JP2006501701A - ２つ又はそれ以上の部分チャネルにｑｐｓｋ信号のビットレートを分割する方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、変調器及び復調器に帯域限定されたフィルタを持つ少なくとも２つのチャネルにＱＰＳＫ信号のスペクトルを分割することによりＱＰＳＫ信号のビットレートを分割する方法に関し、少なくとも１つの実スペクトル及び少なくとも１つの虚スペクトルへ前濾波されたＱＰＳＫ信号の送信側分割、及び周波数多重の伝送、及び伝達関数に関係して送信機の変調器及び受信機の復調器におけるフィルタの大きさ設定を示す。

Description

発明の詳細な説明

本発明は、変調器及び復調器に帯域限定されたフィルタを持つ少なくとも２つのチャネルへＱＰＳＫ信号のスペクトルを分割することによってＱＰＳＫ信号のビットレートを分割する方法に関する。

１９９０年Ｈａｎｓｅｒ−Ｖｅｒｌａｇで発行されたＲＥ．Ｈｅｒｔｅｒ及びＷ．Ｌｏｅｒｃｈｅｒ著の専門書“ＮａｃｈｒｉｃｈｔｅｎＴｅｃｈｎｉｋ”５，Ａｎｆｌａｇｅ，１１０ｆｆから、ＰＳＫ法の基礎が公知であり、ＰＳＫ変調器及び復調器の実現及び周波数通信が記載されている。２ＰＳＫ信号から２乗により搬送波２ｆ_ｒを発生し、この搬送波から周波数分割により所望の搬送波を得ることが可能である。そのため一般にＮＰＳＫ信号ｌｄ（ｎ）ｍｄにおいて２乗せねばならないことが示されている。２乗の際位相角は倍加される。２ＰＳＫにおける第１の２乗段の後で、信号は位相位置０及び３６０°をとる。しかしこれらの位相位置は同じなので、２回２乗される信号のスペクトルは、位相角倍加後、同じ方向へ向く寄与を含む、スペクトルで見てこれは、最初の搬送周波数ｆ_ｒの倍加の際例えば４つのｆ_ｒにおいて所望の線が得られる。周波数分割により得られる周波数ｆ_ｒ基準搬送波は、正しい零相と比較して

ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ３７Ｎｏ．５（Ｍａｙ １９８９）、ＰＰ４３７〜４４８から、第２の直交信号の付加によりＱＰＳＫのビットレートをどのように倍加するかの提案が公知である。その４４７ページの図４は、このような信号形状を示している。パルスの垂直な辺のため、帯域幅は非常に大きいか、又は帯域限界において直交性が失われ、記号間干渉（ＩＳＩ）及び漏話（ＵＥＳ）がチャネルの間に生じる。論文の結末に、著であるＤ．Ｓａｈａ及びＧ．Ｂｉｈｄｓａｌｌは、帯域限界された送信フィルタＰ_１及びＰ_２と適当な整合フィルタＰ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊を受信側に使用する帯域限定されたシステムに立入っている（１４６ページの図１３）、

の装置はそれぞれ正弦搬送波及び余弦搬送波のために使用される。著者は、Ｐ_１及びＰ_２の対に対して無限に多くの可能性があると述べ、４４７ページの図１４に、連鎖接続される送信フィルタＰ_１Ｐ_１ ^＊及び受信フィルタＰ_２Ｐ_２ ^＊の個別フィルタＰ_１及びＰ_２の付属するパルス応答なしの３つの例を与えているが、漏話Ｐ_１Ｐ_２ ^＊に立入っていない。フィルタＰ_１は実であり、Ｐ_２は虚なので、Ｐ_１ ^＊＝Ｐ_１及びＰ_２ ^＊＝−Ｐ_２が成立する。一層詳細な考察は、ＩＳＩ及びＵＥＳなしという条件が例（ａ）及び（ｂ）のみで得られ、図１４による例（ｅ）が条件を満たさないことを示している。

ＱＰＳＫの揺動パルスに直交する第２のパルスを正弦搬送波及び余弦搬送波の変調に付加するという考えは、米国特許第４，６８０，７７７号明細書からも公知である。

ＩＥＥＥ論文による従来技術から出発して、本発明の基礎になっている課題は、チャネル間に記号間干渉（ＩