在把伪噪声选作为训练信号的情况下，一些伪噪声被加到用于传送远端讲话者声音的第一传输线，然后，一个为产生回波复制品所必须的系数根据伪噪声和第二传输线的信号之间所建立的相关性被计算出来。这个关系是在远端讲话者的声音电平可以几乎被忽略的条件下建立起来的。此处所使用的“在远端讲话者的声音电平可以几乎忽略的条件”的表达方式，指的是“用于计算相关性的时间足够长以致可充分降低在所加的噪声和在四线侧处的声音之间的相关性”。换句话说，用于估测回波路径的训练(即用于产生回波复制品的训练)可不管远端讲话者的声音而被执行。

此处优选采用的是：根据近端讲话者声音的电平或频率特性来对伪噪声进行滤波，从而使特性可加以改变。其理由是，即使伪噪声分量通过混合电路被传送到近端讲话者，也不会产生语音障碍。而且，由于回波复制品藉加上伪噪声分量而产生，因此伪噪声分量最终被取消而绝不会被发送到远端讲话者。

更进一步地，如果相应于四线侧的声音的声音信号被延迟了在回波消除器和混合电路之间出现的传输延时，那么被延时的第一声音信号在时间上和相应于二线侧声音的第二声音信号相匹配。这样，就几乎没有时间用来只由第一声音信号产生回波复制品。由于这种专门的改进可被直接应用到现有的器件，所以上述的对回波消除器的全部修改等就并不需要。

而且，如果第一和第二声音信号都被上采样，那么就能得到高精确度的回波复制品。由于这种专门的改进可被直接应用到现有的器件上，所以对回波消除器的全部修改等就并不需要。

更进一步地，如果设计成把多个混合器的响应特性或频率特性存储在存储器单元中，根据在从四线侧传送到二线侧的传输信号和从二线侧传送到四线侧的回波信号之间的相互关系来选择一个特性，且根据所选择的特性将各个不同参量初始化，那么学习速度可以提高。因此，这就是更可取的。

附图简述

图1是显示传统回波消除器结构的方框图；

图2是显示回波波形的图；

图3是显示按照本发明第一实施例的回波消除器的重要部分的方框图；

图4是显示按照本发明第二实施例的回波消除器的重要部分的方框图；

图5是显示滤波器频率特性的图；

图6是显示按照本发明第三实施例的回波消除器的重要部分的方框图；

图7是显示按照本发明第四实施例的回波消除器的重要部分的方框图；

图8是显示按照第四实施例的修改方案的回波消除器的重要部分的方框图；

图9是显示按照本发明的第五实施例的回波消除器的重要部分的方框图；

图10是显示按照本发明的第六实施例的回波消除器的重要部分的方框图；以及

图11是显示按照由第三实施例和第四实施例的组合组成的修改实施例的回波消除器的重要部分的方框图。

实现本发明的最佳方式

第一实施例

图3是显示按照本发明的回波消除器的重要部分的方框图。此处，伪噪声发生器11产生一定的伪噪声并把它输出。至于此伪噪声使用了一定电平的噪声(例如，白噪声)。藉加法器14把伪噪声和远端声音输入Rin相加，其相加结果作为远端声音输出Rout被输出。因此，伪噪声的一部分通过混合电路2和近端声音输入Sin相混合，并被加到系数计算器15。

系数计算器15根据远端声音输出Rout和近端声音输入Sin计算了为产生回波复制品所必须的系数(例如，数字滤波器的抽头系数)。在那种情况下，在远端讲话者的声音很微弱或远端讲话者处在缄默状态的条件下所建立的相关性由下列的公式(2)表示。

$S\left(t\right)={\∫}_0^{\∞}h\left(\mathrm{\τ}\right)n(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}\·\·\·\left(2\right)$

在以上的公式(2)中，t代表时间，及t＝0是开始测量的时间。要被加到Rout上的伪噪声用n(t)来表示，要在Sin中得到的信号由S(t)来表示。h(t)是回波的脉冲响应。此处，由于n(t)是接近于白色的噪声，在以下的式(3)中所表示的关系可相对于足够大的值T_L来建立。

$I/N\·{\∫}_0^{T_L}n\left(\mathrm{\τ}\right)n(\mathrm{\ι}+\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}=\mathrm{\δ}\left(t\right)\·\·\·\left(3\right)$

