NL7903103A - Transmissiestelsel voor de overdracht van tweewaardige datasymbolen. - Google Patents

Description

T k -ί Λ N.V. Philips’ Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

19-4-79 1 PHN 9^25 ’’Transmissiestelsel voor de overdracht van tweewaardige da-tasymbolen".

A. Achtergrond van de uitvinding.

A (1) Gebied van de uitvinding.

De uitvinding· heeft betrekking op een transmissiestelsel voor de overdracht van tweewaardige datasymbolen in 5 synchrone aaneengesloten symbooltijdintervallen met een duur van T seconden.

In het bijzonder betreft het hier het gebied van de dataoverdracht via de kabels van het openbare telefonienet, tussen de abonnees en de telefooncentrales, waarbij het 10 spectrum zich uitstrekt vanaf 0 Hz tot een zekere hoogste frequentie. De component bij 0 Hz, de gelijkstroomcomponent, zal in het overgedragen signaal ontbreken wanneer in de kabel transformatorkoppelingen aanwezig zijn.

A (2) Beschrijving van de stand van de techniek.

15 Een algemeen bekende methode voor het overdragen van tweewaardige informatiesignalen zonder gelijkstroomcomponent en met voldoende klokinformatie, om eenvoudige opwekking van een kloksignaal mogelijk te maken, is de bi-phase modulatie. Volgens deze methode wordt het tweewaardige in-20 formatiesignaal phase gemoduleerd op een draaggolf met de bitfrequentie (l/T Hz) welke in-phase is met het informatie-signaal. Een variant van deze methode is beschreven in het U.S. octrooischrift 3*846,583. De phase van de draaggolf is o hierbij 90 verschoven ten opzichte van het tweewaardige informatiesignaal. Vanwege de speciale hierbij optredende 7903103 t' r 5 19-4-79 2 PHN 9425 6 pulsvorm is hiervoor de benaming "top hat" modulatie of code voorgesteld. De amplitudespectra van de gemoduleerde signalen volgens deze modulatiemethoden zijn weergegeven in Fig. 3 door de kromme BP, voor de bi-phase modulatie, S en door de kromme TH, voor de "top hat" modulatie. Deze twee spectra zijn asymmetrisch ten opzichte van de bit-frequentie (fT = 1).

Voor optimale detectie van de signalen zonder in-tersymboolinterferentie zal in deze gevallen een ontvang-10 filter nodig zijn waarvan de filterkarakteristiek een tegengestelde asymmetrie vertoont. Dit leidt echter tot een detectie welke minder optimaal is met betrekking tot de signaal-ruisverhouding.

B. Samenvatting van de uitvinding.

15 De uitvinding beoogt een transmissiestelsel van het onderhavige type aan te geven, waarin aan de ontvangzijde een optimale detectie van de datasymbolen mogelijk is zowel met betrekking tot de intersymboolinterferentie als de signaal-ruisverhouding welke detectie nagenoeg onafhankelijk 20 van de kabelkarakteristiek, voor een groot gebied van kabellengten, bijvoorbeeld 0-4 km, is.

Het transmissiestelsel volgens de uitvinding heeft het kenmerk, dat ieder datasymbool aan de zendzijde wordt omgezet in twee rechthoekvormige impulsen van tegengestelde 25 polariteit en met een duur van T/4 seconden op een onderlinge afstand van T/2 seconden en op een vaste afstand tot het begin van het symbooltijdinterval en aan de ontvangzijde de ontvangen signalen worden gefilterd overeenkomstig een laagdoorlaat-filterkarakteristiek met nulpunten bij 30 0 Hz en 2/T Hz en een sinusvormig verloop tussen deze nul punten.

C. Korte beschrijving van de figuren.

Fig. 1 is een blokschema van een transmissiestelsel volgens de uitvinding.

35 Fig. 2a-f tonen tijddiagrammen.

Fig. 3 toont enkele amplitudespectra volgens verschillende modulatie(codeer) methoden.

