FR2484744A1 - Circuits de filtrage numerique diminuant le debit de mots d'un signal numerique du type utilise dans les systemes telephoniques a commutation numerique, filtres numeriques utilises et joncteur de ligne equipe de tels circuits - Google Patents

Abstract

A LA SORTIE D'UN CONVERTISSEUR AN A GRANDE VITESSE (1024KHZ) FOURNISSANT DES MOTS DE 1 A 3 EB REPRESENTANT UN SIGNAL DE PAROLE A BANDE LIMITEE (0-4KHZ) DANS UN JONCTEUR DE LIGNE TELEPHONIQUE, CES CIRCUITS TRANSFORMENT LES SUITES DE 32 MOTS ENTRANTS EN VALEURS MOYENNES COMPATIBLES AVEC LA BANDE TELEPHONIQUE ET QUI EXPRIMENT CHACUNE UN ECHANTILLON DE PAROLE PAR UN CODE LINEAIRE D'AU MOINS 13EB AVEC UNE FREQUENCE REDUITE A 32KHZ. ILS COMPRENNENT UN FILTRE RECURSIF PASSE-BAS DU SECOND ORDRE TRANSFORMANT LE SIGNAL D'ENTREE X(K) EN:Y(K)X(K)(2-2)Y(K-1)-(1-22)Y(K-2)ET UN FILTRE NON RECURSIF 70 EN CASCADE, DONNANT LE SIGNAL DE SORTIE (A 1024KHZ ET 13EB):Y(K)Y(K)2Y(K-1)Y(K-2)QUI EST ENSUITE LU A 32KHZ DANS UN REGISTRE DE SORTIE 80. LE FILTRE 70 NE COMPORTE QU'UN ADDITIONNEUR 72 ET DEUX REGISTRES 71, 74 POUR CONSERVER DEUX ECHANTILLONS SUCCESSIFS DE Y(K), LE PRODUIT PAR 2 ETANT UN SIMPLE DECALAGE A GAUCHE. DANS LE FILTRE RECURSIF, LE DECALAGE A DROITE (RESPECTIVEMENT DE 4 ET DE 9EB) DANS DES REGISTRES 62, 67 AVEC RETROACTION DES EB PROVENANT DE LA DIVISION PRECEDENTE 64, 68 PERMET D'EFFECTUER LES PRODUITS PAR 2 ET 2 SANS UTILISER DE MULTIPLICATEURS, TOUT EN MAINTENANT LE BRUIT DANS LA BANDE A UN FAIBLE NIVEAU. LES TROIS AUTRES MODULES SONT DES ACCUMULATEURS (Y,Y,F). APPLICATION PRINCIPALE AUX SYSTEMES NUMERIQUES DE COMMUTATION TELEPHONIQUE EN MODULATION PAR IMPULSIONS ET CODAGE.

Description

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la présente invention concerne des circuits de filtrage numérique conçus pour réduire le débit de mots d'un signal numérique formé d'une uite de mots ou conibinaisons d'un nombre donné d'éléments binaires (eb) et, plus particulièrement, des circuits réduisant le débit de mots d'un sjiriai ruithiëriquu obtenu par échantillonnage à grande vitesse d'un signal analogique de parole dans un système de commutation téléphonique

numérique, tout en augmentant le nombre d'eb par mot du signal.

Dans les systèmes modernes de télécommunication, on utilise des données numériques pour transmettre les signaux de parole aux divers

1l abonnés du système par l'intermédiaire d'un réseau de connexion numérique.

La transmission de données numérique est très efficace et permet l'utilisa-

tion de techniques d'intégration des circuits dans la conception des différents modules du système, techniques particulièrement appropriées

à la fabrication des circuits numériques.

Les signaux analogiques, ou signaux de parole, reçus par un système téléphonique numérique sont convertis en signaux numériques appropriés au traitement et à la transmission dans un réseau de connexion numérique. A la sortie du système, ces signaux numériques sont reconvertis en signaux de parole afin de permettre les communications orales classiques entre abonnés. Les circuits de lignes d'abonnés de ces systèmes numériques peuvent donc aussi être formés de composants numériques intégrés, notamment des composants à haut degré d'intégration qui sont caractérisés par un coût assez bas et un fonctionnement efficace

et très fiable.

Les deux étapes de conversion de signaux précitées nécessitent

l'emploi de convertisseurs numérique-analogique (NA) et analogique-

numérique (AN). Bien que de nombreux convertisseurs intégrés actuellement commercialisés sont de technique appropriée, ils sont souvent trop coûteux pour être utilisés en grand nombre dans un système téléphonique pour lequel les problèmes de coût doivent être considérés avec autant

d'attention que les problèmes de fiabilité.

Pour réaliser la conversion d'un signal analogique en un signal numérique, on échantillonne un signal analogique à une fréquence d'échantillonnage élevée, et l'on obtient des signaux numériques ayant un nombre réduit d'éléments binaires par mot, chacun étant caractéristique de la valeur quantifiée du signal analogique. De tels convertisseurs analogiquenumérique sont appelés dispositifs "à grande vitesse" ou à

"Adébit élevé" et de nombreux types sont connus.

Afin d'assurer la transmission efficace des données numériques obtenues d'un convertisseur à débit élevé, il est nécessaire de diminuer

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le débit tdes mots et d'augmenter la longueur des mots. On utilise de mainert. connue des filtres numériques passe-bas permettant de transformer rl:3griill du sourLtie 1 débit élevé en un signal à faible débit pouvant

etr' pluJi aisémenrit traité.

Les filtres numériques nécessitent des multiplicateurs qui sont extrèmemerit coûteux et complexes. On trouve dans l'art antérieur de tels

filtres comme, par exemple, ceux décrits dans le brevet des E.U.A.

n 3 912 917 dont l'objet est précisément la diminution du nombre de

mu]tiplicateurs nécessaires à la fonction de filtrage.

l! D'autres brevets, par exemple le brevet des E.U.A. n 4 021 654, décrivent des modes de réalisation de filtres numériques avec des circuits à haut degré d'intégration. Les filtres numériques peuvent comporter également des processeurs comme il est décrit dans un article récent intitulé "Implement Digital Filters Efficiently" de R.J.Karkowski,

dans Electronic Design du ler Septembre 1979, page O110.

Il est évident que dans un système téléphonique, qui est un système de transmission de données très important, on doit réduire autant que possible le matériel pour des raisons à la fois d'économie et de fiabilité. En outre, dans les équipements utilisés pour équiper les joncteurs de ligne le coût et la fiabilité sont des facteurs de première importance car on affecte un joncteur de ligne à chaque abonné

et il y a donc autant de joncteurs de ligne qu'il y a d'abonnés.

Bien que le coût réduit soit un des premiers objectifs, il est évident qu'il faut assurer une fiabilité maximale des communications

entre abonnés.

La conversion d'un signal analogique en un signal numérique dans un convertisseur AN à grande vitesse produit un bruit de "quantification". Lorsqu'on emploie un convertisseur à grande vitesse, ce bruit a des composantes spectrales de haute fréquence qui peuvent être atténuées par un filtrage numérique comme on l'a vu. Ainsi, le système de filtrage doit atténuer le bruit de quantification tout en réduisant le débit de mots à la sortie du convertisseur AN. Ce système de filtrage a la fonction inverse d'un interpolateur, car ce dernier augmente le débit de mots avant de réaliser une conversion NA. De tels

-5 interpolateurs ont été décrits, par exemple, dans les brevet des E.U.A.

n 4 109 llO qui concerne un système deconversionnumérique-analogique.

Dans ces deux structures (fonction d'interpolation ou fonction inverse), le but recherché est celui d'éviter l'utilisation de multiplicateurs. Des techniques pour exécuter la fonction d'interpolation sont décrites dans la demande de brevet français déposée ce jour par la

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Société demanderesse pour: "Circuit interpolateur augmentant le débit de mots d'un signal numérique du type utilisé dans les systèmes téléphoniuels à commutation numérique et joncteur de ligne équipé d'un

tel CirCLJt".

L'utilisation d'un filtre numérique pour diminuer un débit de mots est bien connue de l'homme de l'art mais il doit avoir une structure particulièrement bon marché et fiable pour pouvoir se plier aux exigences rigoureuses de coût et de fonctionnement associées à un système de commutation téléphonique. C'est pourquoi, l'un des objets de l'invention est un système de filtrage diminuant le débit de mots de sortie d'un convertisseur analogique-numérique à grande vitesse tout en éliminant l'emploi et donc le coût de multiplicateurs. Ce système de filtrage permet en outre d'atténuer le bruit de quantification

sans interféreravec la bande vocale des signaux analogiques (0-4 kHz).

Sa structure est constituée simplement de matériel classique et permet

donc l'utilisation de modules de circuits intégrés.

Un système de filtrage conforme à l'invention permet de réduire le débit de mots d'un signal numérique comportant un grand nombre de mots qui ont le même nombre d'éléments binaires et sont transmis à un débit donné correspondant à une fréquence d'échantillonnage de valeur prédéterminée (fs). Ce système de filtrage est constitué par un filtre à réponse impulsionnelle finie (RIF) coupléen cascade avec un filtre récursif passebas du second ordre entre l'entrée et la sortie du système. Ce dernier a une fonction de transfert définissant -K des coefficients de filtrage de la forme 2WK, o K est un nombre entier, afin de fournir à la sortie du système un signal numérique filtré dont les mots ont un nombre d'éléments binaires supérieur aux mots d'entrée et sont émis à la fréquence d'échantillonnage-fs. Le système de filtrage conforme à l'invention comporte également des registres qui en réponse au signal de sortie le transfèrent à une fréquence d'échantillonnage inférieure à fs et délivrent donc un signal de sortie filtré ayant ledit nombre supérieur d'éléments binaires par mot et

ladite fréquence d'échantillonnage réduite.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description

qui. va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, en se reportant

aux figures annexées qui représentent -

- la figure 1, un schéma fonctionnel d'un système de commutation téléphonique limité à une seule connexion entre deux postes téléphoniques par l'intermédiaire d'un réseau de connexion numérique et aux composants principaux d'un seul joncteur de ligne associé à l'un de ces postes 9

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- la figure 2, un schéma fonctionnel simplifié représentant la structure de base du filtre récursif utilisé dans le circuit de filtraie selon l'invention - la figure 3, un schéma fonctionnel détaillé d'un système ( le filtrage comportant un filtre récursif en cascade avec un filtre c réporise impulsionnelle finie (RIF) - la figure 4, un schéma fonctionnel simplifié utile pour comprendre le fonctionnement du diviseur employé dans l'invention - la figure 5, un schéma fonctionnel simplifié d'un 11 système de filtrage conforme à l'invention; - la figure 6, un schéma fonctionnel simplifié d'un filtre RIF selon l'invention; - la figure 7, un schéma fonctionnel d'une variante du filtre récursif conforme à l'invention; - la figure 8, un schéma fonctionnel simplifié d'un diviseur conforme à l'invention permettant de corriger une erreur de second ordre - la figure 9, un schéma fonctionnel d'un filtre récursif

employé dans le système de filtrage de l'invention et dont le fonction-

nement est synchronisé par un signal d'horloge à trois phases.

La figure 1 représente plus particulièrement un joncteur numérique de ligne téléphonique d'abonné, incorporé dans un système de commutation numérique de communications téléphoniques. Pour l'essentiel, la figure 1 ne représente que la connexion d'un poste téléphonique 21 (poste de l'abonné A) à un autre poste téléphonique 22 (abonné B) par l'intermédiaire d'une matrice de commutation ou réseau de connexion numérique 10. Un joncteur de ligne particulier 20, 20B est associé à chaque ligne d'abonné pour assurer toutes les fonctions d'interface entre les circuits analogiques et le réseau numérique et permettre ainsi les relations téléphoniques normales entre les deux abonnés. Il faut noter, d'une part, que l'utilisation de joncteurs de ligne tels que 20,20B ne se limite pas au raccordement de deux postes d'abonnés 21, 22 mais s'applique également à la connexion de circuits téléphoniques reliés à d'autres centraux ou concentrateurs. D'autre part, seul le joncteur de ligne affecté à l'abonné A (20) est détaillé afin de S5 simplifier la figure, mais il est bien entendu qu'un joncteur de ligne identique est affecté à l'abonné B ainsi qu'à tous les autres abonnés

desservis par le central.

On trouvera un exemple de réalisation d'un joncteur numérique de ligne téléphonique utilisé dans un système de commutation numérique,

en se reportant au brevet des E.U.A. n0 4 161 633.

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Le poste téléphonique 21 de l'abonné A est couplé par une ligne analogique classique à deux fils à un circuit de conversion 2 fils-4 fils,

ou circuit hybride 16 dont la structure et la fonction sont bien connues.

Deux des quatre fils de sortie du circuit 16 constituent une paire d'émission du signal vocal transmis par l'abonné A et les deux autres

fils forment une paire de réception du signal transmis par un corres-

pondant tel que l'abonné B. Chacune de ces paires de conducteurs est

représentée par une seule ligne. La description et l'analyse de circuits

hybrides sont faites, par exemple, dans l'ouvrage intitulé "Reference Data for Radio Engineers" sixième édition 1975, pages 35-16 à 35-20 par Howard W.Sams. Plus particulièrement, on se reportera à la demande de brevet des E.U.A. n0 903 458, déposée le 8 Mai 1978, qui concerne

un circuit hybride du type numérique.

La paire d'émission issue du circuit hybride 16 est connectée à l'entrée d'un filtre analogique 18. C'est en effet un signal analogique qui se propage sur cette paire depuis le circuit hybride 16 jusqu'à l'entrée

d'un convertisseur analogique-numérique 19 (convertisseur AN) qui échantilon-

ne le signal reçu et traduit chaque échantillon quantifié en un code numérique binaire, par exemple, en utilisant la modulation par impulsions et codage (MIC). Le procédé MIC n'est bien sûr pas la seule technique utilisable pour effectuer la conversion du signal de parole en signal numérique. Un signal binaire formé d'une série de mots à plusieurs éléments

binaires (eb) représentatifs de la série d'échantillons d'un signal numé-

rique, par exemple un signal MIC est donc fourni à la sortie du convertisseur

AN 19 et constitue le signal d'entrée d'un circuit de filtrage 23.

Ce dernier est un filtre numérique qui diminue le débit de

mots du signal numérique entrant, c'est-à-dire la fréquence d'échantil-

lonnage du signal numérique. En ce qui concerne sa fonction de filtrage proprement dite, le circuit 23 atténue les fréquences extérieures à la bande vocale utile, c'est-à-dire au delà de la bande téléphonique

de 0 à 4 kHz dans l'exemple considéré. Le circuit 23 est, plus précisé-

ment, un filtre récursif du second ordre dont la réponse fréquentielle est celle d'un filtre passe-bas. Son signal de sortie est constitué de mots se succédant à une fréquence inférieure à celle des mots produits par le convertisseur AN 19 mais qui donnent des valeurs beaucoup plus précises des échantillons du signal en raison d'un accroissement

important du nombre d'éléments binaires par mot. Une fréquence d'échantil-

lonnage (fs) de 1024 kHz est utilisée, par exemple, dans le convertisseur AN 19 avec des mots de trois eb. Le circuit de filtrage 23, lui, a une fréquence d'échantillonnage (fs) de 32 kHz mais avec des mots de 13 eb

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(oU plus.

Cliw[imf on le verra par la suite, ce circuit de filtrage 23 t:,L Loi1il 'ii ué d (le Oipoianlt lil numériques classiques et particulièrement adapté au traitement de signaux numériques et à leur transmission avec un faible bruit dans les systèmes téléphoniques. Le signal de sortie du circuit 23 est transmis à un circuit de commande de gain 25 qui, de préférence, est conforme à la demande de brevet français déposée ce jour par la Société demanderesse pour: "(ircuiL et procédé de commande de gain pour signal numérique du type utilisé dans les systèmes téléphoniques à commutation numérique et joncteur de ligne équipé d'un tel circuit". On se reportera donc à cette demande

pour plus amples explications.

Par l'intermédiaire d'un filtre numérique de fréquences vocales 26, de type non-récursif, le signal de sortie du circuit de commarnde de gain 25 est couplé à une entrée d'un additionneur 30. La bande passante du filtre 26 est déterminée par la bande de transmission du signal téléphonique sur des mailles utilisées dans le réseau de conrnexion 10 pour établir le chemin de conversation entre les deux abonnés. Une autre entrée de l'additionneur 30 est alimentée par un filtre à réponse impulsionnelle finie (RIF) 31, qui coopère avec un corrélateur 32 pour constituer un suppresseur d'écho auto-adaptatif dans le joncteur de ligne. La conception et le fonctionnement d'un suppresseur d'écho de type approprié sont décrits en détail dans la

demande de brevet des E.U.A. nO 020 593, déposée le 14 Mars 1979.

Le signal de sortie de l'additionneur 30 est aiguillé dans l'espace et dans le temps par le réseau de connexion numérique sur une voie temporelle sortante ayant accès à l'entrée de réception I du joncteur de ligne 20B de l'abonné appelé B. En d'autres termes, le réseau établit une connexion entre la sortie émission 0 du joncteur 20 (abonné A) et l'entrée I du joncteur 20B indépendamment du fait que cette connexion s'effectue par transfert temporel entre deux voies entrante et sortante du réseau qui sont multiplexées avec d'autres voies concernant d'autres appels. Le joncteur 20B est identique au joncteur 20 de l'abonné A

et la description de son canal de réception se fera en utilisant le

schéma fonctionnel détaillé du joncteur 20. Le réseau de connexion numérique 10 est constitué de commutateurs élémentaires dont on trouvera un exemple de réalisation dans la demande de brevet français n 79 05850, déposée le 7 Mars 1979 par la Société demanderresse pour: "Element de

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commutation numérique à ports d'accès multiples".

L'entrée de réception I d'un joncteur de ligne est couplée à une paire dJe fils de réception à l'intérieur du joncteur. Ainsi, un signal numérique issu de la sortie émission (0) d'un joncteur d'abonné (abonné B) est appliqué à l'entrée d'un filtre de fréquences vocales 50 de l'autre joncteur (abonné A). Le filtre 50 est du type numérique non récursif et sa bande passante est la même que celle du filtre d'émission 26. La sortie du filtre de réception 50 est reliée à l'entrée d'un circuit de commande de gain 51 identique au circuit 25 côté émission. Le signal numérique à niveau réglé par le circuit 51 entre ensuite dans le circuit interpolateur 52 dont la fonction est d'augmenter le débit de mots

du signal numérique.

On a vu, dans le canal d'émission, que la fonction inverse d'un interpolateur est effectuée par un circuit de filtrage 23 qui réduit la fréquence d'échantillonnage d'un signal numérique de 1024 kHz

à 32 kHz et augmente la longueur des mots de 3 eb à 13 eb ou plus.

L'interpo]ateur rétablit la fréquence d'échantillonnage supérieure de

1024 kHz et une longueur de mots réduite à 3 éléments binaires ou plus.

Le signal ainsi traité par interpolation est ensuite appliqué à un convertisseur NA 53 qui reconstitue le signal analogique de parole et le transmet au circuit hybride 16 par l'intermédiaire d'un filtre

analogique 54.

On utilisera par exemple un convertisseur NA associé à un

interpolateur tel qu'il est décrit en détail dans le brevet des E.U.A.

n0 4 109 110 déjà mentionné, ou bien un convertisseur NA fonctionnant

en modulation sigma-delta d'un type utilisé dans les systèmes télé-

phoniques. Un interpolateur particulièrement approprié correspond à

la première des demandes de brevet français précitées.

Comme il a été indiqué auparavant, le bruit de quantification d'un convertisseur AN à grande vitesse comme 19 de la figure 1 a des composantes spectrales de haute fréqunce et les fréquences extérieures

à la bande vocale sont atténuées par un filtrage ultérieur.

Les principes de base sur lesquels se fondent la conception et le fonctionnement d'un filtre récursif, conforme à l'invention, permettant d'atténuer les fréquences extérieures à la bande vocab d'un signal émanant du convertisseur AN 19 vont maintenant être décrits en

se reportant à la figure 2.

La structure de la figure 2 permet aux coefficients de -K filtrage d'être de la forme 2, avec K entier. Une telle multiplication

par 2 K évite le recours à des circuits multiplicateurs.

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Il est connu que les filtres récursifs nécessitent généralement de rnombreux multiplicateurs pour effectuer le calcul des valeurs de leur signal de suLrtit. Dans les filtres récursifs, le signal de sortie y(n) déerind ilon seulement de la valeur actuelle et de valeurs précédentes du signal d'entrée x(n) mais aussi de valeurs précédentes du signal de sortie:

M N

y(n) = akx(n-k) +i bk y(n-k) k=0 k=l Cette expression est bien connue, et l'on peut voir que, pour

chaque valeur de y à calculer, on doit réaliser N(M+l) multiplications.

La structure de la figure 2 représente un filtre du second ordre dont la fonction de transfert est calculée à partir de la réponse

souhaitée d'un filtre analogique de Butterworth en utilisant la trans-

formation bilinéaire bien connue: z-l s -z+1 Pour une fréquence d'échantillonnage fs, et une fréquence de coupure fD à -3 dB du filtre numérique, la coupure du filtre analogique équivalent devrait correspondre à une pulsation: =t fsD ou 7f- D puisque fD est de l'ordre de 8 kHz W =tg -rou A

et fs = 1024 kHz.

La fonction de transfert d'un filtre de Butterworth du second ordre G(s) avec une pulsation de coupure WA est donnée par: A g G(s): 22 s + A + o g est un coefficient constant utilisé pour ajuster le gain en courant continu. La fonction de transfert numérique équivalente H(z) obtenue par l'application de la transformation bilinéaire à l'expression précédente s'écrit: 2 g(l-z-l) H(z) = D(z) avec D(z) = 1-[2- r +2 uA3-2 A.. z-1 ±2 2+4W A2 3..2 z2 Comme u)A est de l'ordre de 2-5, les racines de D(z) ou pôles de

la fonction de transfert sont très proches du point z = +1.

Si G1 et G2 de la figure 2 doivent être obligatoirement de la forme 2-K et si A = A = 1, la fonction de transfert F(z) est:

1 2

9 2484744

F(z) = i 1-(2-G1)z-l + (1-Gl+G2)z-2

1 -2

-N o Z correspornd à un retard de N mots à une fréquence d'échantillonnage

du signal d'entrée de 1024 kHz.

Cette fonction de transfert F(z) indique que le recours à un multiplicateur est inutile. A partir des équations précédentes, on peut déduire que i

G r x 2XgD, et F = G2F()/ =donne le gain en courant continu.

S 2

i G1 = 2-4 etG2 = 2-9 : 2 fD - 7,5 kHz

et le gain en courant continu est égal à 29.

La fonction de transfert H(z) est obtenue par un filtre récursif ayant la fonction de transfert F(z) mis en série avec un filtre à réponse impulsionnelle finie du second ordre dont la fonction de transfert est: N(z) = 1 + 2z- + z-2 Le gain en courant continu de N(z) est 22 ce qui donne à il 9 2 H(z) un gain total en courant continu de 21 = 2 (22) Un filtre à réponse impulsionnelle finie (RIF) est bien connu. Ce filtre est également appelé filtre transversal et fonctionne à la manière d'une ligne à retard à prises. Un filtre RIF qui a la fonction de transfert N(z) n'a besoin d'aucun multiplicateur. Un tel filtre peut être constitué par deux registres à décalage à recirculation contenant N mots chacun. Le premier registre met en mémoire les N éléments binaires

d'un premier mot et le second les N éléments binaires du mot suivant.

Comme on le verra par la suite, pour effectuer une multiplication

par 2 le contenu d'un registre est décalé vers la gauche. Cette multiplica-

tion par deux est complètement différente d'une multiplication binaire de deux mots. Un exemple de multiplicateurs binaires utilisés dans les filtres numériques est décrit dans un ouvrage intitulé "Arithmetic Operations in Digital Computers" de RoK.Richards édité par Do van Nostrand

& Co (1955), chapitre 5, intitulé "Binary Multiplication and Division".

De nombreux exemples de multiplicateurs utilisés dans les filtres récursifs sont bien connus. On se reportera, par exemple, au brevet des E. U.A. n 3 912 917 déjà mentionné. Le filtre RIF comporte un additionneur qui ajoute les contenus des regisres au nouveau mot entrant afin de le modifier. Des exemples de tels filtres sont décrits dans la

demande de brevet des EoUoA. n 020 593 précédemment citée.

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Dans la figure 2, les blocs référencés Y1 et Y2 sont des accunuiat-eurs qui ont essentiellement pour fonction de mettre en mémoire un signal numérique et lors du la réception d'un autre signal numérique, d'eri effectuer la somme et de la mémoriser. Des exemples de tels accumulateurs sont donnés dans l'ouvrage déjà mentionné de R.K.Richards,

pages 98, 101 à 113, 124.

Les blocs R et R sont des diviseurs binaires qui effectuent

K 1 2

des divisions par 2 en déplaçant de k positions sur la droite le contenu des registres précédemment mentionnés. Cette manière de réaliser une division binaire par 2K est bien connue, mais les diviseurs conformes à l'invention respectent des limites de bruit imposées par le système au

moyen d'un système unique de signaux de rétroaction.

Cette technique sera décrite en détail ultérieurement.

La figure 3 représente un mode de réalisation du système de filtrage de l'invention. Il est à noter que les éléments binaires sont traités ici en parallèle. C'est pourquoi les registres représentés dans la figure 3, tel que 61, ont 16 lignes de sortie, une pour chaque étage, mais la représentation graphique n'en montre qu'une seule coupée par une barre oblique surmontée d'un nombre indiquant le nombre d'éléments binaires transférés en parallèle àéla sortie. Le nombre de fils réels ne pourrait être représenté sans compliquer inutilement la

figure 'et donc la description.

Le schéma fonctionnel de la figure 3 représente la structure matérielle d'un système de filtrage utilisant un filtre de sortie RIF (70) dont la fonction de transfert est N(z). Les blocs du filtre récursif d'entrée portant les références R et R sont des diviseurs par 24 et 2 resectivment G1 4,G 29 R2 29 respectivement (G1 = 24, G2 = 2 9). Le traitement commence en Y1, se poursuit par R1, F, Y2, sortie et se termine par R2. Tous les niveaux de la séquence de filtrage sont réalisés avant l'arrivée du prochain

mot entrant.

Les nombres binaires sont représentés dans le système classique de complémentation à 2 et, par conséquent, les additions de deux nombres de longueurs différentes doivent être faites en décalant l'élément binaire de signe du plus petit mot de manière appropriée. Dans les blocs référencés R1 et R2, le plus petit mot est l'erreur enregistrée pendant

la période d'échantillonnage précédente et il est donc toujours positif.