此处，δ(t)是dtlta函数，且在t＝0时变为1，而在其它情况下变为0。N被设定为如由以下的式(4)所示。

$N={\∫}_0^{T_L}{n}^2\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}\·\·\·\left(4\right)$

如果使用以上的式(3)的关系，h(t)的估测值ha(t)可藉以下的式(5)所示的方式被求出。

$\mathrm{ha}\left(t\right)=1/N\·{\∫}_0^{T_L}n\left(\mathrm{\τ}\right)S(t+\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}$

$=1/N\·{\∫}_0^{T_L}n\left(\mathrm{\τ}\right)\·{\∫}_0^{\∞}h\left({\mathrm{\τ}}^{\′}\right)n(t+\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}^{\′})d{\mathrm{\τ}}^{\′}\mathrm{d\τ}$

$={\∫}_0^{\∞}h\left({\mathrm{\τ}}^{\′}\right)\·1/N{\∫}_0^{T_L}n\left(\mathrm{\τ}\right)n(t-{\mathrm{\τ}}^{\′}+\mathrm{\τ})\mathrm{d\τd}{\mathrm{\τ}}^{\′}\·\·\·\left(5\right)$

在以上的式(5)中，以下的式(6)所示的部分在t＝τ′时变为1，而在其它情况下变为0。

$1/N{\∫}_0^{T_L}n\left(\mathrm{\τ}\right)n(t-{\mathrm{\τ}}^{\′}+\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}=\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}^{\′})\·\·\·\left(6\right)$

因此，式(5)可被近似为如式(7)所示。最后，估测值ha(t)大体上变成为等于h(t)。

$\mathrm{ha}\left(t\right)={\∫}_0^{\∞}h\left({\mathrm{\τ}}^{\′}\right)\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}^{\′}){\mathrm{d\τ}}^{\′}=h\left(t\right)---\left(7\right)$

应当注意到，以上的h(t)是回波的脉冲响应，因而等于用于产生回波复制品的系数。这可由如前面所述的以上的式(2)所表示的关系来导出。系数计算器15藉助于上述的计算步骤计算此系数h(t)，并把它输出到回波复制品产生器16。此回波复制品产生器16根据该系数产生回波复制品。现在来描述其细节。首先，它被设计成使回波复制品产生器16根据以下的式(8)(如在带有已知的自适应滤波器的情况下)输出回波复制品ya。

ya＝ha^tx                            ....(8)

其中ha＝(h₁，h₂，...h_n)^t，

(^t是矢量的转置)

x＝(x_k-1，x_k-2，....，x_k-n)^t，x_j＝x(jT)，

(T是采样间隔，及X(hT)是远端声音信号Rout在时间jT处的采样结果)

在本实施例中，系数h₁，h₂，...h_n被分别设置成h(T)，h(2T)，...h(nT)。因此，包含于近端声音输入Sin中的回波分量被加法器17消除了。由于这样的回波复制品，如前面所述，藉加上和远端声音输出Rout相混合的伪噪声而被产生，因此，即使在伪噪声分量和近端声音输入Sin相混合的情况下它也能被抵消。结果，可以避免伪噪声分量被传送到远端讲话者。所以，由于伪噪声的混合，对远端讲话者能发生的语音障碍不再出现。如果由于伪噪声的混合，噪声会多多少少地被传送到近端讲话者或远端讲话者，那么可能的语音障碍可藉适当地调节特定伪噪声电平而得以避免。

第二实施例

图4是显示按照本发明的第二实施例的回波消除器的重要部分的方框图。在本实施例中，伪噪声发生器11(就像第一实施例的可比较的伪噪声发生器的情况那样)产生一定的伪噪声并把它输出。另一方面，电平/频率特性测量单元12测量近端声音输入Sin的信号电平和频率特性。取决于该测量的结果，滤波器13和18的特性被加以改变。

