COMPENSATEUR D'ECHO REGLABLE
La présente invention se rapporte à un compensateur d'écho réglable couplé entre un chemin de réception et un chemin de transmission d'un équipement transmetteur/récepteur ledit compensateur d'écho comprenant un filtre numérique produisant un signal de réplique à un signal d'écho et un circuit soustracteur pour soustraire ledit signal de réplique du dit signal d'écho qui apparaît sur ledit chemin de transmission en réponse à un signal d'entrée appliqué au dit chemin de réception, lesdits signaux d'entrée, d'écho et de réplique étant des signaux numériques échantillonnés et chaque échantillon du signal de réplique étant égal à une somme de termes constitués chacuns par le produit d'un coefficient du dit filtre numérique et d'un facteur qui est fonction du dit signal d'entrée.
Un tel compensateur d'écho également appelé hyb: ide numérique est déjà connu, par exemple de l'article "A 3 um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" par P. DEFRAEYE et autres, publié dans le IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Vol. SC-20, No 3, juin 1985, pages 649 à 687.
Dans cet article, aucune information n'est donnée sur la façon dont les coefficients du filtre inclu dans le compensateur d'écho sont déterminés. Si ce compensateur d'écho est un adaptatif, les coefficients du filtre peuvent être calculés comme décrit dans le brevet belge No 896089. Cependant, de tels calculs nécessitent l'utilisation de circuits supplémentaires relativement complexes couplés à l'équipement transmetteur/récepteur. Dans certains cas, cette dépense supplémentaire est considérée comme non justifiée.
Dans ces derniers cas, une solution possible pour déterminer les coefficients du filtre est de les calculer de telle façon que le filtre numérique dans lequel ils sont utilisés fournisse un signal de réplique qui annule le signal d'écho de façon satisfaisante à condition que, par exemple faisant partie d'un système de télécommunications, la ligne utilisée dans l'équipement transmetteur/récepteur aie une longueur appartenant à une catégorie prédéterminée de longueurs de lignes. Evidemment, cette solution n'est pas satisfaisante lorsque la longueur de la ligne n'appartient pas à cette catégorie prédéterminée, ce qui peut être le cas en pratique.
Un but de la présente invention est de fournir un compensateur d'écho du type décrit ci-dessus mais qui est adapté pour déterminer la valeur optimale des dits coefficients du filtre de façon relativement simple.
Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que ledit compensateur d'écho comprend des moyens processeurs pour déterminer lesdits coefficients du filtre à partir de valeurs obtenues en mesurant une pluralité d'échantillons du dit signal d'écho et en mesurant pour chaque échantillon du signal d'écho lesdits facteurs du dit échantillon du signal de réplique qui, lorsque multipliés par les coefficients du filtre et sommés, annulent ledit échantillon d'écho.
Parce que les échantillons du signal d'écho ainsi que les facteurs utilisés pour déterminer les échantillons du signal de réplique sont tous deux mesurés, ils sont dépendants de l'environnement réel dans lequel le compensateur d'écho est utilisé et sont, pour cette raison, relativement très précis de sorte qu'il en est de même pour les coefficients du filtre qui sont déterminés en utilisant ces valeurs mesurées.
Une autre particularité caractéristique du présent compensateur d'écho est que, pour mesurer chacuns des dits facteurs du dit échantillon du signal de réplique correspondant à un échantillon du signal d'écho, lesdits moyens processeurs appliquent un signal d'entrée au dit chemin récepteur, mettent successivement le coefficient du filtre correspondant au dit facteur égal à une valeur non-nulle et les autres coefficients du filtre à zéro, et mesurent l'échantillon du signal de réplique ainsi obtenu qui constitue ledit facteur.
De cette façon, la contribution individuelle de chacuns des coefficients du filtre à l'échantillon du signal de réplique est connue et les facteurs utilisés pour déterminer le signal de réplique sont mesurés de manière relativement simple.
Encore une autre particularité caractéristique du présent compensateur d'écho est que lesdits moyens processeurs sont capable de réaliser au moins lesdites mesures des dits échantillons du signal d'écho à partir d'un endroit qui est commun pour une pluralité de dits équipements transmetteurs/récepteurs.
De cette façon, les moyens processeurs peuvent être utilisés en commun pour une pluralité de compensateurs d'écho de façon à ce que les coefficients du filtre de ces compensateurs d'écho puissent être déterminés en faisant usage d'une quantité minimale d'équipement. De plus, toute modification possible des moyens processeurs ne devra être exécutée qu'une seule
<EMI ID=1.1>
transmetteur/récepteur.
Encore une autre particularité caractéristique du présent compensateur d'écho est que lesdits moyens processeurs sont capable de réaliser les mesures des dits facteurs du signal de réplique dans l'équipement transmetteur/récepteur.
De cette façon, la précision des mesures de ces facteurs est relativement très élevée parce qu'elle n'est pas affectée par des signaux interférents non-souhaités.
La présente invention se rapporte également à une méthode pour déterminer les coefficients d'un filtre numérique produisant un signal de réplique à un signal d'écho et faisant partie d'un compensateur d'écho couplé entre un chemin de réception et un chemin de transmission d'un équipement de transmetteur/récepteur et comprenant de plus un circuit soustracteur pour soustraire ledit signal de réplique du dit signal d'écho qui apparaît sur ledit chemin de transmission en réponse à un signal d'entrée appliqué au dit chemin de réception, lesdits signaux d'entrée, d'écho et de réplique étant des signaux numériques échantillonnés et chaque échantillon du signal de réplique étant égal à une somme de termes constitués chacuns par le produit d'un des dits coefficients du filtre et d'un facteur qui est fonction du dit signal d'entrée.
Cette méthode est caractérisée par le fait qu'elle comprend les étapes de mesurer une pluralité d'échantillons du dit signal d'écho, de mesurer pour chaque échantillon du signal d'écho lesdits facteurs du dit échantillon du signal de réplique, et de déterminer lesdits coefficients du filtre à partir des valeurs obtenues par lesdites mesures.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise en se référant à la description suivante d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont :
Fig. 1 montre une partie d'un système de télécommunications avec un processeur de signal numérique DSP comprenant un compensateur d'écho réalisé suivant l'invention; Fig. 2 représente le DSP de la Fig. 1 et le compensateur d'écho DIH, AD2 plus en détail; Fig. 3 montre le filtre numérique DIH inclus dans le compensateur d'écho DIH, AD2 du DSP de la Fig. 2 en détail; et Figs. 4(a) à 4(g) représentent diverses formes d'ondes utilisées pour illustrer le fonctionnement du compensateur d'écho.
