JPS58130658A - デジタル通信用変調器復調器セツト - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、モデム、すなわち、電話回線を介するデジタ
ル通信用変調器復調器セットの分野に関し、さらに詳し
く言えば、同時両方向通信を行うことが可能な、完全な
二重モデムに関する。

電話回線を介するデジタル通信用の各種モデムは、当業
界では周知のものである◎そのような伝送のために、基
本周波数帯域の信号鉱、在来型のＷ詰装置の周波数範囲
内のある周波数帯域で情報を送るためｆ調しなければな
らない。このため、各種の変―及び復調技法は、いつの
時点でも一方通行（すなわち、半二重）にするか、又は
同時両方向通信、すなわち完全二重作動にするか迫られ
ることは周知のことである。

本発明に特に関係の深い先行技術のモデム、すなわちデ
ータ・セットは、ベル・システムのデータ・セット２１
２Ａであり、本発明の好適な実施例は、送信装置として
も受信装置としても、先行技術の２１２Ａデータ・セッ
トと交信する時、２１２Ａデータ・セットと通信する適
合性を考慮している。

（明らかに本発明は、標準２１２Ａ形式を使用した本発
明に従い、別の装置とも通信できるようにしである）、
２１２Ａデータ・セットの特性は、アメリカン電話電報
会社出版物第４１２１４号の「データ昏セット２１２Ａ
インタフェース仕様書、１９７８年１月」と題するベル
・システム技術文献のような、各糧出版物に記載されて
いる。

２１２データ・セットは、２種類の回線信号を送信及び
受信できる、基本的に二重言語のデータ・セットである
。回線信号のひとつは、切換済回路網ベル１００シリー
ズのデータ拳セット（これは本発明の詳細な説明にも記
載しである）のすべてのような現存の３００ボーのデー
タ・セットと２１２が通信できる周波数シフトのキーを
使用する形式のものである。しかし、ここで最も興味深
いのは、毎秒１２００ビツトの高速モードで一連の２進
データの完全二重送受信ができる２１２データｅセツト
の能力である、このモードでは、多重符号化信号が使用
され、６００のボー速度で毎秒１２００ビツトを送信す
るため、特に４位相シフト・キーイング（ＱＰＳＫ）が
使用される。ＱＰＳＫは、また方形波振幅変調（ＱＡＭ
）の形としても表すことができる。このため、一連のビ
ットの流れから同時に２個のビットが毎秒６００記号の
速度で符号化され、送信データ・ユニットから電話回線
を介して、伝送用の１２００Ｈｚの搬送波を使用した方
形波振幅変調が行われる。同時に回答装置は、同様に対
のビットを集め、それらを毎秒６００記号で符号化し、
２４００Ｈｚの搬送波を使用して符号化されたイｈ号を
方形波振幅変調し、回答装置から送信装置へ電話回線を
介してその情報を送信できる。このように、送信装置は
、電話回線を介して通信リンクの機能を始動する装置で
、２１２形式によれば、１２００Ｈｚで送信し、２４０
０Ｈｚで受イｄする。他方、相手方、すなわち回答装置
は、　１２００Ｈｚで受信し、２４００Ｈｚで送信する
。各装置は、もちろん、送信装置と受信装置の両方を有
し、１２００Ｈｚでも２４００Ｈｚでもいずれの搬送波
でも作動できる。

受信し７た信号を検波するために、方形波振幅変−信号
は、−期復Ｉｎ６１器で復調しなけれはならない。

そして、送信信号は、実際において、二重側帯波抑制搬
送波信号だから、その搬送波（場合によって１２００Ｈ
ｚであったり、２４００Ｈｚであったりする）は、検波
器で電話回線を介して受信される信号から再構成しなけ
ればならない。さらにその上、復―信吋は、受信信号中
のデータを正しく追跡し解１するため同期させて毎秒６
００サンプルの速度でサンプリングしなければならない
。明らかに、搬送波を再生し、タイミングをとる方法は
、先行技術においても周知のものであるが、この目的で
使用する方法と装置により、性能、コスト、及び寸法は
大きく影響される。

先行技術の２１２データ・セットでは、各装置の送信器
部も受信器部も共に他のデータ帯域からのデータ信号や
必要な周波数帯域以外の雑音をできるだけ多く取り除き
、チャネル＠フィルタの出力がほとんど必要な質請信号
のみで成り立つようにフィルタする大量のチャネルを有
するのを特徴としている。このため、通常２つの帯域フ
ィルタを使用し、それぞれは、典型的にコストの高い、
そして複雑な２０以上の極数のフィルタである。受信器
の中でフィルタされた信号は、同期復調器で復調するた
め所定の信号レベルにする自動利得制御回路に典型的に
加えられる。正弦及び余弦復調器の出力は、その後再び
かなり重くフィルタされ、部分的に波形を直し、そして
復調処理自体で導入された外来周波数を部分的に除去す
る。その後、信号は、毎秒６００サンプルの速さでサン
プルされ、送信ビットは再構成され、搬送波は、特定の
データ拳セントにより定着る各種の方法で再構成され、
タイミングをとられる。構造のこの一般的な形では、２
１２Ａデータ・セットは比較的大きく尚価で、そのため
現在成長中の個人コンピュータ市場においては、大きい
メインフレームとデータ・ペースを伴う通信能力を与え
ることにより、その使用が個人コンピュータの有用性を
非常に拡大するものと期待できるのに、まだ広く使用さ
れてい々い。

本発明は、完全な二重モデムで同期させる方法と装置で
、比較的安くペル・システム２１２Ａデータ・セットの
ような先行技術のデータ・セットに適合する完全な二重
モデムが実現できる。このモデムは、第２高調波を常に
フィルタする後復調フィルタを伴う比較的小さい帯域ラ
イン・フィルタを使用するが、さらに、他のチャネルを
拒否するために共通に使用される通常重いライン又は前
復調フィルタを除くことにも役立っている。それに加え
て、自動利得制御は、入来ライン自体の上でなく、後復
調フィルタの彼に設けられている。搬送波同期及びタイ
ミング誤差修正は、ソフトウェア制御の下に行われ、タ
イミング誤差修正は、位相差を感知することにより実施
され、それに応じて修正がなされた。切換えコンデンサ
・フィルタの使用は、ここに記載するその他の技法と同
様にモデムの送受信機能の多くを作り出すため２個の同
一の大規模集積回路を使用することにより成功している
。