图5(a)显示了以上的伪噪声的频率特性。正如此图上所显示的那样，采用了具有平坦特性的伪噪声。图5(b)显示了相应于由电平/频率特性测量单元12所测量的近端讲话者声音的近端声音输入Sin的频率特性。滤波器13的特性按照被测量的频率特性被加以改变，如图5(c)所示。在本实施例中，滤波器特性被可变地设置，从而使得近端讲话者声音的频率被模拟以及电平差为固定(在本说明的实例中，为20dB)。滤波器18被设置成使它具有和滤波器13的特性相反的特性。有了这种特性以后，如果滤波器13和18互相级联，那么级联电路的输入和输出信号就变为互相相等。

滤波器13使这样设定的可变的滤波器特性加到伪噪声上，然后输出该噪声。因此，伪噪声的频率特性按照近端讲话者声音进行改变。由于伪噪声的频率特性在输出时将会和近端讲话者的声音相对应，因此即使这种伪噪声和远端讲话者声音输出Rout相混合并通过混合电路2传送到近端讲话者，由伪噪声引起的对近端讲话者的任何有害的影响也都可被避免。其理由是，由于听觉特性，人们对于其频率特性接近的信号很难会有实际上的混乱的感觉，以及从人的实体感觉的观点出发，可能出现的语音质量上的恶化可予避免。

另外，它也被设定为：远端讲话者声音电平越高，滤波器18的增益越高。这种安排也是为了上述的相同理由。即当说话电平高时，噪声很难被人识别，即使噪声电平比较高。

滤波器13的输出通过加法器14被加到用于传送远端讲话者声音的传输线，并被用作为上述的远端声音输出Rout。所以，滤波器13的输出通过混合电路2部分地和近端声音输入相混合，然后被加到滤波器18。由于滤波器18具有与滤波器13特性的相反的特性，滤波器18的输出变成为类似于在伪噪声发生器11的伪噪声输出被直接加到混合电路2时能得到的信号。

接着，系数计算器15根据远端声音输出Rout和近端声音输入Sin来计算一个为产生回波复制品所必须的系数(例如，数字滤波器的抽头系数等)。现在将详细描述这一原理。

首先，如果对于频率f的噪声以N(f)表示；滤波器11的特性以G(f)表示；滤波器18的特性以G^-1(f)表示；及回波特性以H(f)表示，那么近端声音信号Sin的频率特性S(f)可由以下的式(9)给出。

S(f).＝H(f)G(f)N(f)                ....(9)

接着，滤波器18的输出信号S′(f)由以下的式(10)给出。

s′(f)＝G^-1(f)S(f)

＝G^-1(f)S(f)

＝G^-1(f)H(f)G(f)N(f)

＝H(f)N(f)                           ....(10)

在这项和N(f)之间的相关计算输出可由以下的式(11)表示。

Ha(f)＝S′(f)N^*(f)

＝H(f)N(f)N^*(f)                      ....(11)

在以上方程中，由于N(f)接近于白色的噪声，可近似建立以下的式(12)。

N(f)N^*(f)1                         ....(12)

因此，以下的式(13)被建立，且回波的脉冲响应可近似被得到。

Ha(f)H(f)                          ....(13)

因此，在时间区域内，回波的脉冲响应，即用于产生回波复制品的系数可根据在滤波器18的输出S(t)和噪声发生器11的输出n(t)之间的相关计算(下面列出的式(14))得出。

$\mathrm{ha}\left(t\right)=1/N\·{\∫}_0^{T_L}{S}^{\′}\left(\mathrm{\τ}\right)n(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}\·\·\·\left(14\right)$

其中 $N={\∫}_0^{T_L}{n}^2\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

如在带有已知的自适应滤波器的情况下那样，回波复制品产生器16将根据以下的式(15)而输出回波复制品ya(如在第一实施例的式(7)的情况中那样)。

ya＝ha^tx                             ....(15)

其中ha＝(h₁，h₂，....，h_n)^t

x＝(x_k-1，x_k-2，....，x_k-n)^t，x₃＝x(jT)

在本实施例中，系数h₁，h₂...h_n被分别设置成ha(T)，ha(2T)，...ha(nT)。因此，包含于近端声音输入Sin中的回波分量被加法器17抵消了。这样的回波复制品，如前面所述，是藉加上和远端声音输出Rout相混合的伪噪声而被产生出来的。因此，即使在伪噪声分量和近端声音输入Sin相混合的情况下，它也能被抵消。最终，可以避免把伪噪声分量传送到远端讲话者。所以，由于伪噪声的混合，对远端讲话者可能发生的语音障碍不再出现。如果由于伪噪声的混合，噪声会多多少少地被传送到近端讲话者或远端讲话者，那么这种可能的语音障碍可藉适当地调节特定伪噪声电平等而得以避免。