La partie du système de télécommunications montrée à la Fig. 1 comprend un réseau de commutation numérique DSN auquel sont couplés :
- un module d'abonné analogique ASM comprenant un élément de contrôle CEA qui est commun pour 16 contrôleurs de lignes analogiques ALC dont un seul est montré relativement en détail; et
- un module processeur PM comprenant un module d'horloge et de tonalité CTM et un second élément de contrôle CEB.
DSM, ASM et PM sont situés dans un central de télécommunication numérique et chaque contrôleur de ligne analogique ALC est commun pour 8 lignes de télécommunications telles que celle montrée et qui
<EMI ID=2.1>
téléphonique TSS.
Chacun de ces contrôleurs ALC comprend la connexion en cascade d'un contrôleur de terminaux à deux processeurs DPTC, un circuit transcodeur et filtre TCF, un processeur de signal numérique DSP, un circuit BIMOS d'interface de ligne d'abonné BLIC et un circuit commutateur à haute tension HVC. Le DPTC est par exemple du type révélé dans la demande publiée de brevet européen No 85200207.7 - 2202/0155030, le TCF est du type révélé danr les demandes publiées de brevets européen Nos 84201344.3/0145038 et 84201345.0/0145039, le BLIC est du type révélé dans la demande publiée de brevet européen No
85200774.9 - 2202/0201635 et le HVC est du type révélé dans les brevets belges Nos 897772, 903101, 902286 et
902285. Chaque paire de DPTC et TCF est commune pour 8 ensembles de DSP, BLIC et HVC, le HVC de chaque ensemble étant couplé à une ligne téléphonique.
Chaque HVC comprend : <EMI ID=3.1>
SW30/SW31;
- des terminaux de ligne LO et Ll respectivement <EMI ID=4.1>
- des bornes de test TO et Tl respectivement raccordées aux bornes de même noms du circuit de test TC;
- des bornes de sonnerie RGO et RG1 respectivement raccordées aux bornes de même noms du circuit de sonnerie RG;
- des bornes d'abonné TP et RG (en anglais "tip and ring") respectivement raccordées à des bornes de sortie de même noms du BLIC; et
- des bornes STA, STB, SRA et SRB respectivement raccordées à des bornes de commande de même noms du BLIC.
Dans HVC, les terminaux de ligne LO/Ll sont raccordés à TP/RG via les connexions en série de
<EMI ID=5.1>
raccordés à TO et Tl de TC via SW20 et SW21 respectivement, alors que les points de jonctions STA et SRB de RO et SW10 et de RI et SW11 sont raccordés à RGO et RG1 de RC via SW30 et SW31 respectivement. Comme montré pour une connexion passante, les commutateurs
<EMI ID=6.1>
commutateurs sont ouverts. Tous les commutateurs sont commandés par le BLIC de façon à ce que HVC soit capable d'établir n'importe laquelle des connexions suivantes :
- entre TSS et BLIC;
- entre TSS et TC;
- entre TSS et RC;
- entre BLIC et TC; et
- entre BLIC et RC.
Le circuit de test TC comprend, parmi d'autres circuits, un réseau factice (non-montré) utilisé pour simuler le poste téléphonique TSS pendant les mesures et d'éviter ainsi la coopération de l'abonné qui devrait décrocher son téléphone TSS, comme ce sera décrit plus loin. La fonction du circuit de sonnerie RC est d'appliquer un signal de sonnerie à la ligne LIO/LI1.
Le poste téléphonique TSS comprend un commutateur HS normalement ouvert raccordé entre les conducteurs de ligne LIO et LI1. Le commutateur HS est fermé lorsque le téléphone TSS est décroché.
Le module d'horloge et de tonalité CTM faisant partie du module processeur PM comprend un analyseur de signal de test TSA raccordé à l'élément de contrôle CEB. TSA comprend une mémoire MM emmagasinant des données et des programmes logiciels tels que PROG1 à PROG4 et un processeur PR pour exécuter ces programmes, comme ce sera décrit plus loin.
Le processeur de signal numérique DSP dont le schéma bloc est donné à la Fig. 2 a des bornes de réception et de transmission RO et TI raccordées à des bornes de même noms du BLIC, et des bornes de réception et de transmission RI et TO raccordées à des bornes de même noms du TCF respectivement. Le DSP est du type décrit en détail dans l'article mentionné plus haut "A
3 um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" par P. DEFRAEYE et autres.
Le DSP comprend principalement, entre ses bornes de réception RI et RO, la connexion en cascade de :
- un circuit amplificateur numérique, interpolateur et filtre RXF pour convertir des signaux numériques à 8 kilobits/seconde (kb/s), reçus de TCF sur la borne RI et qui sont obtenus par échantillonnage, en signaux numériques à 32 kb/s;
- un interpolateur INT pour augmenter le taux de transmission de ces signaux à 1 Mégabit/seconde; et
- un convertisseur numérique-analogique DAC pour convertir ces signaux numériques à 1 Mégabit/seconde en signaux analogiques.
D'autre part, entre ses bornes de transmission TI et TO, DSP comprend principalement la connexion en cascade de :
- un soustracteur analogique AD1 dont l'entrée d'addition (+) est raccordée à TI et dont l'entrée de soustraction (-) est raccordée à la sortie d'un hybride analogique ANH dont l'entrée est raccordée à la borne RO;
- un convertisseur analogique-numérique ADC pour convertir les signaux analogiques reçus du téléphone TSS en signaux numériques à 1 Mégabit/seconde;
- un décimateur DEC pour réduire la fréquence de ces signaux numériques à 32 kb/s;
- un soustracteur numérique AD2 dont l'entrée d'addition (+) est raccordée à la sortie de DEC et dont l'entrée de soustraction (-) est raccordée à la sortie HO d'un hybride numérique DIH dont l'entrée HI est raccordée entre RXF et INT;
et
- un circuit filtre, décimateur et amplificateur numérique TXF pour convertir les signaux numériques à
32 kb/s en signaux numériques à 8 kb/s avant de les envoyer au TCF.