Fig. 4a-c: toont respektievelijk het amplitude- 7903103 19-4-79 3 ρην 9^25 spectrum, de impulsresponsie en het oogpatroon van het transmissiestelsel volgens de uitvinding, zonder kabel-demping.

Fig. 5 toont enkele kabelkarakteristieken.

S Fig. 6a-d toont respectievelijk het amplitude- spectrum, de impulsresponsie en het oogpatroon van het transmissiestelsel volgens de uitvinding, met kabeldemping, en een lineaire kabelkarakteristiek.

Fig. 7a-_c toont respektievelijk het amplitude-10 spectrum, de impulsresponsie en het oogpatroon van het transmissiestelsel volgens de uitvinding met een kabel van 4 km.

Fig. 8a-d toont respektievelijk het amplitude-spectrum, de impulsresponsie en het oogpatroon van het 15 transmissiestelsel volgens de uitvinding, met kabeldemping, en een lineaire kabelkarakteristiek.

Fig. 9a is het blokschema van een uitvoeringsvoor-beeld van de codegenerator voor toepassing in het transmissiestelsel volgens Fig. 1; Fig. 9b toont een bijbehorende 20 geheugentabel.

Fig. 10 is het schema van een uitvoeringsvoorbeeld van het ontvangfilter voor toepassing in het transmissiestelsel volgens fig. 1.

Fig. 11 is het schema van een alternatief uit-25 voeringsvoorbeeld van het ontvangfilter voor toepassing in het transmissiestelsel volgens fig. 1.

Fig. 12 toont enkele filterkarakteristieken van het ontvangfilter.

Fig. 13 is het blokschema van een alternatieve 30 ontvanger.

Fig. 1 4ja-_c tonen ti jddiagrammen.

D. Beschrijving van de uitvoeringsvoorbeelden.

Met een stelsel van het onderhavige type wordt beoogd om tweewaardige datasymbolen, verder bits genoemd, o-35 ver te dragen van een zender _1_ (fig. 1) naar een ontvanger 2 via een transmissiemedium Dit medium kan bestaan uit één of meer secties van een kabel en kan transformator-koppelingen bevatten. Er kunnen dan via de kabel geen signa- 7903103 19-4-79 4 , PHN 9425 % . » len, welke een gelijkstroomcomponent bevatten, worden overgedragen.

De zender bevat een databron 4, welke een stroom van bits levert met bitintervallen van T sec. welke gesynchro-5 niseerd worden door kloksignaalinrichting 5· De bits worden toegevoerd aan een codegenerator 6, welke voor iedere bit een bepaalde tijdfunctie of1 golfvorm genereert met een duur van T sec.

De ontvanger bevat een ontvangfilter 7 met een 10 daarop aangesloten bemonsterschakelaar 8, welke synchroon met de ontvangen datasignalen wordt bestuurd door kloksignaalinrichting 9· Op bemonsterschakelaar 8 is een polariteit sdetector 10 aangesloten voor het bepalen van de waarde van iedere ontvangen bit.

^ De kloksignaalinrichting 9 kan worden gesynchroni

seerd door kloksignaalinrichting 5> door middel van een afzonderlijk synchronisatiesignaal, dat van kloksignaalinrichting 5 via het transmissiemedium 2. naar kloksignaalinrichting 9 wordt overgedragen. Dit is symbolisch aangeduid 2G

door de gestippelde verbinding tussen deze inrichtingen.

In de praktijk wordt veelal gewenst, dat kloksignaalinrichting 9 de synchronisatieinformatie kan betrekken van het overgedragen datasignaal. Het overgedragen datasignaal bevat signaalovergangen op afstanden van T/2 sec, welke informatie 25 omtrent de klok van de zender verschaffen. Het afleiden van het kloksignaal uit het datasignaal vormt niet het onderwerp van de onderhavige aanvrage.