先ず、第１図を参照すると、そこＫは、本発明に従って
典型的なデータ装置を図解するブロック図が見受けられ
る。前に述べたように、２１２データ・セットによるデ
ータ装置は、その機能が第１図の上部に図示されている
ブロック図の送信機能と、その機能が第１図の下部に図
示されているブロック図の受信機能との両方を有し、送
信データ・セットと応答データ・セットとの間の違いは
単に送信用及び受信用の搬送周波数である。このように
して、第１図に見られるように、送信機能のための搬送
波は、Ｗｃ　と指定され、一方受信機能Ｏ丸めの搬送波
は、Ｗｅと識別され、それにより、これら２つの搬送波
は別の搬送波、一方は１２００Ｈｚで他方は２４００Ｈ
ｚの異なる搬送波であることが示されている。

第１図の上部に示されるように、端子又は他のデータ装
置からの実線２０は、送信されるデータのための一連の
ビットの流れを表し、そのような４ｍは通常、送信デー
タ又はＴＸＤラインと呼ばれる。

線２０上の入力は、エンコーダ２２に入り、２１２の４
位相シフト・キーイング計画に従い、低域フィルタ２４
及び２６への出力ａ、ｂを得るためエンコーダは毎秒１
２００ビツト、又は毎秒６００対の速度で対の信号をエ
ンコードすべくデータの流れの中９隣接する対のビット
を連続的に集める。

低域フィルタ２４及び２６の出力は、発振器３２で発生
するそれぞれｃｏ−町を及びｍ１ｎｔｃｔの基準周波数
を使用して、変調器２８及び３０により変調される。使
用されるコーテングは、第２図に示すＱＰＳＫ個号配置
を作る。発振器３２の周波数は、当しデータ装置が送信
データ装置か回答データ装置かにより、１２００Ｈｚ又
は２４００Ｈｚ　　のいずれかであり、従って、エンコ
ーダ２２の出力の信号又はボー速度の通常２倍、又は４
倍である。しかし、エンコーダ２２の出力速度、すなわ
ち毎秒６００対の信号は、一般に発振器３２にロックさ
れない。

七〇で、その他のデーターセットの受信部は、受信信号
の復調のため搬送波Ｗｃを再構成しなければならないだ
けでなく、対応する受信され復調された対の信号を正し
くサンプリングするため、信号ｉ、ｂのタイミングも必
然的に再構成しなければならない。

変調器２８及び３０の出力は、合流点３４で合流され、
変調処理で課せられた高い周波数を除くためライン・フ
ィルタ３６でフィルタされ、セして４綜から２−への混
成回路３９及び電話回線インタフェース４０を介して電
話回線３８に結合される。混成回路と電話回線インタフ
ェースが、データ装置を囲む破線の外側に図示されてい
るのに気付くであろうが、この形態は、今後詳述するこ
とに一致する。しかし、典型的２１２データ装置は、自
献テータ装置として同じ囲みの中に通常入れらｔ］、そ
れと関連するある形式の混成及び電話回線インタフェー
スを有スル。

信号のセット又は対ａ、ｂは、明らかに４つの状時の中
の１つの状態を有し、その４つの状態は、信号１及びｂ
の中にえがかれる２つのビットのデータのおのおのの２
つの考えられる状態の考えられる組み合わせのすべてを
表す。しかし、第２図から、信号の対１．ｂは、単に信
号の対としてグループ化された２つのビットのみならず
、第２図の配置図に示すように表される。そのコーディ
ングは、ａ及びｂのおのおのが３つの有り得る状態、す
なわち１，０、及び−１を持ち、（１，０）、（０゜ｌ
）、（−１，ｏ）、及び（０，−１）という信号に使用
される１対の信号ｍ、ｂの４つの状態を有するものであ
る。

データ装置の受信器部は、第１図の下部に図示」２であ
る。電話回線３８からの入来信号は、受信回線フィルタ
４２に対する電話回線インタフェースに加えられ、そこ
からの信号出力は、それヤれ余弦及び正弦復調器４４及
び４６に同時に加えられる。この好適な実施例の中の受
信回線フィルタ４２は、実際上２つのフィルタから成り
、その一方は、２級の活性フィルタであり、他方は、４
級の切換えられたコンデンサ・フィルタで、受信回線フ
ィルタ４２を全体として６級フィルタにしている。これ
は、対応する回線フィルタが典型的に２０極級のフィル
タである先行技術の２１２データ・セットと比較される
ものである。さらにその上、もちろん、先行技術の２１
２データ・セットにおいて、受信回線フィルタ４２に相
当するものの出方は、自動利得制御をするためＡＧＣ回
路に加えられ、検波装置の残部のために一定の信号娠幅
になる。

しかし、本発明では、余弦及び正弦復調は、受信回線フ
ィルタ４２の出力側に接続された復調器４４及び４６で
行われ、自動利得制御機能は、フィルタ５２及び５４の
後復調フィルタリング後に、利得制御増幅器４８及び５
０で行われている。後復調フィルタリングのあとに自動
利得制御機能を置き、先行技術２１２データ・セットの
重い回線フィルタリング特性を取り除くことは、主に、
後復調フィルタ５２搬；非常に広い動的範囲會有する切
換オコンデンサ・フィルタであり、そのため後復調フィ
ルタ５２及び５４は、完全二重作動の間に同じデータ・
セットの送信帯緘中の周波数を拒否すると同様に、復調
自体により課されｌ、・周波数をフィルタして除くため
に使用できるという事実によって可能になる。この点で
、本発明σ１好適な実施例に使用される後復調フィルタ
５２及び５４は、先行技術データΦセントに使用される
後復調フィルタとほぼ同等のものである。従って、信号
の全フィルタリングの複雑さは、先行技術の２１２デー
タｅセツトより大幅に減少し、切換コンデンサ・フィル
タは、非常に小型（集積回路形式で実現した）かつ安価
であるという利点をさらに有し、そこでデータ・セット
全体としても従来造られたものよりずっと小さく安くな
った。