L'hybride analogique ANH est capable de réaliser des suppressions d'écho sur des signaux analogiques transmis à TSS via RO et revenant comme signaux d'écho dans le DSP à la borne TI, alors que le but de l'hybride numérique DIH est d'annuler l'excédant des signaux d'écho restant après leur passage au travers de AD1. DIH est principalement constitué d'un filtre numérique dont les coefficients sont emmagasinés dans une mémoire auxiliaire AM qui fait partie du DSP et est couplée à DIH.
L'hybride numérique DIH est montré en détail à la Fig. 3. Il comprend principalement un filtre numérique à réponse finie à 4 dérivations FIR qui est raccordé en parallèle avec un filtre numérique à réponse infinie du premier ordre IIR. Plus particulièrement, DIH comprend entre ses bornes HI et HO la connexion en série d'un circuit de délai et décimateur DCH, du filtre FIR en parallèle avec le filtre IIR, et d'un interpolateur ITH. Le circuit de délai et décimateur DCH réduit à 16 kb/s le taux de transmission des signaux d'entrée numériques de
32 kb/s à HI en éliminant chaque second échantillon, alors que l'interpolateur ITH ré-augmente le taux de transmission de ces signaux à 32 kb/s avant de les appliquer à l'entrée de soustraction (-) d'AD2 via HO. Cela signifie que les filtres FIR et IIR fonctionnent à
16 kb/s au lieu de 32 kb/s.
En procédant de la sorte, leur construction est simplifiée.
Le filtre à 4 dérivations FIR comprend la connexion en cascade de quatre circuits de délai d'une période d'échantillonnage Dl, D2, D3 et D4 dont les points de jonctions sont raccordés à des entrées d'addition (+) distinctes d'un additionneur multi-entrées Al via des multiplicateurs respectifs Ml à M4. Les
<EMI ID=7.1>
des secondes entrées de Ml, M2, M3 et M4 respectivement. Ces coefficients peuvent chacuns avoir une valeur allant de -2 à +2 et sont emmagasinés dans la mémoire auxiliaire AM de DSP.
Le filtre du premier ordre IIR comprend entre DCH et une cinquième entrée d'addition (+) de Al (FIR) la
<EMI ID=8.1>
multiplicateur M5. Un facteur d'échelle ou coefficient de filtre B est appliqué à une seconde entrée de M5 et la sortie de D5 est renvoyée à une seconde entrée d'addition (+) de A3 via un multiplicateur M6. Le coefficient B du filtre IIR peut avoir une valeur allant de 0 à +1 parce qu'uniquement des caractéristiques de filtrage passe-bas doivent être générées. Un coefficient A, qui est un pôle du filtre IIR, est appliqué à une seconde entrée de M6. Ces coefficients A et B sont également emmagasinés dans la mémoire auxiliaire AM du DSP.
Comme celà est bien connu dans la technique des filtres numériques, la valeur du signal de sortie y du
F
filtre FIR à un instant kT peut s'écrire :
<EMI ID=9.1>
<EMI ID=10.1>
délai égal à nT;
avec k = 0, 1, 2, 3....; et
<EMI ID=11.1>
De même la valeur du signal de sortie y du filtre
1 IIR à un instant kT peut s'écrire :
<EMI ID=12.1>
<EMI ID=13.1>
délai égal à NT.
Il est à noter que dans une réalisation préférée, la séquence d'entrée x(t) est une version numérique et échantillonnée d'un signal d'impulsion analogique qui possède une durée totale de 4 millisecondes ou 32 x 125 microsecondes et une durée d'impulsion de 125 microsecondes, l'échantillonnage étant réalisé une fois par trame et toujours pendant un même canal. La durée d'une trame d'une transmission à multiplexage temporel
(TDM) est de 125 microsecondes, chaque trame comprenant
32 canaux. En pratique, pour augmenter la précison de la mesure, le signal d'impulsion analogique est par exemple répété 30 fois et génère donc 30 signaux de sortie analogiques dont seuls les 10 derniers signaux sont considérés pour calculer la moyenne afin d'obtenir un signal de sortie analogique moyen.
La version numérique et échantillonnée de ce signal de sortie analogique moyen est une séquence de sortie y(t).
Puisque les filtres FIR et IIR sont raccordés en parallèle, le signal de sortie global peut s'écrire :
<EMI ID=14.1>
Ceci signifie que le réseau des filtres FIR/IIR est capable de supprimer à chaque instant discret kT le signal d'écho qui a alors la valeur y[kT] produit par le signal d'entrée x(t) quand les coefficients de filtre ont une valeur telle que la relation (4) soit satisfaite. En effet, le signal à la borne de sortie HO de DIH est alors la réplique exacte du signal d'écho apparaissant à la sortie du décimateur DEC (Fig. 2) et comme ces deux signaux se soustraient mutuellement dans le soustracteur numérique AD2 aucun signal d'écho n'apparaîtra à la sortie de ce dernier AD2 et donc aussi à la sortie du DSP.
Lors de l'initialisation du système de télécommunications, un ensemble standard de coefficients de filtre est chargé dans la mémoire auxiliaire AM du DSP. Ces coefficients sont vérifiés à des intervalles de temps réguliers par une procédure de maintenance durant laquelle une boucle est établie entre TSA et le circuit de test TC en fermant les commutateurs SW10/SW11 et
<EMI ID=15.1>
SW30/SW31. Sous le contrôle du programme PROG1, une séquence d'impulsion, par exemple comme celle mentionnée plus haut, est alors transmise de TSA vers TC et reçue en retour dans TSA comme signal d'écho échantillonné. La perte transhybride de DIH est alors testée en comparant la puissance électrique de ce signal d'écho avec une valeur de puissance prédéterminée emmagasinée dans une mémoire (non-montrée) du central. Si la puissance du signal reçu est inférieure à la valeur prédéterminée, par exemple pour une perte transhybride de -30 dB, les coefficients des filtres FIR et IIR sont considérés comme satisfaisants et ne sont donc pas modifiés. Dans le cas inverse, les coefficients de filtre doivent être modifiés.
Celà se produit alors automatiquement lors de la procédure de maintenance qui fonctionne comme décrit plus loin en utilisant le réseau factice du circuit de test TC.