Des 0 sont donc inscrits comme éléments binaires les plus significatifs

pour obtenir la longueur de mot correcte.

Le système de filtrage reçoit le signal de sortie du convertisseur AN 19 de la figure 1, qui généralement comporte des mots

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de n éléments binaires, n étant un nombre donné quelconque. Cependant, pour un conwvertisseur AN à grande vitesse tel que 19, on supposera que

le nollbre d'eb est trois.

Les élémenrits binaires d'entrée à la fréquence d'échantillon-

nage de 1024 kHlz suriont appliqués à l'additionneur 60 d'un accumulateur comportant un registre de sortie 61. L'accumulateur met en mémoire le mot numérique entrant et l'ajoute au prochain mot numérique reçu. Le rt'gistre à 16 eb met en mémoire le signal en résultant. On voit qu'un mot d'entrée de 13 eb, selon le format spécifié à la sortie du système de filtrage, est obtenu au moyen d'un registre de rétroaction situé clans un module F. L'additionneur reçoit donc des mots de 3 eb à la fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz et des O sont inscrits comme éléments les plus significatifs pour obtenir la longueur de mot

appropriée de 16 eb.

La sortie de l'accumulateur - ou les 16 éléments binaires du registre 61 est appliquée au diviseur R1. Une division par 24 (16) implique un décalage de 4 places vers la droite. Celle-ci est effectuée de manière classique, par l'additionneur 62 qui est un registre à décalage de 16 eb dont le contenu peut être décalé vers la droite afin d'effectuer une division binaire par 24. Le mot est divisé en 12 éléments binaires les plus significatifs (eps) qui sont appliqués à l'additionneur 63 associé au module de commande de rétroaction F et en quatre éléments binaires les moins significatifs (emns) qui sont normalement rejetés, mais ici sont ramenés à l'entrée de l'additionneur 62 et ajoutés au prochain mot entrant. Comme on le verra par la suite, ce processus permet de diminuer considérablement le bruit dans la bande passante du système

de filtrage et donc d'améliorer le spectre de bruit du convertisseur AN.

A la sortie du registre 61, les 16 éléments binaires sont appliqués àl'accumulateur Y2 sur une entrée de l'additionneur 65 qui lui est associé. Cet accumulateur a une structure classique et comporte l'additionneur 65 couplé à un registre de 16 éléments binaires 66. Les eb de sortie du registre 66 sont ramenés à l'entrée de l'additionneur

pour permettre une "accumulation".

Les 16 eb de sortie du registre 66 sont aussi appliqués à l'entrée du diviseur R2 qui réalise une division par 2. Ce diviseur R2 a la même structure que le diviseur R1 et comporte un additionneur 67

qui décale de neuf places sur la droite les éléments binaires reçus.

Le signal de sortie de 16 eb de l'additionneur 67 est divisé en 7 éléments binaires les plus significatifs (eps) qui sont appliqués 0 à l'entrée de l'additionneur 63 associé au circuit de commande de

12 2484744

rétroaction F pour fournir un second signal de rétroaction et en 9 éléments binaires les moins significatifs (ems), normalement rejetés par l'additionneur 67, qui sont transférés à l'entrée d'un registre à 9 eb 68 à la sortie duquel ils sont ramenés à l'entrée du diviseur R2 et ajoutés au prochain mot qui doit être divisé par 2 afin de constituer

un signal d'erreur.

Le signal de sortie de l'accumulateur Y2 comportant 16 eb avec trois 0 ajoutés pour obtenir la longueur de mot appropriée est appliqué au filtre RIF 70. Ce dernier comporte essentiellement un premier registre d'entrée 71 qui reçoit le mot en provenance de Y2. Ce mot est également appliqué à une entrée de l'additionneur de sortie 72

associé au filtre RIF 70.

Le contenu du registre 71 est décalé d'une place vers la gauche afin de multiplier par 2 le mot binaire, ce qui est indiqué par le module 73 sur la figure 3. Ce mot multiplié est appliqué à l'entrée de l'additionneur 72. Le contenu du registre 71 est mémorisé dans le registre 74 dont une sortie est couplée à une autre entrée de l'additionneur 72. De cette façon, celui-ci émet un signal de sortie qui est la somme du mot numérique d'entrée actuel, du mot numérique d'entrée précédent multiplié par 2 et du mot extrait du registre 74, c'est-à-dire un mot d'entrée retardé de deux périodes. Cette technique permet de fournir à la sortie du filtre RIF 70, une valeur moyenne des deux mots numériques

précédents provenant de l'accumulateur Y2.

Le circuit de rétroaction F commande la mise en mémoire de la somme des mots fournis par les diviseurs R1 et R2 dans le registre de sortie 74. Cette somme ne peut avoir plus de 13 éléments binaires selon le format spécifié des mots de sortie. Elle est renvoyée à une entrée de l'additionneur 60 associé à l'accumulateur Y1 afin de modifier le

prochain mot numérique et donc de commander les coefficients de filtrage.

Le signal de sortie de l'additionneur 72 associé au filtre RIF 70 comporte des mots de 13 éléments binaires et la fréquence d'échantillonnage est de 1024 kHz. Ce signal est appliqué à l'entrée

d'un registre à 13 eb 80 chargé à la même fréquence d'échantillonnage.

Le registre 80 est lu à une fréquence d'échantillonnage de 32 kHz et, compte tenu de la fréquence d'échantillonnage du signal d'entrée, le signal de sortie du registre 80 comprend donc un mot pour 32 mots d'entrée. En résumé, il manque donc 31 mots sur trente deux dans le signal de sortie du registre 80, ce qui n'a pas d'importance puisque le convertisseur AN 19 dont le signal de sortie est appliqué à l'entrée

13 2484744

de l'addiLionrneur 60 est un convertisseur à grande vitesse (1024 kHz)

dont la longueur de mots est très réduite (de 1 à 3 eb).

Puisque le signal d'entrée converti en signal numérique par le convertisseur AN 19 est un signal vocal, sa fonction de corrélation est très grande à une fréquence d'échantillonnage très basse (0 à 4 kHz). En conséquence, la valeur moyenne du signal varie très lentement et du fait de la très grande vitesse d'échantillonnage du convertisseur AN et (IU débit de sortie du registre 80, les informations ne sont pas perdues. lu La figure 3 ne représente pas la base de temps utilisée pour effectuer les traitements dans l'ordre indiqué ci-dessus car sa conception et son fonctionnement sont bien connus dans le domaine des

filtres numériques.

Comme le montre la figure 3, le mot d'entrée de n eb émis à une vitesse d'échantillonnage élevée est traité par le filtre pour obtenir les signaux de commande des diviseurs R1 et R2. Ces signaux sont mis en mémoire dans le registre de rétroaction afin de modifier le mot suivant selon une séquence appropriée. De cette manière, le circuit de commande de rétroaction F pondère chaque mot provenant du convertisseur AN afin de limiter la bande de modulation du signal d'entrée, chaque mot de sortie étant caractéristique de la valeur quantifiée de la moyenne des mots d'entrée à l'intérieur de la bande passante imposée par le filtre numérique. Ainsi, chaque mot de sortie de 13 eb du

registre 80 à une fréquence d'échantillonnage de 32 kHz est caractéris-

tique de la valeur moyenne des échantillons d'entrée issus du convertisseur AN 19. Le signal de sortie du registre 80 est, de ce fait, un signal variant très lentement à l'intérieur de la bande de

fréquences imposée par le filtre numérique.

Il est facile de voir, d'après la figure 3, que le système de filtrage est dépourvu de multiplicateurs binaires et, en réalité, effectue des divisions qui sont équivalentes à des multiplications par 2K. La multiplication par 2 effectuée par le filtre RIF se manifeste par un simple décalage d'une place vers la gauche et n'est pas considérée comme la multiplication de deux mots binaires, comme il a déjà été dit auparavant. En utilisant la configuration de la figure 2 et la structure de la figure 3, les coefficients du filtre récursif peuvent être réduits à la forme 2 La figure 4 représente une généralisation de la division par 21K pour un filtre numérique récursif tel que celui de la figure 3. La division par 2K équivaut à un décalage du dividende de K éléments

14 2484744

binai'res vers la dioite (otJ à unl décalage vers la gauche de la virgule binairt-). Ctlptindanrt;si l'on écarte les éléments binaires les moins itJrlf it';t ifts tis), lusl division)par 2K introduit un "bruit d'arrondi"

conil(riirblet dont le spectre recouvre la bande passante du filtre.