ＡＧＣ増幅器４８及び５０の出力は、ある非常に絡［７
い制限の下に受信しｆＣ個信号送信する。もう一方のデ
ータ・セット中の低域フィルｊＩ２４及び２６の対応す
るものの出力に似た信号を表す。特に、ＡＧＣ増幅器４
８及び５０の出力は、上記信号に似ているが、各種フィ
ルタ、回線、復調器、その他の帯域幅制限、パルス波形
修正、及び同等化によりひすまされ、そしてさらに、雑
音及びその他の回線及び装置の特性により質的に低下す
る。

従って、２１２データｅセツトの特性として、増幅器４
８及び５０の出力は、受信したデータが有効である時に
、信号を十分にサンプリングするため見積器６６による
タイミングｅセットを伴５ｓｏ。

ボーの速度でサンプラ５６及び５８によりサンプリング
される。第２図の信号配置をみると、対のサンプル信号
が６００ボーの速度で決定回路６６に読出され、その後
、解読器６４により毎秒１２００ビツトのデータに変換
される。決定回路６６ｔ′ｉ、見積データと位相誤差の
測定データの両方を作り、それらは、復調器に使用され
る搬送波を制御したり、サンプラのタイミングを制御し
良りするために使用される。

必要に応じて、自動利得制御機能は、サンプリングのあ
とで行うこともできる。これは、第８図に図解しである
が、そこではサノブラ５６′及び５８′がＡＧＯ増幅器
４８′及び５０′に先行している。

本発明は、特定の用途に応じて多数の方法で形成するこ
とができる。しかし、今後詳細に説明するには、ある特
定のものについて説明した方がよいので、アブルーコン
ピュータ社で製造されたアプル■型コンピュータに使用
するように作られた形式のものを説明することにする。

特に第３図は、第１図の破線で囲まれたモデムの部分の
詳細な回路図を示す。第３図に示す特定の実施例は、本
発明の譲受人のノヴエイション・インコーボレイテノド
が製造販売した低速周波数シフト・キード・モデムと共
に使用するように設計されている。そノ低速モデムは、
アプル・キャット置型として知られてきたが、「アプル
」は、アブル・コンピュータ社の登録商悸であり、「キ
ャット」は、１１１１７３７社の登録商標である。その
低速モデムは、もちろん、適合する１１話回線インタフ
ェースを含んでおり、従って、そのような訳で、電話回
線インタフェース４０（第１図）は、破線の囲みの外に
図示されていたが、もちろん、第３図の回路には、その
ようなインタフェースが含まれていない。さらにその上
、第３図の回路では、回路が１２コネクタを介してアプ
ルに１そしてＪ１コネクタを介してアプル・キャット置
型に接続されていることに気付くだろう。このように、
第３図のモデムは、周波数シフト−キード信号が受信さ
れている場合はそれに応答し、又は、　２１２ＥＮ信号
によりＪｌのビン１Ｔを介して第３図の回路を付勢する
低速モデムにより、２１２Ａデータ・セットのように、
効果的に二重言語に作られている。

第３図の回路は、その複雑さのために、特に第３Ａ図か
ら第３Ｄ図までの４つの部分に分けられている。分かり
やすいように、４つの回路部分は、同じ縮尺でえかかれ
、つなぎ合わせてひとつの全体回路にすることができ、
その場合は、第３Ａ図を左上部、第３Ｂ図を右上部、第
３Ｃ図を左下部、そして第３Ｄ図を右下部に持ってくる
。

第３図に見受けられるように、モデムの中心部は、２つ
のカスタムＩＣ６８ｍ及び６８ｂ、そして２つの６５０
０／１マイクロプロセツサ６５ａ及び６Ｓｂから成って
いる。カスタムＩＣは、あとで詳細に述べる多数の機能
を行い、その回路は、価格及び寸法を考えてＩＣ形式に
したのでＩ−１：あるが、比較的簡単な機能を行う。特
に面白いのは、１対の６５００／１ｊ１１１チップ−コ
ンピュータを介してＩＣを制御する方法である。６５０
０／１は、プログラムを記憶するための２０４８　Ｘ　
８のマスクされたプログラム可能のリード・オンリ・メ
モリ、６４×８の静的ラム、４つの部分Ａ、Ｂ、Ｃ及び
Ｄに組織化された３２の両方向ＴＴＬ適合入出力回線を
含み、そして、もちろん、各種のその他の回線も含み、
その性質と機能は、ロックウェル国際会社のような、そ
の製造業者により十分文書化されているＣ（すなわち、
Ｒ６５００／１の１チツプΦマイクロコンピユータ。） 第３図の回路への主な人力は、Ｊ１コネクタを介して入
り、アブル・バスを介する１次接続は、電源用であり、
酊及び各種オプションの制御は、本発明の基本的作動に
とって重要ではない。Ｊｌコネクタを介する主な入力は
、送信モデム又は受信モデムとして作動する回路を設定
する２１２ＡＮＳ　。

回路の受信部への電話回線入力の２１２ＲＣＶ、回路の
送信部の電話回線出力の２１２ＸＭＴ　、　（２１２Ｒ
ＣＶと２１２ＸＭＴは変調信号）、このモデムで変調さ
れる基本帯域の２進ビツトの流れである２１２ＴＸＤ。

２１２ＲＣＶ信号の復調及び解読から生じる基本帯域の
デジタル番ビットの流れである２１２ＲＸＤ、及びモデ
ム用の基本付勢信号である２１２ＥＮを含んでいる。

電話回線上の受信信号は、２１２信号の方が１０３より
アブル・Φヤットにより検波するのに適した信号である
場合、２１２Ｒｅｖ信号として第３図の回路に入力され
、その後増幅器７０でバッファされ、スイッチＴ２及び
Ｔ４の入力端子に加えられる。