Sur plaintes de l'abonné ou par décision du superviseur du système, les coefficients de filtre peuvent également être modifiés. Dans ces cas, un opérateur active manuellement la procédure pour modifier les coefficients de filtre.
Des programmes logiciels PROG2 à PROG4 sont exécutés pendant la procédure de modification afin de déterminer un nouvel ensemble de coefficients de filtre aO à a3 et B. Il est à noter que le coefficient A qui est un pôle du filtre IIR n'est pas modifié par ces programmes notamment pour des raisons de stabilité.
En principe, les 5 coefficients de filtre aO à a3 et B peuvent être déterminés dans TSA en mesurant le signal d'écho ou séquence de sortie y(t) reçue en retour de TSS et qui doit être compensée par l'hybride DIH, et en mesurant la contribution de chacun de ces coefficients
<EMI ID=16.1>
de ce signal d'écho qui doit être produite par DIH à ce moment, c'est-à-dire en déterminant les facteurs
<EMI ID=17.1>
de filtre dans l'équation (4) donnée plus haut. En réalisant ces dernières mesures pour 5 valeurs distinctes de k, les 5 coefficients de filtre peuvent être calculés à partir de 5 équations semblables à (4) qui peuvent alors être écrites.
Les mesures dans TSA de la contribution de chacun des coefficients de filtre à la réplique du signal d'écho ne sont pas très précises à cause de l'influence de bruit introduit dans les circuits du système de télécommunications. Pour cette raison, on préfère réaliser ces mesures en laboratoire où l'influence de la partie analogique peut être réduite en réalisant une séparation au niveau de la puce afin d'isoler l'hybride numérique et en mesurant entre les bornes RI et TO du DSP. Il est à noter que la contribution des coefficients de filtre au signal généré par DIH est invariable pour toutes les puces d'une même conception de telle sorte que ces mesures en laboratoire ne doivent être réalisées qu'une seule fois.
Dans ce cas de mesures en laboratoire, le délai introduit par les circuits liant TSA à RI et TO est négligé de telle sorte qu'on ne connaît pas exactement quelle valeur ylkT] de y(t) est annulée par les contributions mesurées. Pour cette raison, les mesures en laboratoire nécessitent une mesure supplémentaire du délai dernièrement mentionné.
Pour les raisons évoquées ci-dessus, les opérations suivantes sont réalisées sous le contrôle des programmes PROG2 à PROG4 :
- sous le contrôle de PROG2 la contribution de chacun des coefficients aO à a3 et B au signal de sortie de DIH est mesurée une seule fois en laboratoire entre les bornes RI et TO couplées à DIH;
- sous le contrôle de PROG3 le délai produit par les circuits reliant TSA à RI, TO, et qui a été négligé <EMI ID=18.1>
après qu'une boucle aie été établie entre TSA et DSP;
et
- sous le contrôle de PROG4 le signal d'écho réel y(t) qui doit être annulé par DIH est mesuré dans TSA après qu'une boucle aie été établie entre TSA et TSS, et de nouveaux coefficients de filtre aO à a3 et B sont calculés.
Ces programmes PROG2 à PROG4 sont maintenant considérés plus en détail.
PROG2
Après que l'hybride numérique DIH, le soustracteur numérique AD2 et les circuits RXF et TXF aient été isolés des autres circuits du central, une séquence d'entrée x(t) comme mentionnée plus haut et dont une partie de la période de séquence est représentée à la Fig. 4(a) est appliquée à la borne RI. Le coefficient de filtre aO est alors rendu égal à 1 alors que les autres sont maintenus à 0 de façon à ce que les valeurs des échantillons successifs alors reçus à la borne TO et montrés à la Fig. 4(b) soient uniquement les contributions du coefficient
<EMI ID=19.1>
coefficients de filtre al à a3 et B sont de la même façon rendus chacuns successivement égaux à 1 alors que les
<EMI ID=20.1>
contributions au signal de sortie y(t) de DIH sont représentées dans les Figs. 4(c) à 4(f) respectivement.
Comme on peut le déduire de la relation (4) donnée plus haut, les contributions des coefficients de filtre aO à a3 et B au signal de sortie y(t) de DIH et donc
<EMI ID=21.1>
identique y(t) au moment kT sont respectivement
<EMI ID=22.1>
PROG3
Sous le contrôle de ce programme, le délai mentionné plus haut et introduit par les circuits reliant TSA aux bornes RI et TO est mesuré. Dans ce contexte, il est à noter qu'à cause de la transmission en multiplexage temporel (TDM) des signaux dans le central numérique, ce délai dépend essentiellement du chemin de communication établi entre TSA et DSP. Pour cette raison, PROG3 calcule le délai de transmission des signaux de TSA vers DSP pour le même chemin de communication que celui qui sera utilisé lors de l'exécution de PROG4.
Afin de pourvoir à un maximum de transmission des signaux au travers du filtre numérique DIH, les coefficients de filtre al à a3 et B sont mis à 0, alors que aO est mis à sa valeur maximale, c'est-à-dire 2. Ensuite, la séquence d'entrée x(t) mentionnée plus haut
<EMI ID=23.1>
DIH à partir de TSA de façon à ce que le signal ou séquence de sortie y(t) (non montrée) reçue en retour dans TSA soit semblable, sauf en ce qui concerne l'amplitude qui est proportionnelle à la valeur de aO, à celle représentée à la Fig. 4(b) mais retardée par rapport à ce signal. Dans TSA, la valeur de ce délai est obtenue en mettant en corrélation ces deux signaux par des moyens non-montrés mais bien connus dans la technique.
Il est à noter que ce délai est toujours exprimé
<EMI ID=24.1>
c'est-à-dire que k est un entier. Ce délai est par exemple égal à 4T.
PROG4
Le chemin de communication établi entre TSA et DSP pour PROG3 est maintenu et étendu jusqu'à TSS. et la séquence d'entrée x(t) mentionnée ci-dessus est appliquée à TSS à partir de TSA.
Il est à noter que pendant l'exécution de PROG4, la coopération de l'abonné. qui doit décrocher le cornet de son téléphone TSS afin d'ouvrir le commutateur HS, est préférée au réseau factice du circuit de test TC parce que la mesure est alors effectuée sur la ligne d'abonné réelle LIO/LI1.