De codegenerator 6 genereert de golfvormen welke in Fig. 2 geïllustreerd zijn. Fig. 2a geeft de indeling 30 “ van de tajd-as in symboolintervallen van T sec. aan. Fig. 2b geeft een bit met de waarde "1" aan in een eerste symboolin-terval en geeft een bit met de waarde "O" aan in een tweede symbool interval. In Fig. 2_c zijn de bijbehorende golfvormen 35 geïllustreerd, waarbij in Fig. 2d de duur van de verschillende delen van de golfvormen is aangegeven.

De golfvorm voor de bitwaarde ”1" bestaat uit een negatieve impuls welke door een positieve wordt gevolgd, 7903103 *- Μ 19-4-79 5 ΡΗΝ 9^25 welke impulsen een duur van T/4 sec. hebben. De afstand tussen (overeenkomstige punten van) de impulsen bedraagt T/2 sec,

De golfvorm voor de bitwaarde ”0" is identiek aan die voor de bitwaarde ”1”, maar heeft de tegengestelde polariteit.

5 De afstand van de impulsen tot het begin van het symboolinter-val speelt geen rol. De golfvorm volgens Fig. 2e en f kunnen derhalve eveneens worden toegepast. In het navolgende zal worden aangenomen, dat de zender de golfvormen volgens fig.

2_c opwekt. Een verschuiving van de golfvormen naar die van 10 fig. 2_e of f zal de vertragingskarakteristiek van de zender beïnvloeden, maar niet het amplitudespectrum van het uitgezonden signaal.

Tengevolge van de gekozen codering, welke vanwege de daarbij gebruikte typische golfvorm aangeduid kan worden als 15 •'krukas” code, verkrijgt het zendsignaal een amplitude spectrum zoals in Fig. 3 door de kromme CS (crank-shaft) is aangegeven. Ter vergelijking zijn in dezelfde figuur de amplitude spectra voor bi-phase modulatie, kromme BP, en voor de "top-hat” code, kromme TH, aangegeven. Het deel van het amplitude-20 spectrum boven tweemaal de bitfrequentie, het punt fT = 2, wordt niet beschouwd omdat dit in de ontvanger wordt afgesneden.

Indien gewenst kan dit deel van het spectrum in de zender door een eenvoudig filter worden onderdrukt. Zoals gezien kan worden uit Fig. 3 is het amplitude spectrum volgens de ^ krukas-code in hoge mate symmetrisch om een as welke door het punt fT = 1 gaat. Deze symmetrie is van voordeel wanneer tussen zender en ontvanger een kabel is opgenomen, waarvan de amplitude vz. frequentiekarakteristiek een nagenoeg lineair verloop heeft. Signaalcomponenten met frequenties 30 welke symmetrisch liggen ten opzichte van de bitfrequentie dragen dezelfde informatie over, op de wijze van een dubbel- zxjband gemoduleerd signaal. Deze signaalcomponenten worden door een lineaire kabelkarakteristiek op complementaire wijze gedempd zodanig, dat de som van deze signaalcomponenten 35 op uniforme wijze wordt gedempd. Voor de informatie-overdracht komt dit overeen met demping door een kabel met een uniforme karakteristiek.

7903103 ï * t 19-4-79 6 phn 9425 Λ

De Fourier transformatie van de tijdfunctie volgens Fig. 2_c, welke verder wordt aangeduid als de spectrum-functie van de krukas-code, wordt, afgezien van een reële constante factor, gegeven door : 5 - sin (ηρ) * sin ^~8~^ (l)

3 wT

8

De laatste term in uitdrukking (l) is de vormfac-10 tor, welke het gevolg is van de pulsbreedte van T/4 sec.

Voor Dirac-impulsends de vormfactor : 1. De laatste term in uitdrukking (l) heeft in het interval van O Hz tot tweemaal de bitfrequentie (fT = 2) nog weinig invloed. Het amplitude spectrum van de krukas-code heeft dus bij benadering ^ een sinusvormig verloop.