如上所述，按照本实施例，一种其频率特性可按照近端讲话者声音改变的伪噪声被强制地加到用于传送远端讲话者声音的传输线，且藉使用特定的伪噪声来估测回波路径和产生回波复制品。因此，用于估测回波路径的训练可以在不管远端讲话者声音的情况下被实行。这样，藉按照近端声音的电平/频率使噪声改变形状，可产生合适的回波复制品，而同时使近端讲话者的语音质量可能的恶化减到最小。

第三实施例

现在将描述本发明的第三实施例。在本实施例中，远端声音输入Rin和近端声音输入Sin在时间上相匹配，因而回波消除器的抵消特性的精度得以改善。

图6是显示第三实施例结构的方框图。本图上所示的回波消除器10与图1所示传统的回波消除器的不同之处在于用于延时远端声音输入Rin的延时电路31被安装在回波路径估测/回波复制品产生电路3的前级。在该延时电路31中的延迟时间一般等于在回波消除器10和混合电路2之间的可出现的传输延时。

接着，将描述以上结构的作用。如上所述，在没有延时电路31的现有技术中，来自混合电路2的近端声音输入Sin相对于远端声音输入Rin被延迟了上述的延迟时间。因此，远端声音输入Rin首先被输入到回波路径估测/回波复制品产生电路3，然后相应的近端声音输入Sin以上述的延迟时间被输入到那里。为此，如果延迟时间相应于例如FIR滤波器的200个抽头的计算时间，那么在多到512个抽头中只有312个抽头实际上可被用来在回波路径估测/回波复制品产生的过程中估测回波路径和/或产生回波复制品。

相反地，在本实施例中，由于混合电路2的延时被给予远端声音输入Rin，以使远端声音输入Rin在时间上和近端声音输入Sin相匹配，因此FIR滤波器的性能可被充分地提取且可以较高的精度产生回波复制品。这样，回波消除器的抵消特性的精度也可得以改善。而且，由于现有的器件可直接被用在本实施例，因而上述的全部修改就不再需要。

现在将描述本发明的第四实施例。在本实施例中，远端声音输入Rin和近端声音输入Sin被进行所谓的过采样，以便改善回波消除器抵消特性的精度。

图7是显示第四实施例结构的方框图。本图上所示的回波消除器20与图1所示的回波消除器的不同之处在于，用于对远端声音输入Rin进行上采样的上采样器32和用于对近端声音输入Sin进行上采样的另一个上采样器33被安装在回波路径估测/回波复制品产生电路3的前级，以及用于对回波复制品进行下采样的下采样器34被安装在回波路径估测/回波复制品产生电路3的后级。

此处，如果例如远端声音输入Rin和近端声音输入Sin的采样频率是8KHz(＝Fs)，那么上采样器32，33的采样频率是2Fs的16KHz。同样地，下采样器34的采样频率是Fs的8KHz。

接着，将讨论上述结构的作用。对于如上述的这样的结构，对回波路径的估测和/或产生回波复制品是以和上采样器32，33同样的2Fs来进行的。由于该回波是藉在根据上采样的远端声音输入Rin和近端声音输入Sin所估测的回波路径和上采样的远端声音输入Rin之间进行卷积运算而产生的，因而其精度高于传统的回波消除器。因此，回波消除器抵消特性的精度可得以改善。而且，还有这样的优点，即当采样速率提高时收敛速度更快。另外，正如第三实施例的情况那样，由于本实施例的回波消除器事实上可使用现有的器件，上述的全部修改不再需要。

第五实施例

A.本实施例的组成

图9是按照本发明的第五实施例的回波消除器的重要部分的方框图。在该器件中，除了图1的回波消除器外，使用了起始估测电路7。图上未示出的部分按图1所示的相同方式被构成。

在图9中，参考数字71表示延时测量电路。延时测量电路71根据近端声音输入Sin和远端声音输出Rout得出延迟时间T_D(见图2)，并输出此结果。作为得到延迟时间T_D(例如是在近端声音输入Sin峰值出现的时间和远端声音输出Rout峰值出现的时间之间的差值)的方法，可得出预定时期内的这两个时间，或者可得出两个信号之间的相互关系。