Pendant l'exécution de PROG4, les coefficients aO à a3 et B de DIH sont tous mis à 0 de telle sorte qu'aucun signal ne puisse passer au travers de DIH et que les valeurs des échantillons reçus en retour dans TSA sont des valeurs d'échantillons y(kT], avec k = 0, 1, 2, ..., du signal d'écho y(t) qui doit être compensé par DIH. Ces diverses valeurs d'échantillons et le signal d'écho résultant sont représentés à la Fig. 4(g).
Le délai mentionné ci-dessus et déterminé par PROG3, par exemple égal à 4T, signifie que les formes d'ondes des signaux montrées aux Fig. 4(b) à 4(f) doivent être déplacées dans le temps sur un intervalle de temps égal à 4T afin que les valeurs des échantillons de y(t) montrés à la Fig. 4(g) correspondent à celles des facteurs multipliant aO à a3 et B dans la relation (4) donnée plus haut. Par exemple, les contributions des coefficients de filtre à l'annulation de la valeur d'échantillon G7 (pour k=7) à la Fig. 4(g) sont B7 à F7 (pour k=3) montrés aux Figs. 4(b) à 4(f) respectivement de telle sorte que l'équation (4) devienne :
<EMI ID=25.1>
De la même façon, on peut écrire quatre autres équations semblables liant par exemple les valeurs G8 à Gll de y(t) aux valeurs correspondantes des contributions, c'est-à-dire :
<EMI ID=26.1>
A partir de ces 5 équations (10) à (14), PROG4 peut calculer les valeurs des coefficients de filtre aO à a3 et B.
Les nouveaux coefficients de filtre calculés par PRCG4 sont alors substitués aux anciens dans la mémoire auxiliaire AM du DSP mentionné plus haut et PROG1 est à nouveau exécuté pour vérification.
Si les nouveaux coefficients, calculés avec TSS raccordé au central, satisfont aux exigences, une indication est donnée pour empêcher PROG1 de les vérifier à nouveau par rapport au réseau factice du circuit de test TC pendant une procédure de maintenance consécutive et de relever des valeurs erronnées de la réponse d'écho.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Compensateur d'écho réglable (DIH, AD2; Fig.
2) couplé entre un chemin de réception (RI, RO; Fig. 2) et un chemin de transmission (TI, TO; Fig. 2) d'un
<EMI ID=27.1>
ledit compensateur d'écho comprenant un filtre numérique
(DIH; Fig. 2) produisant un signal de réplique à un signal d'écho (y(t); Fig. 4(g)) et un circuit soustracteur (AD2; Fig. 2) pour soustraire ledit signal de réplique du dit signal d'écho qui apparaît sur ledit chemin de transmission en réponse à un signal d'entrée
(x(t); Fig. 4(a)) appliqué au dit chemin de réception, lesdits signaux d'entrée, d'écho et de réplique étant des signaux numériques échantillonnés et chaque échantillon du signal de réplique étant égal à une somme de termes constitués chacuns par le produit d'un coefficient
<EMI ID=28.1>
facteur qui est fonction du dit signal d'entrée, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens processeurs
(PROG1-PROG4, TSA; Fig. 1) pour déterminer lesdits
<EMI ID=29.1>
mesurant pour chaque échantillon du signal d'écho lesdits facteurs du dit échantillon du signal de réplique qui, lorsque multipliés par les coefficients du filtre et sommés. annulent ledit échantillon d'écho.
ADJUSTABLE ECHO COMPENSATOR
The present invention relates to an adjustable echo compensator coupled between a reception path and a transmission path of a transmitter / receiver equipment, said echo compensator comprising a digital filter producing a replica signal to an echo signal. and a subtractor circuit for subtracting said replica signal from said echo signal which appears on said transmission path in response to an input signal applied to said receive path, said input, echo and replica signals being sampled digital signals and each sample of the replica signal being equal to a sum of terms each consisting of the product of a coefficient of said digital filter and a factor which is a function of said input signal.
Such an echo canceller also called hyb: digital ide is already known, for example from the article "A 3 um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting" by P. DEFRAEYE and others, published in the IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, Vol. SC-20, No 3, June 1985, pages 649 to 687.
In this article, no information is given on how the coefficients of the filter included in the echo canceller are determined. If this echo canceller is an adaptive, the coefficients of the filter can be calculated as described in Belgian patent No 896089. However, such calculations require the use of relatively complex additional circuits coupled to the transmitter / receiver equipment. In some cases, this additional expense is considered unjustified.
In these latter cases, a possible solution for determining the coefficients of the filter is to calculate them in such a way that the digital filter in which they are used provides a replica signal which cancels the echo signal satisfactorily provided that, by example being part of a telecommunications system, the line used in the transmitter / receiver equipment has a length belonging to a predetermined category of line lengths. Obviously, this solution is not satisfactory when the length of the line does not belong to this predetermined category, which may be the case in practice.
An object of the present invention is to provide an echo compensator of the type described above but which is suitable for determining the optimum value of said coefficients of the filter in a relatively simple manner.
According to the invention, this object is achieved by the fact that said echo compensator comprises processor means for determining said coefficients of the filter from values obtained by measuring a plurality of samples of said echo signal and by measuring for each sample of the echo signal said factors of said sample of the replica signal which, when multiplied by the filter coefficients and summed, cancel said echo sample.
Because both the echo signal samples and the factors used to determine the replica signal samples are measured, they are dependent on the actual environment in which the echo canceller is used and are, therefore, , relatively very precise so that the same is true for the filter coefficients which are determined using these measured values.
Another characteristic feature of the present echo compensator is that, in order to measure each of said factors of said sample of the replica signal corresponding to a sample of the echo signal, said processor means apply an input signal to said receiver path, successively set the coefficient of the filter corresponding to said factor equal to a non-zero value and the other coefficients of the filter to zero, and measure the sample of the replica signal thus obtained which constitutes said factor.
In this way, the individual contribution of each of the coefficients of the filter to the sample of the replica signal is known and the factors used to determine the replica signal are measured relatively simply.
Yet another characteristic feature of the present echo compensator is that said processor means are capable of carrying out at least said measurements of said samples of the echo signal from a location which is common for a plurality of said transmitter / receiver equipment. .