[n retardant les ernis d'une période de mot et en les ajoutant au mJt suivant au moyen d'une boucle de rétroaction, on décale le spectre du bruit hors de la bande. Dans la figure 4, il est également supposé

qu'une arithmétique binaire en complément à deux est utilisée.

tl'échantillon actuel U(n) qui est un mot de (B+i) eb est IL) ajouté à l'erreur précédente e(n-l) comportant K eb pour fournir le signal J (n)*. Les (B+1-K) eb les plus significatifs de y (n)* constituent le signal de sortie t(n) et les K eb les moins significatifs de f(n)* sont

gardés en mémoire et utilisés seulement pendant la période d'échantillon-

nage suivante o ils sont ajoutés au mot suivant U(n+l). En supposant que U(n) est un entier écrit en notation binaire directe, on a: t(n)* = 2BbB+ 2B lb + +2KbK+... +b

B B-I K 0

J(n) = 2B KbB+2B-K-lbB +... +20bK La division par 2K implique un décalage de la virgule binaire de K places. En utilisant les (B+1-K) eps pour la sortie 1 (n) on fait une erreur e(n) donnée par: 2Ke(n) = '(n)* - 2K-F(n) = 2K- bK +2K-2bK2+... + 20b

K-i K-

Cette erreur est ajoutée au prochain échantillon U(n+l) pour

donner- '(n+l)* d'o l'on prélèvera la future sortie 7J(n+l).

En définissant le signal d'erreur à la sortie comme: s (n) = 2 -KU(n) '5(n) il vient: s(n) = e(n) - e(n-l) et si: See (z) et Sss (z) sont les fonctions quadratiques des amplitudes Ie(n)l et Is(n)l, respectivement, on obtient: Sss (z) = (1-z) (I-z-1) See (z) Cette équation indique clairement que le spectre d'énergie du signal pour z = 1 (fréquence nulle) est nul si bien que l'erreur ne peut avoir qu'une énergie assez faible dans la bande de fréquences téléphoniques. Ainsi, l'utilisation des diviseurs R1 et R2 de la figure 3

2484744

réduit le bruit dans la bande du filtre récursif tout en éliminant

l'emnploi de multiplicateurs binaires.

[ssentiellement, le système de filtrage de la figure 3 a une rép)onse en fréquence qui descend à -10 dB à une fréquence effective de 12,5 kHz. La réponse du filtre est relativement plate sur toute la bande

des fréquences vocales à transmettre (0 à 4 kHz).

Le système de filtrage de la figure 3 est associé à un

cornvertisseur AN fournissant des mots de 3 eb à une fréquence d'échantil-

lonlnage de 1024 kHz. Comme le signal analogique se situe entre 0 et 4 kHz, IU on peut réaliser un convertisseur AN utilisant un seul élément binaire I ou 0 pour indiquer la valeur quantifiée à la vitesse d'échantillonnage élevée de 1024 kHz. En conséquence, le signal de sortie d'un tel convertisseur à grande vitesse se caractérise par une densité élevée d'impulsions de sortie pour les plus grandes amplitudes du signal analogique et par une densité plus faible pour les amplitudes de faibles valeurs. Le spectre de bruit d'un convertisseur AN utilisant un eb est plus étendu que celui d'un convertisseur AN de 3 eb à la même

fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz.

Puisque le système de filtrage de l'invention est un filtre passe-bas destiné à atténuer les composantes des signaux extérieures à la bande téléphonique, principalement le bruit de quantification introduit par le convertisseur AN, il rend tolérable le bruit introduit dans la bande par recouvrement des spectres secondaires du signal

résultant d'un ré-échantillonnage a une fréquence plus faible (32 kHz).

Pour obtenir un ré-échantillonnage avec un convertisseur AN à un eb, il est nécessaire de fournir un filtrage à décroissance très rapide de la réponse fréquentielle au delà de la fréquence de coupure et de prendre en considération le bruit de voie libre qui survient aux multiples discrets de la fréquence d'échantillonnage (1024 kHz)o Le bruit de voie libre est donné par un convertisseur AN lorsque l'entrée est mise à la terre ou lorsqu'il ne reçoit aucun signal analogique d'entrée. Dans ces conditions, le convertisseur AN fournit à sa sortie un bruit de voie libre différent selon qu'il s'agit d'un

convertisseur AN à un eb ou à trois eb.

Le bruit de voie libre pour un convertisseur AN à un élément binaire est de la forme: -... -1,1,--1, -1 +1, +1 -1 -1 +1 +1 o Le bruit de voie libre pour un convertisseur AN à trois éléments binaires est de la forme:

-1, +l, -1, +l, -1, +l, -1...

*

16 2484744

C'uebt ptuuJfqiJoi le système de filtrage qui suit- le ronverListeur AN à un é1fi,ernt binaire nécessitera une transition à

fs/4 et à fs/2, fs étant la fréquunce d'échantillonnage.

Les imperfections du circuit dans un convertisseur AN à un eb font que le bruit de voie libre peut être une séquence de N "1" suivis de N'-l" (le plus mauvais cas de bruit de voie libre ayant pour période 2N) avec N>2, ce qui nécessite des O supplémentaires de la fonction de

transfert à plusieurs multiples de la fréquence d'échantillonnage.

La figure 5 représente un filtre RIF 70 mis en cascade avec un filtre récursif dusecond ordre 71 afin de constituer le système de

filtrage permettant de diminuer le débit de mots d'un signal numérique.

Les fréquences d'échantillonnage et les nombres d'éléments binaires par mot sont indiqués dans la figure 5. Si l'on compare la section du filtre récursif avec celle de la figure 2, on peut voir qu'elles ont des fonctions de transfert identiques, dans lesquelles A1=A2=l (figure 2) et G1 et G2 sont combinés à z-1 et z-2 dans le bloc de commande de rétroaction F. La section du filtre RIF 70 fournit une réponse nulle aux multiples de 16 kHz et est suivie par le filtre récursif du second ordre 71. Ce mode de réalisation n'utilise pas de multiplicateurs binaires comme déjà vu précédemment car tous les coefficients sont obligatoirement de la forme 2. Ainsi une multiplication est remplacée par une division et obtenue simplement par un décalage. La fonction de transfert H(z) dérivée de la structure de la figure 5 est: i=O H(z) = io 1-(2-G1)z + (1-Gl+G2)z2 Avec une fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz, G = 2-4 et G2 = 2-9, la fonction de transfert correspond à une réponse fréquentielle d'un filtre passe-bas avec des O de transmission aux multiples de 16 kHz et une fréquence de coupure d'environ 6 kHz. On obtient un affaiblissement d'au moins 20 db pour les fréquences situées

au-dessus de 16 kHz.

La figure 6 représente un mode de réalisation de la section du filtre RIF 70 de la figure 5. Ce filtre comporte un registre à décalage à 64 eb 75. Le dernier étage de sortie du registre 75 est couplé au compteurdécompteur 76 qui a 7 étages (pour une arithmétique

de complément à 2) ou six étages pour fournir au moins 6 eb caractéris-

tiques de 26 (64). L'entrée + du compteur 76 est couplée à la ligne

d'entrée des mots à un eb à la fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz.

17 2484744

les compteurs-décompteurs tels que 76 et les registres à décalage tels que 7r sont tben connus. I e compteur-décompteur 76 ajoute 1 à son lO[lt enu ptuluI chaque impulsion reçue sur son entrée + et en retranche 1 potur chaqlue impulsion reçue sur son entrée -. De tels compteurs sont décrits dans l'ouvrage intitulé "Pulse and Digital Circuits" de Millman et [aub de 1956 dans le chapitre Il "Counting" ainsi que dans de

nolmbrtux autres ouvrages.

On va maintenant décrire le fonctionnement du circuit

de la figure 6.

lu le registre 75 reçoit en série 64 mots d'un eb chacun, donc 64 eb et les décale à la fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz. En fait, le premier eb reçu est délivré par le registre sur l'entrée de décomptage (-) du compteur lorsque ce dernier reçoit le 65ème eb entrant sur son entrée de comptage (+). Si les eb sont semblables, rien ne se produit. Si l'eb d'entrée (65ème) est un "1" et l'eb de sortie du

registre (ler eb) est un "0", le compteur 76 ajoute 1 à son contenu.

Si les eb sont opposés, c'est-à-dire si l'eb d'entrée est "O" et l'eb de sortie du registre est "1", le compteur 76 retranche 1. Ainsi, comme on peut le voir, le compteur 76 compare les mots appliqués à l'entrée du registre 75 à un intervalle de 64 périodes d'échantillonnage. Le signal de sortie du compteur 76 comporte 7 eb par mot et est émis à une fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz, ces 7 eb représentant la valeur moyenne des mots d'entrée. Ainsi, le compteur 76 conserve la trace du nombre de O ou de 1 dans le signal numérique d'entrée. Les mots de 7 eb indiquent la valeur moyenne des 64 derniers eb, donc des 64 derniers mots en provenance du convertisseur AN à un élément binaire. Ce processus fournit une réponse impulsionnelle finie dont la transformée de Fourier

* comporte des zéros aux multiples de 16 kHz.