参考数字75表示延时电路。该延时电路75把远端声音输出Rout延迟一段由延时测量电路71输出的延迟时间T_D。参考数字72表示电平比测量电路。该电平比测量电路72比较近端声音输入Sin和远端声音输出Rout之间的电平，并把相应于此比值的信号加到乘法器76的一端。同时，延时后的远端声音输出Rout被加到乘法器76的另一端。因此，在延时和电平方面被归一化的远端声音输出Rout(该输出以后被称为“信号R′out”)从乘法器76被输出。

参考数字74表示波形数据库。该波形数据库74存储了各种不同混合的回波波形的特征数据。此处所使用的术语“特征数据”指的是回波路径估测/回波复制品产生电路3的FIR滤波器中抽头系数bi(见式(1))。应当注意到，当前在电话线路中使用的有几十种混合方式，且存储所有各种混合的特征数据并不困难。参考数字73表示形状比较器。该形状比较器73根据信号R′out和近端声音输入Sin之间的关系选择和实际关系最相像的一个特征数据。所选定的特征数据(抽头系数bi)被设置为回波路径测量/回波复制品产生电路3的FIR滤波器抽头系数的初始值。

由延时电路75延迟的远端声音输出Rout也被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3。这样，在回波路径估测/回波复制品产生电路3中，近端声音输入Sin和远端声音输出Rout之间不存在延迟时间T_D(见图2)。应当注意到，当在控制单元4中检测到双方讲话时(即当双方讲话信号DT被输出时)，延时测量电路71、电平比测量电路72和形状比较器73都停止工作。

B.本实施例的操作

接着，将描述本实施例的工作。

首先，当远端讲话者发出某些声音时，其内容以远端声音输出Rout的形式被加到延时测量电路71。当近端声音输入Sin作为基于它的一个回波在不久之后被加到延时测量电路71时，其延迟时间T_D就在延时测量电路71中被计算，且把其值加到延时电路75和回波路径估测/回波复制品产生电路3。

结果，现在被延时了T_D的远端声音输出被加到电平比测量电路72。电平比测量电路72依次给出了相应于在近端声音输入Sin和远端声音输出Rout之间的电平比的信号加到乘法器76的一端。这样做以后，现在已对延迟时间和电平进行了归一化的信号R′out被加到形状比较器73。

在形状比较器73中，根据信号R′out和近端声音输入Sin之间的相关性，选择了存储在波形数据库74中的最类似于实际相关性的一个特征数据。所选择的特征数据被乘法器校正其电平，然后被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3。经过这一步骤后，FIR滤波器的抽头系数的初始值被设定。现在被延时了T_D的远端声音输出Rout通过延时电路75再被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3。

当对于延时电路75设置延迟时间和对于FIR滤波器设置抽头系数bi的初始值都以刚描述的方式完成时，初始估测电路7的工作已结束。以后，在回波路径估测/回波复制品产生电路3中，根据近端声音输入Sin和远端声音输出Rout进行学习识别，而且适当地改变抽头系数Di以便估测更正确的回波路径。这样，按照本发明，延时电路75的延迟时间可由延时测量电路71设置，以及回波路径估测/回波复制品产生电路3中的抽头系数的初始值可由形状比较器72的波形数据库74设置。

当然，回波路径的估测不是由那些初始值完成的，且在回波路径估测/回波复制品产生电路3中需要进一步的学习。然而，有了上述的设备，藉使初始值对回波路径估测/回波复制品产生电路3有更满意的正确度，可使为收敛学习结果所需要的时间明显地缩短。而且，按照本发明，由于现在被延时过T_D的远端声音输出通过延时电路75被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3，因而在回波路径估测/回波复制品产生电路3中的学习负荷可被减少及回波路径估测可以更高速度和更精确地被完成。

正如前面所描述的，按照本实施例的回波消除器，由于在产生回波复制品的时候预先设定延迟时间或每个参量的相对更精确的初始值可被设定，回波路径估测可以高速度和高精度被完成。