In this way, the processor means can be used in common for a plurality of echo compensators so that the filter coefficients of these echo compensators can be determined by making use of a minimum amount of equipment. In addition, any possible modification of the processor means should only be carried out once
<EMI ID = 1.1>
transmitter / receiver.
Yet another characteristic feature of the present echo compensator is that said processor means are capable of carrying out the measurements of said factors of the replica signal in the transmitter / receiver equipment.
In this way, the accuracy of the measurements of these factors is relatively very high because it is not affected by unwanted interfering signals.
The present invention also relates to a method for determining the coefficients of a digital filter producing a replica signal to an echo signal and forming part of an echo compensator coupled between a reception path and a transmission path transmitter / receiver equipment and further comprising a subtractor circuit for subtracting said replica signal from said echo signal which appears on said transmission path in response to an input signal applied to said reception path, said input, echo and replica signals being sampled digital signals and each sample of the replica signal being equal to a sum of terms each consisting of the product of one of said filter coefficients and a factor which is depending on said input signal.
This method is characterized by the fact that it comprises the steps of measuring a plurality of samples of said echo signal, of measuring for each sample of the echo signal said factors of said sample of the replica signal, and of determining said filter coefficients from the values obtained by said measurements.
The objects and characteristics of the invention described above as well as others and the manner of obtaining them will become clearer and the invention itself will be better understood by referring to the following description of an exemplary embodiment of the invention taken in conjunction with the accompanying drawings, including:
Fig. 1 shows part of a telecommunications system with a digital signal processor DSP comprising an echo canceller produced according to the invention; Fig. 2 shows the DSP of FIG. 1 and the DIH echo canceller, AD2 in more detail; Fig. 3 shows the digital DIH filter included in the DIH echo canceller, AD2 of the DSP of FIG. 2 in detail; and Figs. 4 (a) to 4 (g) represent various waveforms used to illustrate the operation of the echo canceller.
The part of the telecommunications system shown in FIG. 1 includes a DSN digital switching network to which are coupled:
- an analog subscriber module ASM comprising a control element CEA which is common for 16 analog line controllers ALC of which only one is shown relatively in detail; and
- a PM processor module comprising a CTM clock and tone module and a second CEB control element.
DSM, ASM and PM are located in a digital telecommunications center and each ALC analog line controller is common for 8 telecommunications lines such as the one shown and which
<EMI ID = 2.1>
TSS telephone.
Each of these ALC controllers includes the cascade connection of a terminal controller to two DPTC processors, a TCF transcoder and filter circuit, a DSP digital signal processor, a BLIM subscriber line interface BIMOS circuit and a circuit HVC high voltage switch. The DPTC is for example of the type revealed in the published European patent application No 85200207.7 - 2202/0155030, the TCF is of the type revealed in the published European patent applications Nos 84201344.3 / 0145038 and 84201345.0 / 0145039, the BLIC is of the revealed type in published European patent application No
85200774.9 - 2202/0201635 and the HVC is of the type disclosed in Belgian patents Nos 897772, 903101, 902286 and
902285. Each pair of DPTC and TCF is common for 8 sets of DSP, BLIC and HVC, the HVC of each set being coupled to a telephone line.
Each HVC includes: <EMI ID = 3.1>
SW30 / SW31;
- LO and Ll line terminals respectively <EMI ID = 4.1>
- test terminals TO and Tl respectively connected to the terminals of the same names of the test circuit TC;
- RGO and RG1 ringing terminals respectively connected to the terminals with the same names of the RG ringing circuit;
- TP and RG subscriber terminals (in English "tip and ring") respectively connected to output terminals of the same names of the BLIC; and
- terminals STA, STB, SRA and SRB respectively connected to control terminals with the same names of the BLIC.
In HVC, the LO / Ll line terminals are connected to TP / RG via the serial connections of
<EMI ID = 5.1>
connected to TO and Tl of TC via SW20 and SW21 respectively, while the junction points STA and SRB of RO and SW10 and RI and SW11 are connected to RGO and RG1 of RC via SW30 and SW31 respectively. As shown for a pass-through connection, the switches
<EMI ID = 6.1>
switches are open. All switches are controlled by the BLIC so that HVC is able to make any of the following connections:
- between TSS and BLIC;
- between TSS and TC;
- between TSS and RC;
- between BLIC and TC; and
- between BLIC and RC.
The TC test circuit includes, among other circuits, a dummy network (not shown) used to simulate the TSS telephone set during the measurements and thus to avoid the cooperation of the subscriber who should pick up his TSS telephone, such as this will be described later. The function of the RC ringing circuit is to apply a ringing signal to the LIO / LI1 line.
The TSS telephone set includes a normally open HS switch connected between the line conductors LIO and LI1. The HS switch is closed when the TSS telephone is off the hook.
The clock and tone module CTM forming part of the processor module PM includes a test signal analyzer TSA connected to the control element CEB. TSA includes a memory MM storing data and software programs such as PROG1 to PROG4 and a processor PR to execute these programs, as will be described later.
The digital signal processor DSP, the block diagram of which is given in FIG. 2 has reception and transmission terminals RO and TI connected to terminals with the same names of the BLIC, and reception and transmission terminals RI and TO connected to terminals with the same names of the TCF respectively. The DSP is of the type described in detail in the article mentioned above "A
3 um CMOS Digital Codec with Programmable Echo Cancellation and Gain Setting "by P. DEFRAEYE and others.
The DSP mainly comprises, between its reception terminals RI and RO, the cascade connection of:
- a digital amplifier, interpolator and RXF filter circuit for converting digital signals at 8 kilobits / second (kb / s), received from TCF on the RI terminal and which are obtained by sampling, into digital signals at 32 kb / s;
- an INT interpolator to increase the transmission rate of these signals to 1 Megabit / second; and
- a DAC digital-analog converter to convert these digital signals at 1 Megabit / second into analog signals.
On the other hand, between its TI and TO transmission terminals, DSP mainly comprises the cascade connection of:
- an analog subtractor AD1 whose addition input (+) is connected to TI and whose subtraction input (-) is connected to the output of an analog hybrid ANH whose input is connected to the terminal RO ;
- an ADC analog-digital converter to convert the analog signals received from the TSS telephone into digital signals at 1 Megabit / second;
- a DEC decimator to reduce the frequency of these digital signals to 32 kb / s;
- a digital subtractor AD2 whose addition input (+) is connected to the output of DEC and whose subtraction input (-) is connected to the output HO of a digital hybrid DIH whose input HI is connected between RXF and INT;
and
- a TXF filter, decimator and digital amplifier circuit to convert digital signals to
32 kb / s in digital signals at 8 kb / s before sending them to the TCF.