増幅器Ｔ６は、１２００Ｈｚで２級ノツチ・フィルタを
設けるためにスイッチ１２の出力端子に接続され、増幅
器Ｔ８は、２４００Ｈｚで２級ノツチ・フィルタを設け
るためにスイッチ１４の出力端子に接続されている。増
幅器ＴＯの出力端子は、スイッチの状態により２１２Ｒ
ＣＶ信号が１２００Ｈｚのノツチ・フィルタか２４００
Ｈｚのノツチ−フィルタのいずれか一方に結合するよう
に、スイッチＴ２及びＴ４に接続されていることに気付
くだろう。これらのスイッチは、２１２Ａ）η信号によ
り制御されており、その信号は、デーメ装置が送信モー
ドか受信モードかによって、設定される。第３図に図示
したスイッチの状態で、装置は、受信モードになってお
り、従って１２００Ｈｚで受信している。そのため、２
１２ＲＣＶ信号は、下のノツチ・フィルタを介して結合
されている。スイッチ８０及び８２は、さらに２１２Ａ
ＮＳにより結合され、受信信号のために使用されるノツ
チ・フィルタの出力を選択し、その信号をＩＣ＠ｌｌａ
のビン２に与えている。ノツチ・フィルタの目的は、も
ちろん、同じ回線上に同時に送信される非常に大きい２
１２ＸＭＴ信号から２１２ＲＣＶ信号中の漏話を大幅に
減少することである。

ＩＣ８８ｍ及び６８ｂのおのおのの回路は、（２つのＩ
ＣＦｉ同一のものである）第４図に見受けられる０各Ｉ
Ｃは、後述する各種の切換コンデンサ回路を制御するた
め各種クロック信号（及びその逆のもの、図示されてい
ない）を発生するクロック発生器８４を有する。クロッ
ク発生器８４は、さらに、可変分割器８６への２４９．
６ＫＨｚ信号及び４９９．２　ＫＨｚ信号も発生する。

クロック発生器８４は、第３図のＩＣ６８ｍのように３
−４９３６Ｈｚのクリスタル８８によって、又は、第３
図のｌＣｅ８ｂのように、ピン１６十の別の同様のチッ
プの出力からでも制御される。

可変分割器８６の目的は、可変分割器に与えられる制御
により、ビン７及び８上に１２００１１ｚ及び２４００
Ｈｚの信号を出すことである。そのような制御のひとつ
は、ビン１０を介して加えられる制御で、ビンＴに１２
００Ｈｚ、　　ビン８に２４００Ｈｚを与えるか、又は
、ビンＴに２４００Ｈｚ、　ビン８に１２００Ｈｚを与
えるかを決定するものであるｏしかし、その上、可変分
割器は、クリスタル８Ｔからのクロック発生器８４で決
定する基準により駆動され、一方、１２００Ｈｚ及び２
４００Ｈ鳳の搬送波は、受信信号と四期する能力を持っ
ていなければならないことに注目すべきである０このた
め、分割器８６の分割比率は、ビン６及び９上の信号に
よυ制御され、ビン６の方は搬送波出力の周波数を低く
する九めに分割器へのカウントを加え、ビン９の方は、
搬送波出力の周波数を高くするために分割器からカウン
トを減らす働きをする。同じように、もちろん、ビンＴ
及び８上の搬送波の周波数及び位相は、共に制御され、
位相の方は、比率の中の一時的なステップで制御され、
そして周波数の方は、比率の中の連続的な変化により制
御される。

各ＩＣのピン２上の入力は、好適な実施例で４徐フイル
タ罠なっている切換コンデンサ回線フィルタ８８に加え
られる。このフィルタの出力は、その後、通常イコライ
ザ遅延部９０に加えられ、それからイコライザ振幅部９
２に加えられ、その彼ピン３上の出力のため増幅器９４
によりバッファされる。振幅及び遅蔦イコライザは、も
ちろん、光性技術で周知のものであり、この好適な実施
例の中のこれらの特定のイコライザは、集積切換コンデ
ンサ形式で作られている。おのおののイコライザは、回
＠４及び５上の別個の制御により個々に側路されるが、
イコライザ祉、一般に電話回線の予想される特性によっ
て決定される。従って、ピン３上の出力は、単にフィル
タされ、イコライズされた２１２ＲＣＶ信号である。再
び第３図を参照すると、この信号は、低域フィルタとし
て結合された増幅器９６に加えられ、そのフィルタの出
力は、夏Ｃ＠＠＊及び６８にの両方のビン２４に結合さ
れていることが分かる。

第４図の中に見られるように、各ＩＣのビン２４は、搬
送波信号としてビン１９に加えられる入力を使用する平
衡変調器９８への入力端子である。

第３図から、ＩＣ６８ｂのビン１９は、ＩＣ（ｉ８ｍの
ビン１に接続され、従って、ＩＣ８１１ｂのピン２４上
の入力は、余弦搬送波であり、一方ＩＣ６８１は、正弦
搬送波で作動するものであることが分かる。平衡変調器
９８からの各ＩＣ中の復調された出力は、切換コンデン
サ基本帯域フィルタ１００でフィルタされ、そのオフセ
ット調節゛は、ピン４を介して利用できる。その後、復
調され、フィルタされた各出力は、回＠１８．２０、及
び２２上の２進符号化信号を介して７つの４ｄｂステツ
プの中で制御される可変利得増幅器１０２に加えられる
。従って、利得制御は、基本人力信号上で与えられるの
ではなく、回線フィルタリング、復調及び基本帯域フィ
ルタリングの後でのみ与えられることが分かる。

ビン１７上の２つのＩＣのＡＣ３部の出力は、信号速度
に同期され、かつ、はぼタイミングをとられた（その方
法はまだ説明していない）毎秒６００パルスの信号であ
るサンプル信号により制御される１対のスイッチ１０４
及び１０６に加えられる。