第六实施例

A.本实施例的构成

图10是按照本发明的一个实施例的回波消除器的重要部分的方框图。在本实施例中，使用了频谱比较器81和频率响应数据库82，以代替第五实施例的形状比较器73和波形数据库74。

频率响应数据库81存储各种不同混合的频率响应特性的数据。由于如前所述的当前在电话线路中使用的只有约几十种混合方式，因而存储所有各种混合的频率响应特性数据并不困难。频谱比较器81根据信号Rout′和近端声音输入Sin之间的相关性选择和实际特性最相类似的一个频率响应特性。变换器83把所选的频率响应特性变换成时间轴上的响应特性。具体地，频率响应特性被变换成抽头系数bi，且那么抽头系数bi被设置为回波路径估测/回波复制品产生电路3的FIR滤波器的抽头系数的初始值。正如第五实施例的形状比较器73的情况那样，频谱比较器81在控制单元4中检测到双方讲话时，(即当双方讲话信号DT被输出时)，就停止工作。

B.本实施例的操作

接着，将描述本实施例的工作。

首先，当远端讲话者发出某些声音时，其内容以远端声音输出Rout的形式被加到延时测量电路71。当近端声音输入Sin作为基于它的一个回波在不久时被加到延时测量电路71时，其延迟时间T_D就在延时测量电路71中被计算，且把其值加到延时电路75和回波路径估测/回波复制品产生电路3。

结果，现在被延时过T_D的远端声音输出被加到电平比测量电路72。电平比测量电路72依次给出了相应于在近端声音输入Sin和远端声音输出Rout。之间的电平比的信号加到乘法器76的一端。这样做以后，现在已对延迟时间和电平进行归一化的信号Rout′被加到频谱比较器81。

在频谱比较器81中，根据信号R′out和近端声音输入Sin之间的相关性选择了存储在频率响应数据库82中的和实际关系最相类似的一个特征数据。所选择的特征数据通过变换器83被变换成抽头系数bi，然后被乘法器校正其电平，接着被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3。经过这一步骤后，FIR滤波器的抽头系数的初始值被设定。

当对于延时电路75设置延迟时间T_D和对于FIR滤波器设置抽头系数bi的初始值都以刚才描述的方式完成时，初始估测电路7的工作已结束。以后，在回波路径估测/回波复制品产生电路3中，根据近端声音输入Sin和远端声音输出Rout进行学习识别，而且适当地改变抽头系数bi以便估测更正确的回波路径。这样，按照本发明，延时电路的延迟时间可由延时测量电路71来设置，以及抽头系数的初始值可由延时测量电路71、频率响应数据库81和变换器83来设置。

如上所述，按照本实施例，正如第五实施例的情况那样，藉使初始值对回波路径估测/回波复制品产生电路3有更满意的正确度，可使为收敛学习结果所需要的时间明显地缩短。

修改的实施例

应当注意到，本发明并不限于上述实施例。例如，可按如下所述的那样作出许多改变和修改。

(1)在上述实施例中的任一例中，本发明被应用于移动电话和陆地电话之间的信号传输。然而，本发明的应用并不限于此。本发明可被应用于在双线电路和四线电路之间进行信号传输的所有通信网络。

(2)在第一和第二实施例中，伪噪声发生器11通常产生伪噪声。然而，装置也可被做成为：其中从交换机接收呼叫界限(callboundary)且直到经过一段时间之后才产生伪噪声。由于这种装置，在近端讲话者把受话器放到非常接近耳边之前就可完成学习，这样伪噪声在实际进行讲话时可被阻止发送到近端讲话者。

(3)当远端讲话者在大于预定的时间内保持为缄默状态时，伪噪声发生器11可产生伪噪声。其理由是，当远端讲话者一侧为缄默状态时，传输到近端讲话者的噪声(如果有的话)并不会对讲话造成任何障碍。

(4)当回波抵消在加法器17中成为低于预定电平时，伪噪声发生器11可发生伪噪声。其理由为：有很大可能是回波复制品产生器16未产生正常的回波复制品，且重新学习看来是所希望的。