Uitgaande van een spectrumfunctie voor de zender zoals gegeven door het eerste deel van de uitdrukking (l), heeft de ontvanger voor witte ruis een optimale signaal-ruisverhouding, wanneer de overdrachtsfunctie van het ont- 20 vangfilter wordt gegeven door : j sin (wT) (2) b ^ Het ontvangfilter 7 is in principe een laagdoor- laatfilter met als grensfrequentie tweemaal de bitfrequentie. Het optimale ontvangfilter heeft een overdrachtsfunctie welke beneden de grensfrequentie voldoet aan uitdrukking (2). Als optimum werd beschouw het geval dat de spectrumfunctie van de zender volledig door het eerste deel van uit-30 ( \ drukking (1) vertolkt wordt. Tengevolge van de aanwezigheid van de laatste term in uitdrukking (1) wordt het optimum niet geheel bereikt. Het verlies aan signaalruisverhouding bij toepassing van de krukas-code blijkt echter slechts 1 dB 35 te bedragen.

Voor een goede signaaldetectie is het gewenst dat aan de uitgang van ontvangfilter 7 de intersymboolinterferen-tie zo klein mogelyk is. Dit is het geval wanneer het 7903103 » φ 19-4-79 7 ΡΗΝ 9^25 « stelsel gevormd door zender en ontvanger tezamen een overdrachtsfunctie heeft, welke voldoet aan de uitdrukking (sin (^~) )2 (3) 5

Deze karakteristiek is weergegeven in Fig. 4a, door kromme A1. De bijbehorende impulsresponsie is weergegeven in Fig.

4b door kromme B1. Het oogpatroon dat optreedt aan de uitgang van het ontvangfilter is weergegeven in Fig. 4_c. Hierin is ^ de symboolperiode T aangegeven. Het kan gezien worden dat op de bemonstermomenten to, to' geen intersymboolinterferentie optreedt.

Ter realisatie van een stelsel met een overdrachtsfunctie welke voldoet aan uitdrukking (3) in het geval van 15 de krukas-code, wordt het ontvangfilter 7 zo gekozen, dat de overdrachtsfunctie tussen 0 Hz en de grensfrequentie voldoet aan de uitdrukking : 20 j wT * cos (~) (4)

Het kan eenvoudig worden gezien dat vermenigvuldiging van de uitdrukking (l) en (4) zal leiden tot uitdrukking (3)» afgezien van een niet relevante constante _c reële factor.

Z9

Vergeleken met een ortvangfilter volgens uitdrukking (2) treedt bij toepassing van een ontvangfilter volgens uitdrukking (4) een gering verlies in signaal-ruisverhouding van slechts 0,1 dB op. De filterkarakteristieken volgens 30 de uitdrukking (2) en (4) zijn weergegeven in Fig. 12 door de krommen F(2) en F(4).

In het navolgende zal verondersteld worden dat het ontvangfilter 7 voldoet aan uitdrukking (4), hetgeen impliceert dat geen intersymboolinterferentie op de bemonstertijd-35 stippen to, to' optreeedt. Het stelsel voldoet dan aan de eerste Nyquist-voorwaarde.

In Fig. 5 zijn enkele amplitude vz frequentie-karakteristieken voor verschillende kabellengten weergegeven.

7903103 ί . » 19—4—79 8 ΡΗΝ 9^25 Λ

Voor de bitfrequentie wordt hier en in het navolgende een frequentie van 64 kHz aangenomen.

Ter illustratie van de werking van het stelsel bij aanwezigheid van een kabel tussen de zender en de ontvanger 5 zijn in de figuren 6, 7 en 8 voor verschillende kabelkarak-teristieken het amplitude spectrum, de impulsresponsie en het oogpatroon aan de uitgang van het ontvangfilter weergegeven.