これは、一時サンプルを提供し、信号速度でコンデンサ
１０８及び１１０上に正弦及び余弦信号の保持をする。

第３図に見られるように、トランジスタ１１２は、回線
１１４上に一定の電流シンクを得るために、結合されて
いる。ＸＧＡＴＥ及びＹＧＡＴＥ信号によりそれぞれ制
御されるスイッチ１１６及び１１８は、回＠１４へのコ
ンデンサ１０８及び１１０を接続するために引続き使用
される。コンデンサの一方、たとえばコンデンサ１０８
がスイッチ１１６を介して回１！１１４に接続されてい
る時、コンデンサの電圧は、増幅器１２０の負の入力を
高め、低出力信号Ａ／Ｄを生じる。しかし、電流シンク
は、一定速度でコンデンサを放電し、増幅器１２０への
負の入力が正の入力に関してコンデンサ上の最初のサン
プルされた電荷による時間で負の方向へ行く正味の効果
を伴う。このようにして、マイクロプロセッサ、特にマ
イクロプロセッサ６５ｂは、連続的に付勢するスイッチ
１１６によりスイッチ１０４及び１０６を介してＩＣ出
力の各サンプルについて、コンデンサ１０８及び１１０
上のサンプル電圧を効率的に感知し、信号に／Ｄの移行
に必要な時間を測定し、スイッチ１１６を消磁し、そし
てスイッチ１１８を介してコンデンサ１１０のための測
定手順を繰り返し実施する〇各すンプル上の状態を変更
するための２つのＡ／Ｄ信号にとっての時間は、サンプ
ル信号の発生時におけるそれぞれのチャネルの可変利得
増幅器の比較的瞬間的な出力電圧による。そしてその電
圧は、もちろん、スイッチ１０４及び１０６に加えられ
るサンプル信号の復調及びタイミングに使用される搬送
波の位相に敏感である。第２図の信号配置を再び参照す
ると、スイッチ１０４がＸチャネルをサンプリングする
ものとすると、信号配置から３つの信号値が使用される
（１，０．−１）ことに気付くだろう。比較的高い電圧
を呈するコンデンサ１０８上のサンプル電圧は、コンデ
ンサ１０Ｂがスイッチ１１６を介してサンプリングされ
る場合、信号ＬΦについて移行時間を比較的長く遅延す
る。−１の状態に相当する比較的低い電圧は、信号Ａ、
／　Ｄについて比較的早い移行を行い、そしてＩＩｋ後
に中間の長さの時間遅延は、ゼロ状態に相当するサンプ
ル電圧について信号Ａ／Ｄの移行の４’［生じる。ＩＣ
のビン２１を介するバイアス制（１ＭＩｔま、調節を行
うためのものであり、従って、イのプヤネルの「ゼロ」
レベルを呈する中間の出力の制御に近い。このようにし
て、毎秒１２００サンプルの速さで増幅器又はコンパレ
ータ１２０の出力の移行時間を連続的に試験して、マイ
クロプロセッサは、毎秒６００サンプルで同時にサンプ
ルした２つのチャネルの出力を直接測定することが分か
る。測定され九時間は、マイクロプロセッサにより、受
信データを解読し、そしてデータ出力信号ＲＸＤを作る
ために直接使用され、そしてそれは順次に、Ｊｌコネク
タ上に２１２ＲＸＤ信号出力を作るために反転される。

しかし、それに加えて、今から説明する方法で、測定さ
れた時間は、サンプル信号のタイミングを設定したり、
そして受信信号への搬送波をロックするように、搬送波
を制御するためにも使用される。

データ装置の受信部におけるサンプリング時間及び搬送
波の復旧を制御する方法は、本発明の非常に重要な点で
ある。この方法は、第５図、第６図、及び第７図、韮び
に次の等式を参照して説明される。

Ｑ２−０３−０２一点（３）と点（２）との間の位相差
（Ｑ２−０°、９０°、１８０°、又は２７０°）Ｅ２
−Ｐ２−Ｄ２一点Ｐ２の位相差誤差Ｑｌ−０２−ＤＩ一
点（２）と点（１）との間の位相差（Ｑｌ−０°、９０
’、１８０°、又は２７０’　）最初に、搬送波は、基
本的に受信信号にロックされ、そして粗いタイミングが
設定されていると仮定する。さらに、３つの連続する信
号点ＰＩ。

Ｐ２．及びＰ３が第５図の信号配置の中に図示された位
置にあり、そして隣接する軸に近いデータ点Ｄ１．Ｄ２
．及びＤ３として解釈されていると仮定する。連続する
各サンプル点は、もちろん、Ｘ及びＹチャネルのＡ／Ｄ
倍だけマイクロプロセッサに知られている。例証として
、点Ｐ１については、Ａ／Ｄ信号のＸチャネル時間が最
大値又はそのすぐ近くにあり、一方、点ＰＩのＹチャネ
ルのＡ／Ｄ時間は近いが、その中間値より少し大きい〇
第５図に図示した位相誤差Ｅ１及びＥ２は、それぞれデ
ータ点Ｐ１及びＰ２の最寄りの軸からの角伽差を表す。

明らかに、Ｐｌの誤差とみなされる小さい角度は、Ｙ座
標の値であり、Ｐ２の誤差は、Ｘ座欅のイーである（第
５図では負の１１）。これらの誤差は、サンプリング時
間の誤差によるもの、搬送波の位相の１差によるもの、
又はその両方によるものがある。好適な実施例において
、各誤差Ｅｎは、それに相当する搬送波の位相を小刻み
に修正するために使用される。続いて図示されるように
、誤差Ｅｎの一部は、タイミングの誤差によるもので、
その結果、実際上、正しくない方向に搬送波位相の小刻
みな修正を行うことになる。しかし、″すべでの単一の
小刻みな搬送波位相の修正は、比較的小さく、正しい方
向での搬送波位相修正が正しくない方向のそれを統計的
に数で大幅に上回らない限り、それ自体は、装置を混乱
させるものではない。これは、本発明の場合であり、実
際に、搬送波同期（位相と周波数の両方の）は、信号の
初期設定処理の間に容易に得られる。事実上、搬送波追
跡は、位相をロックしたループで達成され、ソフトウェ
ア中で実現され、そして各サンプル点について述べたよ
うに位相修正を行う◎それに加えて、サンプル点は、第
６図の表によりタイ２ング修正のために使用され、その
表は、好適な実施例においては、リード・オンリ・メモ
リの中に永久的に記憶された単一の調査表として使用さ
れるものである。前述の等式から分かるように、そして
第５図に図示したように、位相差Ｑｌは、データ点Ｐ２
とＰＩとの間の位相差（９０°刻みの）を表している。

（−９０°の位相差は、＋２７０゜の位相差とみなす）
。同様に、データ点Ｐ２及びＰ３の位相差Ｑ２は、デー
タ点Ｐ３の角度からデータ点Ｐ２の角度を差引いたもの
である。第５図に図示した例証で、Ｑｌ及びＱ２は、共
に９０°である。他方、もしデータ点Ｐ３が点Ｐ　３’
の位置にあったなら、ＱＩＦｉ、もちろん、９００のま
まであるが、Ｑ２は、２７０°になるだろう。