The analog hybrid ANH is capable of carrying out echo cancellations on analog signals transmitted to TSS via RO and returning as echo signals in the DSP to the terminal TI, while the purpose of the digital hybrid DIH is d 'cancel the excess of echo signals remaining after their passage through AD1. DIH mainly consists of a digital filter whose coefficients are stored in an auxiliary memory AM which is part of the DSP and is coupled to DIH.
The IHL digital hybrid is shown in detail in Fig. 3. It mainly comprises a digital FIR response 4-lead finite response filter which is connected in parallel with an IIR first order infinite response digital filter. More particularly, DIH comprises between its terminals HI and HO the series connection of a delay circuit and decimator DCH, of the FIR filter in parallel with the IIR filter, and of an ITH interpolator. The DCH delay and decimator circuit reduces the transmission rate of digital input signals to 16 kbps
32 kb / s at HI by eliminating each second sample, while the ITH interpolator re-increases the transmission rate of these signals to 32 kb / s before applying them to the subtraction input (-) of AD2 via HO. This means that the FIR and IIR filters work at
16 kb / s instead of 32 kb / s.
By doing so, their construction is simplified.
The 4-wire FIR filter comprises the cascade connection of four delay circuits of a sampling period Dl, D2, D3 and D4 whose junction points are connected to addition inputs (+) separate from a multi-input adder Al via respective multipliers Ml to M4. The
<EMI ID = 7.1>
second inputs of Ml, M2, M3 and M4 respectively. These coefficients can each have a value ranging from -2 to +2 and are stored in the auxiliary memory AM of DSP.
The first order IIR filter comprises between DCH and a fifth addition (+) input of Al (FIR) the
<EMI ID = 8.1>
multiplier M5. A scale factor or filter coefficient B is applied to a second input of M5 and the output of D5 is returned to a second addition (+) input of A3 via a multiplier M6. The coefficient B of the IIR filter can have a value ranging from 0 to +1 because only low-pass filtering characteristics must be generated. A coefficient A, which is a pole of the IIR filter, is applied to a second input of M6. These coefficients A and B are also stored in the auxiliary memory AM of the DSP.
As is well known in the art of digital filters, the value of the output signal y of the
F
FIR filter at an instant kT can be written:
<EMI ID = 9.1>
<EMI ID = 10.1>
delay equal to nT;
with k = 0, 1, 2, 3 ....; and
<EMI ID = 11.1>
Likewise the value of the output signal y of the filter
1 IIR at an instant kT can be written:
<EMI ID = 12.1>
<EMI ID = 13.1>
delay equal to NT.
It should be noted that in a preferred embodiment, the input sequence x (t) is a digital and sampled version of an analog pulse signal which has a total duration of 4 milliseconds or 32 x 125 microseconds and a duration d pulse of 125 microseconds, sampling being carried out once per frame and always during the same channel. The duration of a frame of a time-division multiplex transmission
(CT) is 125 microseconds, each frame comprising
32 channels. In practice, to increase the accuracy of the measurement, the analog pulse signal is for example repeated 30 times and therefore generates 30 analog output signals of which only the last 10 signals are considered to calculate the average in order to obtain a signal. medium analog output.
The digital and sampled version of this average analog output signal is an output sequence y (t).
Since the FIR and IIR filters are connected in parallel, the global output signal can be written:
<EMI ID = 14.1>
This means that the network of FIR / IIR filters is capable of suppressing at each discrete instant kT the echo signal which then has the value y [kT] produced by the input signal x (t) when the filter coefficients have a value such that the relation (4) is satisfied. Indeed, the signal at the output terminal HO of DIH is then the exact replica of the echo signal appearing at the output of the decimator DEC (Fig. 2) and as these two signals subtract each other in the digital subtractor AD2 no signal echo will appear at the output of the latter AD2 and therefore also at the output of the DSP.
When the telecommunications system is initialized, a standard set of filter coefficients is loaded into the auxiliary memory AM of the DSP. These coefficients are checked at regular time intervals by a maintenance procedure during which a loop is established between TSA and the test circuit TC by closing the switches SW10 / SW11 and
<EMI ID = 15.1>
SW30 / SW31. Under the control of the PROG1 program, a pulse sequence, for example like that mentioned above, is then transmitted from TSA to TC and received back in TSA as sampled echo signal. The transhybrid loss of IHL is then tested by comparing the electric power of this echo signal with a predetermined power value stored in a memory (not shown) of the central office. If the power of the received signal is less than the predetermined value, for example for a transhybrid loss of -30 dB, the coefficients of the FIR and IIR filters are considered to be satisfactory and are therefore not modified. Otherwise, the filter coefficients must be changed.
This then occurs automatically during the maintenance procedure which operates as described below using the dummy network of the test circuit TC.
On complaints from the subscriber or by decision of the system supervisor, the filter coefficients can also be modified. In these cases, an operator manually activates the procedure to modify the filter coefficients.
Software programs PROG2 to PROG4 are executed during the modification procedure in order to determine a new set of filter coefficients aO to a3 and B. It should be noted that the coefficient A which is a pole of the IIR filter is not modified by these programs in particular for reasons of stability.
In principle, the 5 filter coefficients aO to a3 and B can be determined in TSA by measuring the echo signal or output sequence y (t) received in return from TSS and which must be compensated by the IHL hybrid, and by measuring the contribution of each of these coefficients
<EMI ID = 16.1>
of this echo signal which must be produced by IHL at this time, i.e. by determining the factors
<EMI ID = 17.1>
filter in equation (4) given above. By carrying out these last measurements for 5 distinct values of k, the 5 filter coefficients can be calculated from 5 equations similar to (4) which can then be written.
The measurements in TSA of the contribution of each of the filter coefficients to the replica of the echo signal are not very precise because of the influence of noise introduced into the circuits of the telecommunications system. For this reason, we prefer to carry out these measurements in the laboratory where the influence of the analog part can be reduced by carrying out a separation at the chip level in order to isolate the digital hybrid and by measuring between the RI and TO terminals of the DSP. . It should be noted that the contribution of the filter coefficients to the signal generated by IHL is invariable for all the chips of the same design so that these laboratory measurements need only be carried out once.