(5)在第一实施例中伪噪声的电平是常量。然而，当为实行相关运算所需要的时间增加时，伪噪声的电平可以减小。

(6)在第四实施例中，上采样器32，33和下采样器34由分开的元件构成。或者，它们可以藉图8所示的数字信号处理器(DSP)由单个元件构成。在这种情况下，由于可以使DSP 35做成传统的结构以及把供给回波路径估测/回波复制品产生电路3的时钟改变成2Fs，因此，回波消除器的抵消特性的精确度可藉只对电路设计稍作变动而得到改进。

换句话说，由于足可以使对估测装置和回波复制品产生器的输入/输出信号的采样速率由单个信号变换器进行变换，因而对现有器件的改变很容易做到。

(7)在第四实施例，采样过程的次序可按照需要加以改变。此处重要的事件是上采样器32，33和下采样器34的处理时序必须在时间上相一致，且下采样器34的输出必须是时间上连续的。

(8)以上的第三和第四实施例可加以组合。图11显示了由这种组合所组成回波消除器30的结构的实例。如该图所示，延时电路31被安装在上采样器32的前级。该延时电路31适合于把远端声音输入Rin延迟一段在回波消除器30和混合电路2之间可出现的传输延时。按照这种结构的实例，回波消除器的抵消特性的精度可由第三和第四实施例的乘法器的作用得到更多的改进。

(9)在第五实施例中，波形数据库74把抽头系数bi作为特征数据来加以存储。然而，特征数据并不仅限于抽头系数bi。例如，可表示各种不同种类的混合的响应特性的α参量、LSP参量、每次通话系数等等都可作为特征数据加以存储。

(10)在第五和第六实施例中，回波路径估测/回波复制品产生电路3不仅限于采取学习识别算法的那种电路。可替换地，例如Kalman滤波器一类的大范围的算法可被使用。

(11)在第五和第六实施例中，回波路径估测/回波复制品产生电路3可被重新设计成：首先使回波复制品被设置为小于估测值、然后随着时间的推移而逐渐增加到原来的值。其理由是，由于很难在早期阶段正确估测回波复制品，对回波复制品信号Y所设置的高电平会导致像产生噪声那样的不方便。

(12)在第三到第六实施例中，根据远端讲话者产生的声音估测回波路径。可替换地，可使用其它信号估测回波路径。例如，在由近端发起呼叫的情况下，可使用回铃音估测回波路径，而在由远端发起呼叫的情况下，可藉在近端摘机后立刻发送训练信号到混合器的方法估测回波路径，这使得回波路径就根据这样来估测。其理由是，由于使用上述装置，当近端讲话者和远端讲话者实际上开始讲话之时，精确回波路径估测已经获得。

(13)在第五和第六实施例中，已被延时电路75延时的远端声音输出Rout被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3。可替换地，非延时的远端声音Rout被加到回波路径估测/回波复制品产生电路3。在这种情况下，远端声音输出Rout在回波路径估测/回波复制品产生电路3内被延迟了一个在延时测量电路71中所测量的延迟时间(具体地，在数字符号1，相应的抽头系数bi被置成“0”)。这样，即使延迟时间T_d变动，也能藉在回波路径估测/回波复制品产生电路3中的学习使得回波复制品遵循延迟时间T_d。

Claims (3)

1.一种用于在通过四线侧发送的话音和通过二线侧发送的话音之间进行传输的通信线路网中所使用的回波消除器，包括：

第一采样装置，用于对相应于所述四线侧处的话音的第一数字话音信号进行上采样；

第二采样装置，用于对相应于所述二线侧处的话音的第二数字话音信号以和所述第一采样装置同样的采样速率进行上采样；

回波路径估测/回波复制品产生器装置，用于根据第一、第二数字话音信号的上采样结果，估测回波路径，并通过回波路径和上采样的第一数字话音信号之间的卷积运算来产生回波；

第三采样装置，用于对所述回波路径估测/回波复制品产生器装置的输出信号进行下采样；以及

减法装置，用于从所述第二数字话音信号中减去所述第三采样装置的输出信号。

2.按照权利要求1所述的回波消除器，其特征在于，还包括位于所述第一采样装置的前级和适合于延迟预定时间的延时装置。

3.按照权利要求1或2所述的回波消除器，其特征在于，其中由所述第一到第三采样装置进行的上采样或下采样由一单个信号变换器装置完成，所述单个信号变换器装置变换对所述回波路径估测/回波复制品产生器装置的输入/输出信号的采样速率。

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