点Ｐ１．Ｐ２．及びＰ３の相対位置により、小刻みなタ
イミング誤差修正は、第６図の表により打われる。特定
の例１として、第５図に図示された点Ｐ１．Ｐ２．及び
Ｐ３について、Ｑｌ−９０゜ぞしてＱ２−９０°である
。従って、小刻みなタイミング１差修正は、Ｅ２の極性
と共に行われる。

ｒなわち、Ｅ２の角度−差は正であるので、タイミンク
は進められる。他方、もしＰＩが図示したように９０°
で、第３のデータ点Ｐ３がＰ　３’の位置にあり、Ｑ２
が２７０°であるなら、第６図の中でタイミング修正は
、表示されない。これは、必ずしもタイミングが正しい
ことを意味するものではなく、引続き説明するように、
タイきング誤差のサインが決められず、従って、適切な
修正の方向が決められなかったことを意味する。

もし、他方、３つの連続する点ＰＩ、Ｐ２．及びＰ３に
ついての信号配置が第７図に図示したようであれば、位
相差Ｑ１は１８０’であり、位相差Ｑ２は、２７０°で
ある。この場合、加えられるタイミング修正は、位相差
誤差Ｅ２と逆の方向のものである。すなわち、もし位相
差誤差Ｅ２が正の方向なら、タイミングは、小刻みに遅
らせなければならず、そして、もし、位相差誤差Ｅ２が
負の方向なら、タイきングは進めなければならない。

第６図の表の論理は、多数の異なる方法で説明される。

特に、もし３つの連続する点Ｐ１．Ｐ２゜及びＰ３のす
べてが同じ位置に来るか、又は、単に１本の軸上に並ぶ
と、タイミング誤差の方向は、決定できない。従って、
第６図の中で、ゼロと１８０°の４つの組合わせは、タ
イミング修正を生じないことに気付くだろう。さらにそ
の上、もし、３つの連続する点のすべてについて、第３
の点が、たまたま第１の点とほぼ同じ位置に来て、Ｑ２
がＱｌと重なると、タイミング誤差の方向は決定できず
、従って、修正は行われない。このことは、第６図にお
いて、９０−２７０及び２７０−９０の点については、
すべてのタイミング修正が無いことを説明している。１
差修正を生じるＱｌ及びＱ２の値に関して、多分量も見
やすいのは、第５図について説明した手順であり、そこ
ではＱｌ及びＱ２は、共に９０°である。そこで誤差Ｅ
２は、Ｘ軸の読みにおりる誤差、すなわち、理想的にゼ
ロが読み取られるべきであった場合の負のＸ軸の読みに
おける誤差であると思われる。さらにその上、点ＰＩ及
び点Ｐ３の位置により、−差Ｅ２がＸ軸信峙の前の点Ｐ
Ｉでのその最大又は最大に近い正の値から、後の点Ｐ３
でのその最も負又は最も負に近い値まで移行する間に起
きたことは明白である。

明らかに、最も正の値から最も負の値までの行程中にＸ
の値はゼロを通過しなければならない。Ｅ２の誤差は、
サンプリングが遅れたために生じ、それによシＸ信号は
、それがすでにゼロを通過して、最も負の値の方に向か
って出発した後にサンプリングされた。従って、タイミ
ングを進める必要がある。反対に、もしＥ２が逆方向で
あったなら、タイミングは、早過ぎたので、タイミング
を小刻みに遅らすことが必要であり、その修正の方向は
、そこでＥ２の符号によって決まるということが勧告さ
れる。（正の時は時計方向にすべきであり、負の時は反
時計方向にすべきである。）第５図に図示したような時
計方向でなく、もし点ＰＩ、Ｐ２゜及びＰ３が反時計方
向に同様に並んだなら、すなわち、もし、Ｐｌ及びＰ２
が共に２７００であれば、同じ結果が生じることを同様
の解析は示すだろう０点の有効な回転方向は、反転され
るので、第６図に図示したように修正の符号も反対にし
なけれけならない。

上記のことから、３つの連続する点について、Ｑｌ−Ｑ
２−９０°又ｔｉＱｌ−Ｑ２−２７０°である場合、タ
イミング誤差修正は、容易にできることが明白である。

しかし、仁れら２つの条件が統計的に再発するのは、ラ
ンダムに分布したデータについては、１６分の２の可能
性、すなわち１２／２パーセントの確率であり、誰でも
もつと度々タイミング誤差を修正することを好む。２１
２ｍデータ嗜セットの中での周波数フィルタリング（本
発明のフィルタで行われるような）の丸めに得られるイ
ンパルスの形は、記号間の干渉を最小限にするものであ
るということを考慮して、これは行われる。

理想的サンプル点は、前と後のパルスのゼロ交差する所
である。もし、サンプル点が理想的でなければ、１差が
隣接するインパルスによって生じる記号間干渉の関数と
なる。このインパルスは隣接するサンプル点のａｔで続
くが、雑音の中でタイミング修正するため信頼して使用
するには、十分な強さがないのでゼロ・オフセット及び
その他の要素がゼロ交差の感知を妨害したり、又は望ま
しくない時間のずれを生じたりする。このようにして、
もし３つの連続する点ＰＩ、Ｐ２．及びＰ３が、すべて
同じ位置にあるか、又は、同じ軸（たとえば、Ｘ軸）上
に分布していれば、第２データ点についての位相誤差Ｅ
２は、点Ｐ１の前、又は点Ｐ３の後に生じるＹチャネル
上のパルスにより、ある程度まで生じるＹ行程であるが
、多くの場合、雑音、Ｙチャネル内のオフセット、理想
的ノ（ルス形成の不足、その他を含んでいる。従って、
第６図の表の中のＱｌ及びＱ２のためのゼロと１８０と
の４つの組合わせに相当する４つの点は、タイミング修
正を有しない。最後に、もし、Ｑｌ−９０゜及びＱ　２
−２７０°、又はＱ　１−２７０°及びＱ２−９０６と
した信号配置を見たなら、これらの信号配置は、Ｐ３の
動きをたどり、実際上Ｐ１とＰ２との間に９０°の動き
を含み、そこで点Ｐｌ及びＰ３は、互いにｔｌぼ頂上に
あることが分かる。この場合、Ｋ２の位相差に対して上
昇を与える軸上の信号曲線の形は、サドル形の曲線か又
は逆サドル形の曲線である。大きいタイミング誤差は、
そのような曲線から容易に検出されるが、タイミング誤
差の方向又は符号は、その曲線が理想的タイミング点に
関して対称であるため、容易には検出できない。従って
、これらの条件のものについては、タイミング修正が、
いずれにしても行われない。