In this case of laboratory measurements, the delay introduced by the circuits linking TSA to RI and TO is neglected so that it is not known exactly which value ylkT] of y (t) is canceled by the measured contributions. For this reason, laboratory measurements require an additional measurement of the time recently mentioned.
For the reasons mentioned above, the following operations are carried out under the control of the PROG2 to PROG4 programs:
- under the control of PROG2, the contribution of each of the coefficients aO to a3 and B to the output signal of DIH is measured only once in the laboratory between the terminals RI and TO coupled to DIH;
- under the control of PROG3 the delay produced by the circuits connecting TSA to RI, TO, and which has been neglected <EMI ID = 18.1>
after a loop has been established between TSA and DSP;
and
- under the control of PROG4 the real echo signal y (t) which must be canceled by DIH is measured in TSA after a loop has been established between TSA and TSS, and new filter coefficients aO to a3 and B are calculated.
These PROG2 to PROG4 programs are now considered in more detail.
PROG2
After the digital hybrid DIH, the digital subtractor AD2 and the circuits RXF and TXF have been isolated from the other circuits of the exchange, an input sequence x (t) as mentioned above and of which part of the sequence period is shown in Fig. 4 (a) is applied to the RI terminal. The filter coefficient aO is then made equal to 1 while the others are kept at 0 so that the values of the successive samples then received at the terminal TO and shown in FIG. 4 (b) are only the contributions of the coefficient
<EMI ID = 19.1>
filter coefficients al to a3 and B are similarly each made successively equal to 1 while the
<EMI ID = 20.1>
contributions to the IHL output signal y (t) are shown in Figs. 4 (c) to 4 (f) respectively.
As can be deduced from the relation (4) given above, the contributions of the filter coefficients aO to a3 and B to the output signal y (t) of IHL and therefore
<EMI ID = 21.1>
identical y (t) at time kT are respectively
<EMI ID = 22.1>
PROG3
Under the control of this program, the delay mentioned above and introduced by the circuits connecting TSA to terminals RI and TO is measured. In this context, it should be noted that because of the time division multiplex transmission (TDM) of the signals in the digital exchange, this delay depends essentially on the communication path established between TSA and DSP. For this reason, PROG3 calculates the delay of transmission of the signals from TSA to DSP for the same communication path as that which will be used during the execution of PROG4.
In order to provide maximum signal transmission through the digital IHL filter, the filter coefficients a1 to a3 and B are set to 0, while aO is set to its maximum value, i.e. 2. Then the input sequence x (t) mentioned above
<EMI ID = 23.1>
IHL from TSA so that the output signal or sequence y (t) (not shown) received back in TSA is similar, except for the amplitude which is proportional to the value of aO, at that shown in FIG. 4 (b) but delayed in relation to this signal. In TSA, the value of this delay is obtained by correlating these two signals by means not shown but well known in the art.
It should be noted that this deadline is always expressed
<EMI ID = 24.1>
that is, k is an integer. This delay is for example equal to 4T.
PROG4
The communication path established between TSA and DSP for PROG3 is maintained and extended up to TSS. and the above-mentioned input sequence x (t) is applied to TSS from TSA.
It should be noted that during the execution of PROG4, the cooperation of the subscriber. who must pick up the horn from his TSS telephone in order to open the HS switch, is preferred to the dummy network of the test circuit TC because the measurement is then carried out on the real subscriber line LIO / LI1.
During the execution of PROG4, the coefficients aO to a3 and B of IHL are all set to 0 so that no signal can pass through IHL and that the values of the samples received in return in TSA are values d 'samples y (kT], with k = 0, 1, 2, ..., of the echo signal y (t) which must be compensated by IHL. These various sample values and the resulting echo signal are shown in Fig. 4 (g).
The delay mentioned above and determined by PROG3, for example equal to 4T, means that the waveforms of the signals shown in Figs. 4 (b) to 4 (f) must be moved in time over a time interval equal to 4T so that the values of the samples of y (t) shown in Fig. 4 (g) correspond to those of the factors multiplying aO to a3 and B in relation (4) given above. For example, the contributions of the filter coefficients to the cancellation of the sample value G7 (for k = 7) in FIG. 4 (g) are B7 to F7 (for k = 3) shown in Figs. 4 (b) to 4 (f) respectively so that equation (4) becomes:
<EMI ID = 25.1>
In the same way, one can write four other similar equations linking for example the values G8 to Gll of y (t) to the corresponding values of the contributions, that is to say:
<EMI ID = 26.1>
From these 5 equations (10) to (14), PROG4 can calculate the values of the filter coefficients aO to a3 and B.
The new filter coefficients calculated by PRCG4 are then replaced with the old ones in the auxiliary memory AM of the DSP mentioned above and PROG1 is again executed for verification.
If the new coefficients, calculated with TSS connected to the exchange, meet the requirements, an indication is given to prevent PROG1 from checking them again against the dummy network of the TC test circuit during a subsequent maintenance procedure and from reading erroneous values of the echo response.
Although the principles of the invention have been described above with reference to specific examples, it is understood that this description is made only by way of example and does not constitute in any way a limitation of the scope of the invention .
CLAIMS
1. Adjustable echo canceller (DIH, AD2; Fig.
2) coupled between a reception path (RI, RO; Fig. 2) and a transmission path (TI, TO; Fig. 2) of a
<EMI ID = 27.1>
said echo canceller comprising a digital filter
(DIH; Fig. 2) producing a replica signal to an echo signal (y (t); Fig. 4 (g)) and a subtractor circuit (AD2; Fig. 2) for subtracting said replica signal from said echo signal which appears on said transmission path in response to an input signal
(x (t); Fig. 4 (a)) applied to said receive path, said input, echo and replica signals being sampled digital signals and each sample of the replica signal being equal to a sum of terms each consisting of the product of a coefficient
<EMI ID = 28.1>
factor which is a function of said input signal, characterized in that it includes processor means
(PROG1-PROG4, TSA; Fig. 1) to determine the said
<EMI ID = 29.1>
measuring for each sample of the echo signal said factors of said sample of the replica signal which, when multiplied by the coefficients of the filter and summed. cancel said echo sample.