La figure 7 représente une variante de la section du filtre récursif 71 de la figure 5. On notera d'emblée que la même séquence de traitement que dans la figure 3 est utilisée. C'est pourquoi, on retrouve les mêmes blocs fonctionnels tels que Y1, Y2, R1. Cependant, la fonction de R2, qui dans la figure 3 était un diviseur utilisant un circuit de rétroaction pour un seul signal d'erreur, est maintenant exécutée par R1 et R_2. Le bloc portant la référence G2 (figure 5)

1 2 2

analogue à R2 et R2 (figure 7) nécessite une correction d'erreur du second ordre. Dans ce mode de réalisation, on conserve les erreurs des deux échantillons précédents alors qu'auparavant, on ne conservait

que celle du dernier échantillon.

On pourrait utiliser pour R2 la structure représentée dans la

18 2484744

fiqure . mais la structure de la figure 7 apporte des améliorations en

ce qui corinerie le spectre de bruit.

La figure 8 représente un schéma fonctionnel général permettant de mieux comprendre le fonctionnement de R2 dans la figure 7 et le processus de correction d'erreur du second ordre. En supposant qu'un inot N de 16 eb est appliqué à l'entrée de l'additionneur 80 qui est un additionneur complet, qu'aucun signal d'erreur n'a été fourni puisque N est le premier mot au temps t = 0, les 16 eb sont enregistrés dans le registre 81. Les NK éléments les plus significatifs (eps) sont utilisés It] à la sortie, dans ce cas ils sont au nombre de 7. Les 9 éléments moins significatifs (K ems) sont gardés en mémoire dans le registre 81, dans la partie ems réservée aux K eb. Ces K eb sont décalés d'une place vers la gauche pour indiquer une multiplication par 2 et simultanément

mis en mémoire dans l'emplacement ems du registre 82.

Le mot suivant est N1 au temps t = 1. Ce mot N1 est appliqué à l'entrée de l'additionneur 80 et les K eb multipliés par deux sont ajoutés à N1. Ainsi le registre 81 reçoit le mot N1 modifié par l'addition des K eb multipliés par deux du mot précédent N. Une nouvelle série de K ems est alors mise en mémoire dans l'emplacement ems du registre 81. Ces nouveaux ems sont multipliés par 2 et ajoutés au mot suivant N2 d'o sont retranchés les K ems du mot N fournis par le registre 82. La séquence de fonctionnement continue ainsi de la même manière. Ainsi, comme on peut le voir, le mot d'erreur du second ordre constitué par les K eb caractéristiques du premier mot N est retranché du mot N2 et le double du mot d'erreur du premier ordre constitué par les K eb caractéristiques du second mot N1 lui est ajouté. Cette correction d'erreur du second ordre fait que chaque mot successif est modifié par

les ems des deux mots précédents.

En se reportant à la figure 7, cette séquence est réalisée

1 2 1

par R2 et R 2. R2 a la fonction du registre 81 et enregistre les ems du mot sortant. L'addition de l'erreur du premier ordre multiplié par 2 est effectuée par l'additionneur 90 alors que la soustraction de l'erreur précédente (second ordre) est réalisée par l'additionneur 91, cette erreur ayant été conservée dans le registre R2 qui remplace le registre 82 de la figure À. Un registre associé à R2 et R2 reçoit chaque mot entrant et le décale de 9 places vers la droite pour effectuer la division par 29 comme on l'a vu avec la figure 3. Il est connu que l'on peut augmenter la longueur des mots en mettant des 0 à la place des

eps afin que les additionneurs puissent traiter des mots de même longueur.

Dans le cas o l'on utilise cette technique, le schéma de la figure 7

l 'indique.

La structure. du mode de réalisation représenté dans la figure 7Test identique à celle de la figure 3 à l'exception de R2 qul permet une correction d'erreur du second ordre. Le filtre de la figure 3 pourrait être employé avec le filtre RIF 70 de la figure 6 pour le convertisseur AN à un eb sans correction d'erreur du second ordre mais on n'obtiendrait pas une diminution aussi importante du bruit

à l'intérieur de la bande concernée.

ILa figure 7 représente trois additionneurs complets 92, 93, 94. Uri additionneur complet est très connu comme composant de circuits numériques et a été décrit dans le chapitre 4 "Binary Addition and Multiplication" de l'ouvrage intitulé "Arithmetic Operations in Digital Computers". Les additionneurs 92, 93 et 94 sont indépendants et traitent en série le mot entrant. L'additionneur 92 reçoit le mot de 7 eb du filtre RIF 70 et lui ajoute le contenu du registre 100. Ce dernier est une partie de la fonction Y1 (figure 3) avec les additionneurs 92, 93 et 94. Le registre 100 reçoit et émet en parallèle 16 eb et comporte 16 bascules de type D. Cette structure de type D introduit un délai élémentaire égal à la période d'horloge entre l'entrée D et la sortie Q.

[e registre 100 est chargé à chaque période d'horloge (1024 kHz).

L'additionneur 93 reçoit la somme de sortie de l'additionneur 92 et lui soustrait la sortie du diviseur R1. Ce signal de sortie de 12 eb est

transformé en signal de 16 eb pour des raisons de compatibilité.

L'additionneur 93 fait l'addition des 12 eps en provenance de R1 et du mot de 16 eb en provenance de l'additionneur 92, ce qui équivaut au fonctionnement réalisé par une partie de l'additionneur 63 et des additionneurs 60 et 62 de la figure 3. L'additionneur 94 reçoit les 7 eps modifiés du diviseur R2 et finalement, l'entrée de Y1 est modifiée

par les mots divisés de R1 et R2.

La sortie du registre 100 est appliquée à l'une des entrées d'un additionneur complet 101 qui est associé avec le-registre 102 (comme 65 et 66 de la figure 3) pour fournir le mot de sortie à 13 eb qui est ensuite appliqué à l'entrée d'un registre à décalage tel que 80 (figure 3) et émis à une fréquence d'échantillonnage de 32 kHz, d'o une suppression de 31 mots sur 32 comme on l'a vu précédemment. Les mots de sortie des registres 100 et 102 sont appliques respectivement à l'entrée des diviseurs R1 et R2 (comme dans la figure 3) pour fermer les deux boucles de rétroaction correspondant à la boucle de rétroaction F de

la figure 3.

2484744

Le fonctionnement du filtre récursif de la figure 7 est ideritiquQ à celui de la figure 3 à l'exception de l'utilisation de l'erreur du second ordre effectuée par R2. Les trois additionneurs d'entrée 92, 9'A et 94 constituent le plus long trajet du signal sur une seule période d'horloge et il est nécessaire que leur temps de propagation soit suffisamment court pour que leurs sorties se stabilisent

avant le traitement du mot suivant.

La figure 9 représente un mode de réalisation d'un filtre récursif tel que celui de la figure 7 à trois phases d'horloge. Ce 1t) fonctionnement peut être obtenu en utilisant des registres de maintien référencés T.-Un registre de maintien est essentiellement un registre normal à 16 eb commandé par une phase d'un signal d'horloge à trois phases pour réaliser des opérations logiques pendant une phase d'horloge déterminée. De cette manière, le temps de propagation du signal ou de traitement logique peut être réduit comparé à celui obtenu par le

signal d'horloge à une phase de la figure 7.

Les phases sont indiquées sur le schéma par les chiffres 1, 2 et 3 entourés d'un cercle. Un registre de maintien tel que T1 est commandé par la phase 1, T2 par la phase 2 et T3 par la phase 3. Les

I 1

registres T1, T2 peuvent être des registres différents ou être inclus dans les registres T1 et T2. Il est ainsi possible de multiplexer les registres de maintien du fait de la transmission de données différentes

pendant chaque phase d'horloge.

Dans le schéma de la figure 9, R1 est un diviseur à correction d'erreur de premier ordre, comme dans les figures 3 et 7, et R2 est un diviseur à correction d'erreur du second ordre. Les additionneurs représentés dans la figure 9 sont des additionneurs complets et fonctionnent pendant la phase d'horloge indiquée au-dessus d'eux sur le schéma. La séquence de fonctionnement bien connue de l'homme de l'art

est la suivante.

Pendant la phase d'horloge (1), le mot d'entrée en provenance du filtre RIF 70 est ajouté au contenu du registre à 16 eb Y1 et la somme est gardée en mémoire dans le registre T1. Pendant cette même phase, le contenu de R(2), qui est le signal d'erreur du second ordre, est soustrait du contenu du registre Y2 et le résultat est mémorisé dans T2, alors que le contenu du registre Y1 est ajouté au signal de sortie divisé de RI, la somme étant gardée en mémoire dans

le registre T3.

Pendant la phase d'horloge (2), le contenu de T2 est ajouté à l'erreur de premier ordre multipliée par 2 fournie par le

21 2484744

reti-;tre R2(1) et la somme iii.-e en mémoire dans le registre de maintien 12; le cont-enu du registre de maintien T1 est ajouté au contenu du regi.st re de maint ieon 1 et la somme est gardée en mémoire dans le rlgist re T1 )b I'eiPndant la phase d'horloge 3, le contenu du registre de ! 1 ma.Intien [ est ajouté au contenu du registre de maintien T2 et la somee est transférée au registre Y1 alors que le contenu de ce dernier estL ajouté au contenu du registre Y2 et la somme mise en mémoire dans y2' Cette somme est donc le mot de sortie. Cette séquence est reproduite LU successivement pour chaque mot d'entrée et elle est indiquée à gauche

sur le schéma de la figure 9.