上記の搬送波位相及びタイミング修正方法を使用して、
本発明のデータ・セットは、２つのデータ・セットの間
の最初の握手中に通常行われる初期設定処理の間に受信
される信号の搬送波に容易にロックｅオンし、データ伝
送中ずつとロック・オンし続ける。初期設定処理の間、
ロッキングは、第２図に図示した座標システムに生じる
のではなく、その代りに、それと４５°を成す傾斜に生
じる。

この方向で、９点の配置が得られ、その中の４点は、第
２図の点と同様に軸上の点で、次の４つの点は、それと
４５°を成し、残りの１つの点は原点になる。そのよう
な状態は、プログラム制御の下に容易に検出され、そし
てそれは検出されると、過切な状急にロックするためシ
ステムを動かすステップの変更を生じる結果となる。

典型的なデータ・セットの送信部も第３図の中に見受け
られる。マイクロプロセラｔｓｓａは、テシタル・アナ
ログ変換器１２２によりアナログ信号に変換される成形
パルスを出すポー）Ｄ上に８ビツトの２進信号を設ける
。この変換器の出力は、ＩＣ６８ｂの回線フィルタ８８
部に平滑波形を与えるため低域フィルタとして結合され
る増幅器１２４によりフィルタされる。この回路フィル
タ（切換コンデンサ・フィルタ）の出力は、やはり低域
フィルタとして結合された増幅器１２６によりフィルタ
され、そして、スイッチ？２．７４゜８０、及び８２の
図示された位置で、さらに増幅器７６の２級ノツチ・フ
ィルタ接続によりフィルタされ、そしてＪｌコネクタ上
に２１２ＸＭＴ出力信号を発生する丸め増幅器１２８に
よりバッファされる。

マイクロプロセッサ６５ａのボー）Ｄの成形パルス出力
は、もちろん、Ｊ１コネクタ上に発生した基本帯域デー
タ流によ１）２１２ＴＸＤ信号と定められた、データ装
置の送信側の符号化され、変調された出力信号を出す。

このようにして、コーディング、サンプリング、ある波
形の成形、及び変調は、追加のサンプラ、変調器、その
他を要求することなく、プログラム制御の下に事実上行
われる。