Het amplitude spectrum wordt vertolkt door de 10 krommen A2, A3 en A4, in de figuren 6a, 7a, en 8a, waarbij de kromme A1 van Fig. 4a als referentie dient, De impulsresponsie wordt vertolkt door de krommen B2, B3 en B4 in de figuren 6b, fb en 8b, waarbij de kromme B1 vaii Fig. 4b als referentie fungeert. Het oogpatroon is weergegeven in 15 de figuren 6c_, 7c, en 8jc.

Fig. 6 heeft betrekking op een kabel met een lineaire amplitude vz frequentiekarakteristiek, zoals is geïllustreerd in Fig. 6d. Fig. 7 heeft betrekking op een kabel met een lengte.van 4 km waarvan de amplitude vz. frequentie-20 karakteristiek is weergegeven in Fig. 5* Fig. 8 heeft betrekking op een lineaire amplitude vz. frequentiekarakteristiek volgens Fig. 8d, met een grensfrequentie welke gelijk is aan tweemaal de bitfrequentie. Het kan gezien worden dat in al deze gevallen de ooghoogte op de bemonstermomenten to, tö' 25 praktische de maximale waarde heeft en ook de breedte van het oog ter weerszijden van de bemonstermomenten to, to' praktisch de maximale waarde heeft. De kabelkarakteristiek heeft bijgevolg nagenoeg geen invloed op de signaaldetectie. De enige invloed van de kabel bestaat uit een verzwakking *3 n van de piekwaarde van het ontvangen signaal op de bemonstermomenten.

Een uitvoeringsvoorbeeld Tan zender _1_ is weergegeven in Fig.,9a· De kloksignaalinrichting 5 bevat een im- pul'sbron 1 1 met een frequentie van viermaal de bitfrequentie 35 4/T Hz. Deze frequentie wordt in twee deeltrappen 12 en 13 gedeeld tot tweemaal de bitfrequentie 2/T Hz en eenmaal de bitfrequentie 1/T Hz. De signalen met de frequentie 4/T, 2/T en 1/T Hz worden toegevoerd aan de exclusief-of poorten 7903103 19-4-79 9 PHN 9425 14, 15 en 16 in codegenerator 6. Aan een tweede ingang van deze poorten wordt het uitgangssignaal van de databron 4 toegevoerd. Op deze wijze ontstaan aan de uitgangen van deze poorten tweewaardige signalen aQ, a^ en a^ , welke te-5 zamen driebits-adressen vormen voor een ROM-geheugen 17·

Het geheugen omvat acht met deze adressen corresponderende geheugenplaatsen in ieder waarvan een X-bit en een Y-bit zijn opgeslagen overeenkomstig de tabel van Fig. 9&·

Signalen overeenkomende met een uitgelezen X-bit 10 en Y-bit, worden via gelijke weerstanden toegevoerd aan de ingang van een verschilversterker _18_. Deze levert het uitgangssignaal Vu overeenkomstig de laatste kolom van de tabel volgens Fig. 9h- Eenvoudig kan worden geverifieerd, dat in de symboolintervallen van T sec. aan de uitgang van 15 verschilversterker de golfvormen overeenkomstig fig.

2c gegenereerd worden.

Een uitvoeringsvoorbeeld van ontvangfilter 17 met een overdrachtsfunctie volgens uitdrukking (2), kromme F2 in Fig. 12, is weergegeven in Fig. 10. Een uitvoeringsvoorbeeld voor ontvangfilter 7 met een overdrachtsfunctie volgens uitdrukking (4), kromme F(4) in Fig. 12, is weergegeven in Fig. 11. Dit filter bestaat uit de cascadeschakeling van een differentiator met de overdrachtsfunctie jw (in de figuur rechts) en een laagdoorlaatfïlter met de overdrachts-functie cos (wT/8) (in de figuur links). In de praktijk werd een grensfrequentie van 128 kHz toegepast. Het bepalen van de componentwaarden van de filters bij een gegeven grensfrequentie ligt binnen het bereik van de gemiddelde 30 vakman.