Ainsi, l'on a décrit un système de filtrage pour réduire le débit de mots d'un signal numérique, constitué par un filtre RIF et un filtre récursif passe-bas en série. La sortie du filtre passe-bas est un mot à 13 eb à la fréquence d'échantillonnage originale de 1024 kilz, qui est ensuite appliqué à l'entrée d'un registre à décalage

d'o il en sort à la fréquence d'échantillonnage inférieure de 32 kHz.

Ce système de filtrage réduit donc le débit et augmente la longueur des mots du signal numérique du convertisseur AN à grande vitesse qui peut fournir I à 3 eb ou plus par mot. De cette manière, le signal numérique à faible débit peut être aisément reconverti en signal

analogique au moyen d'un convertisseur NA dans le système de réception.

Ce système de filtrage ne nécessite pas de multiplicateurs classiques et assure une modification du spectre de bruit entraînant une diminution

considérable du bruit de quantification à l'intérieur de la bande.

I1 est bien évident que la description qui précède n'a

été donnée qu'à titre d'exemple non limitatif et que de nombreuses variantes peuvent être envisagées sans sortir pour autant du cadre

de l'invention.

22 2484744

RLIVEN[)ICAIIONS

I. CircultS; de filtrage numérique conçus pour réduire le débit de mots d'un signal numérique d'entrée formé d'une suite de mots ou combinaisons d'un nombre donné d'éléments binaires (eb) avec un débit de mots équivalent à une fréquence d'échantillonnage fs également prédéterminée, caractérisés par le fait qu'ils comprennent un filtre à réponse impulsionnelle finie (RIF) et un filtre récursif passe-bas du second ordre couplés en série, ledit filtre récursif ayant une fonction de transfert définissant des coefficients de filtrage de la forme 2 y avec K entier, afin de fournir un signal numérique filtré dont les mots comportent plus d'éléments binaires que les mots du signal numérique d'entrée et dont la fréquence d'échantillonnage resté égale à la fréquence d'entrée fs; et un registre de sortie recevant ledit signal

numérique filtré et servant à le transférer à une fréquence d'échantil-

lonnage inférieure à fs de manière à fournir le signal de sortie desdits circuits de filtrage avec ladite fréquence d'échantillonnage inférieure et des mots de plus grande longueur que ceux du signal d'entrée, chacun de ces mots de sortie exprimant une somme pondérée des mots d'entrée

reçus pendant une période d'échantillonnage dudit registre de sortie.

2. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesquels ledit signal numérique d'entrée provient d'un convertisseur analogique-numérique (AN) à grande vitesse fonctionnant à une fréquence

d'échantillonnage d'au moins 1 MHz.

3. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesquels chaque mot numérique d'entrée a le même nombre donné

d'éléments binaires, de l à 3.

4. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesquels chaque mot numérique de sortie a un plus grand nombre

d'éléments binaires choisi entre 10 et 16, mais de préférence égal à 13. 5. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans

lesquels la fonction de transfert dudit filtre récursif est =1- ( 2-G1) z+ (1-G1+G2)Z

o G1et G2 sont des coefficients de la forme 2.

6. Circuits de filtrage conformes à la cinquième revendication,

-4 -9

dnas lesquels G1 = 2 et G2 = 2 7. Circuits de filtrage conformes à la cinquième revendication, dans lesquels la fonction de transfert dudit filtre RIF est N(z) = 1+21 + z2 8. Circuits de filtrage conformes à la cinquième revendication,

(afr, I.Isquel'; G et Gt2 caractérisent une division par 24 et 29 respective-

1 2

ment,. 9. LCircuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesiqtieIs le filtre récursif passe-bas est un filtre numérique du second ordre dont la fonction de transfert est calculée à partir de la

réponse souhaitée d'un filtre analogique de Butterworth.

10. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesquels le filtre RIF comporte un registre à décalage conçu pour recevoir ledit signal numérique d'entrée, mettre en mémoire un nombre donné d'éléments binaires et transférer le plus ancien élément binaire qu'il contient au moment o il reçoit chaque nouvel élément binaire d'entrée; un compteur-décompteur ayant une entrée d'addition recevant le signal numérique d'entrée et une entrée de soustraction recevant le signal de sortie du registre à décalage, c'est-à-dire les éléments binaires retardés du nombre de périodes correspondant au nombre d'éléments binaires qu'il contient et fournissant un signal numérique de sortie dont les mots ont un nombre d'éléments binaires plus élevé que celui des mots d'entrée, une fréquence d'échantillonnage identique à celle du signal d'entrée et une valeur caractéristique de la valeur moyenne des nombreux éléments binaires mis en mémoire dans ledit registre; et des moyens de transfert dudit signal numérique de sortie à l'entrée dudit filtre récursif. il. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesquels ledit filtre RIF comporte un premier et un second registre, le premier étant couplé à la sortie dudit filtre récursif pour garder-en mémoire chaque mot à nombre d'éléments binaires élevé fourni par ce dernier et le second étant couplé à la sortie du premier registre pour mettre en mémoire le contenu ancien du premier registre quand ce dernier reçoit le mot suivant; des moyens pour décaler le contenu dudit premier registre d'une place vers la gauche afin d'effectuer une multiplication par 2 dudit contenu; et un additionneur recevant chaque mot d'entrée du filtre RIF, le mot précédent multiplié par 2 à la sortie du premier registre et le mot retardé de deux périodes extrait dudit second registre, afin de fournir un signal numérique de sortie à même nombre d'éléments binaires par mot et à même fréquence d'échantillonnage que le signal de

sortie du filtre récursif.

12. Circuits de filtrage conformes à la revendication 10, dans lesquels ledit signal numérique d'entrée provient d'un convertisseur analogiquenumérique à vitesse élevée fournissant des mots d'un seul

24 2484744

élément binaire à la fréquence d'échantillonnage d'environ 1 M1Hz.

15. Circuits de filtrage conformes à la revendication 11, dans lesquels le signal d'entrée du filtre récursif est issu d'un convertisseur ililltu(jqique-numeiérique à grande vitesse fournissant des mots de trois éléments binaires à la fréquence d'échantillonnage d'environ 1 MHz.

14. Circuits de filtrage conformesaux revendications 12 et 13,

diaris lesquels lesdits mots numériques de sortie ont chacun 13 éléments

binaires à la fréquence d'échantillonnage d'environ 1 MHz. -

15. Circuits de filtrage conformes à la première revendication, dans lesquels ledit signal numérique d'entrée est produit dans un canal d'émission d'un joncteur de ligne téléphonique et se compose de mots représentatifs de la valeur quantifiée d'échantillons d'un signal analogique

de parole de spectre limité à la bande de fréquence de O à 4 kHz.

16. Filtre récursif passe-bas dont la fonction de transfert F(z) autorise des coefficients de filtrage G et G2 de la forme 2-K avec K entier, ladite fonction de transfert étant égale à

F(z) = 1 -

1-(2-G1)z + (1-G +G)Z caractérisé par le fait que les multiplications par les coefficients G et G sont effectuées au moyen de circuits diviseurs par 2 à

I 2

boucle de rétroaction d'une erreur de premier ordre, chacun de ces diviseurs comprenant un additionneur qui reçoit sur une entrée chaque mot numérique à diviser ayant un nombre donné d'éléments binaires et, sur une deuxième entrée, un signal d'erreur, de manière à fournir un nouveau mot à même nombre d'éléments binaires et de même phase que le mot initial; un registre conçu pour recevoir ledit nouveau mot et, en réponse, pour le décaler vers la droite d'un nombre de places indiquant K une division par 2 et fournir un mot de sortie divisé ayant un nombre réduit d'éléments binaires équivalent aux N éléments les plus significatifs dudit nouveau mot; et un moyen de garder en mémoire les K éléments les moins significatifs non utilisés dans le signal de sortie du premier registre et

de les appliquer comme signal d'erreur sur la deuxième entrée dudit ad-

ditionneur afin que celui-ci l'ajoute au prochain mot numérique entrant.

17. Filtre récursif conforme à la revendication 16, dans lequel ledit signal numérique d'entrée est produit dans un canal d'émission d'un

joncteur numérique de ligne téléphonique par un convertisseur analogique-

numérique qui échantillonne à grande vitesse le signal analogique de parole émis par la ligne et code l'amplitude quantifiée des échantillons obtenus par des mots numériques ayant un nombre donné d'éléments binaires.

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18. Filtre récursif conforme à la revendication 17, associé à un filtre RiI pour constituer un circuit de filtrage produisant un signal ô débit de mots réduit par rapport à celui dudit convertisseur et à

nombre d'éléments binaires par mot plus élevé.

19. Filtre récursif conforme à la revendication 17, dans lequel la fréquerice d'échantillonnage est 1024 kHz avec des mots de trois

éléments binaires.