集積回路の形を広範囲に具体化し、搬送波及びタイミン
グの両方を復旧するため、マイクロプロセッサ制御の下
に作動できる、新規で独特な完全二１モデムをここに記
載してきた。この形式で、個人的コンピュータと両立で
き、そして通常メイン・フレーム及びデータ端子を保存
する装置にまで通信能力を拡大する特に安価で小型の完
全二重モデムが具体化され良。本発明に使用される特別
の集積回路は、第４図に図示した各種回路を具体化する
ため現存する技術と周知の技法とを使用しただけである
。例証として、集積回路切換コンデンサ・フィルタは、
所望の特性の仕様に基づきカスタムＩＣ販売業者から容
易に入手できる。この一般的型式のフィルタは、例証と
して、本発明の一受入が製造した周波数シフト・キード
・モデムのような市賑昂として入手できる製品を以前か
ら使用している。そのようなフィルタは、１９７７年３
月にアリシナ州フェニックスで開かれた回路及び装置に
関する国際会議に提出された論文である「状態可変技法
を使用するＭＯＳサンプル・データ切換コンデンサ関連
フィルタ」と題する論文を含む各種の出版物に記載され
ている。同様に、第４図のその他の回路も特定の設計者
の選択により多数の方法で集積回路の形に具体化できる
在来型の回路である。第３図のマイクロプロセッサ６５
ａ及び６５ｂの作動プログラムについては、それらのプ
ログラムの印刷物を、それぞれ展示物Ａ及びＢとして仁
こに添付しである＠ 明らかに、本発明は、特定の好適表実施例について発表
され、記載されてき喪が、形式及び畦細についての各種
の変化が本発明の精神及び範囲から逸脱することな〈実
施できるということは、当業者により理解されるだろう
。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の好適な実施例によるデータ装置のブ
ロック図、第２図は完全二重モデムに使用される典型的
な信号配置図、第３Ａ図〜第３Ｄ図は、第１図の中のブ
ロック図に図示されたデータ装置の許細な回路図、第４
図は、第３Ｂ図の集積回路６８ａ及び６８ｂのそれぞれ
の詳細なブロック図、第５図及び第７図は、配置図の中
に３つの連続するデータ点の各種の位置を図解した信号
配置図、第６図は、本発明に使用されるタイミング修正
の表、そして第８図は、第１図のサンプリング回路の代
替ブロック図である。 ２２・・・エンコード、３６・・・送信回線フィルタ、
３９・・・４線から２＠への混合回路、４２・・・受信
口４！ｉｌフィルタ、６４・・・解読器、６６・・・決
定回路、８４・・・クロック発生器、＄６・・・可変分
割器、８８・・・回線フィルタ、９０・・・イコライザ
遅延部、９２・・・イコライザ振幅部、９８・・・平衡
変調器、１００・・・基本帯域フィルタ、１０２・・・
可変利得増幅器手続補正書（邸ジ 昭和Ｃと年り月／２日 １、事件の表示 ヂン”７　□　ｌ／　ｊツ’Ｅ　Ｍ　＊　ｊＫＥ　Ｍｌ
−７１１＃Ａｋ　ｆ！　７　ｉ３、補ＩＩ：、をする者 事件との関係　　　　　　　ｊ＋打出願人メカｈ　）べ
°メジタン　／ンコーメ゛しＸｙ／Ｕ４、代　理　人 ５、補正命令の日付　　昭和　　年　　月　　日（１）
Ｒジ手続補正書（方式） 昭和５８年３り／Ｚ日 特許庁長官　着　杉　和　夫殿 （特許庁審査官　　　　　　　　　　殿）１、事件の表
示 昭和５７年　特　許　願第　２００４７１　　号２、発
明の名称 デジタル通信用変調器復調器セット ３、補正をする者 事件との関係　　　響　　許　　　出願人名称　　　ノ
ベイション　インコーホレイテッド４、代　　理　　ノ
（ ５、補正命令の日付　　昭和５８年２月２２日発送日６
、補正の対象 （２１図面第１図 ７　補正の内容 （１）　　明細書第４３頁７行目〜８行目［第６図は、
・・・・・・修正の表」とあるを、「第６図は、本発明
に使用されるタイミング修正の表図、」と補正する。 （２）　　添付図面第１図を別紙のように補正する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＋１１　　方形波の娠幅変調信号用受信器と共に使用す
   る、同相及び方形復調信号をサンプリング回路により一
   定のずンプリング速度で共にサンプルする装置で、該装
   置は、サンプリングのタイミングを制御し、そして、上
   記同相及び方形復調信号のサンプリングのタイミングを
   とる手段、及び上記タイミング手段に対してタイミング
   の修正を行うタイミング誤差修正手段から成り、上記タ
   イミング誤差修正手段は、上記タイミング修正を行うた
   めに特定の信号手順に応答するようになっている上記装
   置。 （２）上記タイミング誤差修正手段が、上記サンプルさ
   れた１対の信号の位相１差に基づき上記タイミング手段
   に対してタイミング修正を行う手段であり、サンプルさ
   れた信号の直前の１対の信号、サンプルされた１対の信
   号、サンプルされ良信号の直後の１対の信号から成る３
   つの連続した対のサンプルされた信号が上記特定の信号
   手順のひとつと成っている特許請求の範囲第１項の装置
   。 （３）　　上記特定の信号手順が上記３つの連続する対
   のサンプルされた信号を含み、３つの連続するデータ点
   として信号配置図上にプロットされた時、第１データ点
   から第２データ点への位相角及び第２データ点から第３
   データ点への位相角が共に十９０度か又は共に＋２７０
   度のように互いに離されている特許請求の範囲第２項の
   装置＠（４）上記特定の信号手順が、上記３つの連続す
   る対のサンプルされた信号の信号手順を除くすべてのそ
   の他の信号手順をさらに含み、３つの連続するデータ点
   として信号配置図上にプロットされた時、３つのデータ
   点がすべて１本の軸上、又は直径線上に並ぶか、あるい
   は、第１と第３のデータ点が同時に同じ位置になるよう
   に分布される特許請求の範囲第３項の装置。 （５）上記の各タイミング修正が所定の大きさのもので
   あるような特許請求の範囲第４項の装置。 （６）十Ｈピタイミング手段がプログラム制御の下に作
   動するデジタルのタイミング手段でおる特許請求の範囲
   第５項の装置。 （７；　　上記タイミング手段及びタイミング誤差修１
   １＋段は、マイクロコンピュータ手段を有し、そしてそ
   れは、その作動プログラムを記憶するプロダラム配憶手
   段、及びサンプルされた各対の信号ケマイクロプロセッ
   サ入カに適する形に変換し、上記変換された信号をそこ
   へ表示する手段を含み、−にニー　Ｍｒｊマイクロコン
   ピュータ手段は、上記信号速度でト配サンプリング回路
   へのタイミング信号を発生するためプログラム制御の下
   に作動でき、そして、さらに、上記対のサンプル信号中
   の特定の信号手順に応答して上記タイミング信号に対し
   てタイミング誤差修正を行わせるためプログラム制御の
   下で作動できる特許請求の範囲第１項の装置。 １８）同相及び方形波基準信号が発生する方形波振幅変
   １１１４信号受信器でサンプル信号のタイミング誤差修
   正を行う方法で、 （Ｍｌ上記１川相及び上記方形波復＃ＪＩ４信号を一定
   の（ｂ）各連続対のサンプルされ良信号についてその位
   相誤差を調べ、 （ｅ）サンプルされた信号の３つの連続する対が特定の
   信号手順の所定のグループのひとつを含むか調べるため
   に各連続対のサンプルされた信号を試験し、 そして、 （ｄ）次に前の対のサンプルされた信号と共にとった１
   対のサンプルされた信号が（６）て定めた特定の信号手
   順の所定のグループの１つを含む場合、伽）で定めたよ
   うＫｌ対のサンプルされた信号の位相誤差に基づきサン
   プル信号のタイミングを調節するためタイミング誤差修
   正を行う ステップから成る上記の方法。 （９）特定の信号手順の所定のグループのいくつか社、
   ３つの連続する対のサンプルされた信号を含み、３つの
   連続するデータ点として信号配置図上にプロットされた
   時、第１データ点から第２データ点への位相角及び第２
   データ点から＃Ｉ３データ点への位相角が共に＋９０度
   か又は共に＋２７０度のように互いに離されている特許
   請求の範囲第８項の方法。 ０１１　　上記特定の信号手順が、上記３つの連続する
   対のサンプルされた信号の信号手順を除くすべてのその
   他の信号手順をさらに含み、３つの連続するデータ点と
   して信号配置図上にプロットされた時、３つのデータ点
   がすべて１本の軸上、又は直径線上に並ぶか、あるいは
   、第１と第３のデータ点が同時に同じ位置になるように
   分布される特許請求の範囲第９項の方法。 Ｏｌ　　方形波振幅変１１１４信号用受信器であって、
   電話回線に結合し、電話回線に受かるような方形振幅変
   調信号の周波数範囲内の電話回線上の信号に応答する出
   力を発生する手段としてのライン会フィルタ手段、上記
   ライン・フィルタ手段に結合され、それに応答して第１
   及び第２復調器出力を発生するため、同相及び方形波基
   準信号で作動する第１及び第２復調手段、上記第１及び
   第２復調器の出力端子にそれぞれ結合され、所望の検波
   信号の周波数範囲以上の復調器出力中の大幅に減少され
   た周波数成分を含む後復！１４１フィルタ出力を発生す
   る第１及び第２後復調フイルタ手段、上紀第１及び第２
   後復調フイルタの出力中の変動に関係なく、はぼ所定の
   振幅の第１及び第２　ＡＧＣ出力信号を発生するため上
   記第１及び第２後復調フイルタ手段にそれぞれ結合され
   た第１及び第２自動利得制御手段、ならびに、一定の信
   号速度で上記第１及び第２ＡＧＣ出力信号をサンプリン
   グし、そして上記サンプルされた信号をデジタル信号に
   変換するため、上記第１及び第２自動利得制御手段に結
   合された出力手段から成る上記受信器。