Het blokschema van een alternatieve ontvanger voor de krukas-code is weergegeven in Fig. 13, Deze bevat een ontvangfilter 19 met een uniforme laagdoorlaatkarakteristiek, zoals geïllustreerd bij 20. Op de uitgang van het filter zijn 35 twee bemonsterschakelaars 21 en 22 aangesloten. Deze worden bestuurd door kloksignaalinrichting 23 met de bitfrequentie 1/T Hz en een phaseverschil van 180°. De bemonstermomenten van de schakelaars 21 en 22 zijn geïllustreerd in fig. 14b en 7903103 19-4-79 10 β ΡΗΝ 9^25 * * £ ten opzichte van de in fig. 14a, weergegeven golfvorm van de krukas-code. Het signaalmonster van bemonsteraar 21 wordt door de vertragingssectie 24 over de halve bemonsterperiode vertraagd. Een verschilvormer 25 vormt het verschil tussen het 5 vertraagde signaalmonster en het signaalmonster van bemonsteraar 22.

Op de uitgang van verschilvormer 25 is een bemonsteraar 26 aangesloten en hierop is een polariteitsdetector 27 aangesloten. Deze laatste inrichtingen komen overeen met 10 bemonsterschakelaar 8 en polariteitsdetector 10 in Fig. 1. Aan de uitgang van polariteitsdetector 27 verschijnen de geregenereerde tweewaardige datasymbolen.

De inrichting welke zich bevindt tussen de uitgang van filter 19 en de ingang van bemonsteraar 26 gedraagt zich ^ als een netwerk met een overdrachtskarakteristiek zoals is geïllustreerd bij 2,8. Dit is een periodieke karakteristiek met een sinusvormige verloop tussen 0 Hz en tweemaal de bitfrequentie, overeenkomstig uitdrukking (2). De combinatie van de karakteristieken _20 en 28 vervult in deze ontvanger 20 dezelfde functie als de karakteristiek van ontvangfilter 7 in de ontvanger volgens Fig. 1.

25 30 35 7903103

Claims (3)

9 19-4-79 1/ PHN 9425 CONCLUSIES.

1. Transmissiestelsel voor de overdracht van tweewaardige datasymbolen in synchrone aaneensluitende symbool-tijdintervallen met een duur van T sec., met het kenmerk, dat ieder datasymbool aan de zendzijde wordt omgezet in twee 5 rechthoekvormige impulsen van tegengestelde polariteit en met een duur van T/4 sec. op een onderlinge afstand van T/2 sec. en op een vaste afstand tot het begin van het symbooltijd-interval en aan de ontvangzijde de ontvangen signalen worden gefilterd overeenkomstig een laagdoorlaatfilterkarakteristiek ^ met nulpunten bij 0 Hz en 2/Teen sinusvormig verloop-tussen deze nulpunten.

2. Ontvanger voor toepassing in het transmissiestelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de ontvanger tussen de signaalingang voor de signalen van de zendzijde en 15 een signaalregeneratie-inrichting een laagdoorlaatfilter met een filterkarakteristiek met een maximum bij 0 Hz en een nulpunt bij 2/T Hz en een cosinusvormig verloop tussen het genoemde maximum en het nulpunt, en een differentiërend netwerk in cascade bevat. 20

3. Ontvanger voor toepassing in het transmissiestelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de ontvanger tussen de signaalingang voor de signalen van de zendzijde en een signaalregeneratie-inrichting een laagdoorlaatfilter met een uniforme frequentiekarakteristiek tussen 0 Hz en 7903103 19-4-79 /2 β ΡΗΝ 9^25 2/τ Hz bevat en op de uitgang van het laagdoorlaatfilter twee met een bemonsterfrequentie van 1/T Hz en een onderling tijdverschil van T/2 sec. werkzame bemonsterschakelingen zijn aangesloten en middelen aanwezig zijn voor het in ieder 5 symboolinterval toevoeren van het verschil van de signaal-monsters aan de sagnaalregeneratie-inrichting. 10 15 20 25 30 7903105 35