2H. Filtre récursif passe-bas ayant une fonction de transfert F(z) permettant d'utiliser des coefficients de filtrage G1 et G2 de la lu forme 2K, avec K entier, égale à

1 1 2

1-(-Glz 1+ (l-G1+62>z2 caractérisé par le fait que les multiplications par les coefficients G1 et G2 sont effectuées au moyen de circuits diviseurs par 2K à boucle de correction d'erreur du second ordre, chacun de ces diviseurs comprenant un additionneur à trois entrées, des moyens pour appliquer sur la première entrée chaque mot numérique ayant un nombre donné d'éléments binaires du signal d'entrée à diviser et, sur les seconde et troisième entrées, un premier et un second signal d'erreur provenant respectivement du traitement des deux mots précédents, de sorte que le signal de sortie de l'additionneur est un nouveau mot à un même nombre d'éléments binaires et de même phase que le mot d'entrée; un premier registre conçu pour recevoir le nouveau mot et, en réponse, pour le décaler vers la droite d'un nombre de places indiquant une division par 2K et fournir un mot de sortie divisé ayant un nombre réduit d'éléments binaires équivalent aux N éléments binaires les plus significatifs dudit nouveau mot; des premiers moyens pour garder en mémoire pendant une période du signal d'entrée les K éléments binaires les moins significatifs non utilisés dans le signal de sortie du premier registre et les décaler d'une place vers la gauche pour multiplier par deux le contenu de ladite mémoire; des seconds moyens pour garder en mémoire lesdits K éléments binaires pendant une seconde période du signal d'entrée et des moyens pour transférer le contenu de la première mémoire à ladite seconde entrée de l'additionneur et le contenu de la seconde mémoire à ladite troisième entrée de l'additionneur, de manière que chaque mot reçu sur ladite première entrée de l'additionneur soit modifié à la fois par un premier signal d'erreur de K éléments binaires fourni par ladite première mémoire comme le produit par 2 de l'erreur de K éléments binaires faite en divisant le mot précédent et par un second signal d'erreur formé des K éléments binaires les moins

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:;it]luficat lifs provenant de]a division du mot reçu deux périodes plus

tot et ietIr..és de ces deux périodes dans ladite seconde mémoire.

21. Filt.re récursif conforme à la revendication 20, dans lequel ludit sqignal numérique d'entrée qui doit être filtré est produit dans un cariJl d'di ission d'un joncteur numérique de ligne téléphonique par un tonwlVertisseur analogique-numérique qui échantillonne à grande vitesse le signal analogique de parole émis par la ligne et code l'amplitude quantifiée des échantillons obtenus par des mots numériques ayant un

nombre donné d'éléments binaires.

ilJ 22. Filtre récursif conforme à la revendication 21, dans lequel la fréquence d'échantillonnage est 1024 kHz et les mots ont chacun un

éléàent binaire.

23. Méthode de synthèse d'une fonction de transfert d'un filtre récursif, exprimée par: F(z) = 1-(2-G1)z-l + (l-Gi+G2)z-2 caractérisée par le fait qu'elle consiste à choisir les coefficients G1 et G2 de la forme 2K avec K entier, à diviser par 2K les valeurs successives du signal numérique traité par ledit filtre en les mettant en mémoire dans un registre et en décalant le contenu dudit registre de K places sur la droite afin d'obtenir un signal numérique formé des quotients successifs ayant un nombre donné (N+K) d'éléments binaires, à séparer les éléments binaires de chaque quotient en N éléments les plus significatifs fournissant un mot de sortie de valeur approximativement égale au produit de la dernière valeur du signal d'entrée par un coefficient G1 ou G2, et en K éléments les moins significatifs mis en mémoire puis ajoutés à la prochaine valeur du signal, et à appliquer cette somme audit registre afin de fournir une correction d'erreur du premier ordre permettant de réduire le bruit à l'intérieur de la bande

passante spécifiée dudit filtre récursif.

24. Méthode de synthèse d'une fonction de transfert d'un filtre récursif, exprimée par: F(z) = 1-(2-GC1i)z 1+ (1-G1+G2)z-2 caractérisée par le fait qu'elle consiste à choisir les coefficients G/ et G de la forme 2-K, avec K entier, à diviser par 2K les valeurs successives du signal numérique traité par ledit filtre en les mettant en mémoire dans un premier registre et en décalant le contenu dudit premier registre de K places sur la droite afin d'obtenir un signal

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rmlléri(lUte forllé des quotients successifs ayant un nombre donné (N+K) ('t1L(IQmft.j biriairv,,, à séparer les éléments binaires de chaque quotient en NK élémHitrs les plub significatifs fournissant un mot de sortie de valeur ulqpiioxiîmiLiveiert égale au produit de la dernière valeur du signal d' *ntrée par un cuefficient te] que G1 ou G2 et en K éléments les moins 1 2 uiglfit'atifs mis en mémoire dans un second registre, à multiplier par du(-ux le contLenu dudit second registre en le décalant d'une place vers la gauche et ajouter le résultat à la prochaine valeur du signal d't i rée de façon à fournir au premier registre de division une valeur I d'entrée corrigée par un signal d'erreur du premier ordre, à retarder les, K éléments les moins significatifs de chaque quotient dans un troisième registre et à les retrancher de la deuxième valeur suivante du signal d'entrée en même temps que ledit signal d'erreur de premier ordre lui est ajouté, de façon que le premier registre divise chaque valeur d'entrée corrigée par des signaux d'erreur de premier et de

second ordre.

25. Méthode conforme à la revendication 23 ou 24, dans laquelle

G1 est égal à 2 4 et G2 à 2-9.

26. Méthode conforme à la revendication 25, dans laquelle ledit signal numérique d'entrée qui doit être filtré provient d'un convert isseur analogique-numérique qui échantillonne un signal analogique à une fréquence d'environ 1 MHz et fournit des mots numériques ayant un nombre donné d'éléments binaires, de un à trois, et exprimant la valeur quantifiée de l'amplitude des échantillons successifs dudit

signal analogique.

27. 3oncteur de ligne téléphonique d'abonné connectant ladite ligne à un chemin de transmission numérique bidirectionnelle établi dans un réseau de connexion d'un système de commutation téléphonique,

caractérisé par le fait qu'il comprend un circuit de conversion 2 fils-

U 4 fils couplant ladite ligne à des paires de fils séparées pour l'émission et la réception de signaux de parole; un convertisseur analogique-numérique (AN) couplé à la paire d'émission pour échantillonner à grande vitesse le signal analogique provenant de ladite ligne et exprimer la valeur quantifiée de l'amplitude des échantillons par des mots numériques respectifs ayant le même nombre d'éléments binaires et constituant un signal d'entrée à fréquence d'échantillonnage élevée des circuits de filtrage numérique fournissant un signal numérique à une fréquence d'échantillonnage inférieure à celle dudit signal d'entrée, chaque mot du signal numérique ainsi filtré ayant un plus grand nombre d'éléments binaires que les mots reçus du convertisseur AN, lesdits

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clircuits de fi Itrage étarnt constitués d'un filtre à réponse impulsionnelle finie (tiF) mis en cascade avec un filtre récursif passebas du second ordre, dont La fonction de transfert définit des coefficients de filtrage de bt furuine ZK avec K entier, le signal de sortie de ces deux filtres é etant constitué de miots au nombre supérieur d'éléments binaires mais coçIiervarit lI fréquence d'échantillonnage élevée du signal d'entrée, et d'un registre de sortie transférant ledit signal numérique filtré à une Fréquence d'échantillofrnnage inférieure à la fréquence précédente des moyerns appliquant ledit signal numérique filtré ayant une fréquence lU d'éc-hartillonnage réduite au trajet unidirectionnel approprié du chemin de transmission bidirectionnelle établi dans ledit réseau de connexion numérique pour recevoir un signal numérique provenant du canal d'émission d'un joncteur de ligne distant et ayant la même configuration que ledit signal numérique filtré dans ledit joncteur; un interpolateur traitant le signal numérique reçu pour fournir un second signal numérique ayant une longueur de mot inférieure et une fréquence d'échantillonnage plus élevée, un convertisseur numériqueanalogique (NA) couplé audit interpolateur dans le canal de réception dudit joncteur de ligne et reproduisant en réponse au second signal numérique le signal analogique de parole émis par la ligne distante; et des moyens de couplage dudit signal analogique à la paire de réception du circuit de conversion

2 fils-4 fils qui le transmet à ladite ligne.

28. Joncteur de ligne d'abonné conforme à la revendication 27, dans lequel ledit signal numérique provenant dudit convertisseur analogique- numérique est à une fréquence d'échantillonnage de 1024 kHz et se compose de mots ayant le même nombre d'éléments binaires, de un r trois, le signal de sortie des circuits de filtrage étant à une fréquence d'échantillonnage de 32-kHz et constitué de mots ayant le

même nombre d'éléments binaires, au moins treize.

29. Joncteur de ligne d'abonné conforme à la revendication 27, dans lequel lesdits signaux analogiques sont des signaux de parole dont

le spectre de fréquences est limité à la bande de 0 à 4 kHz.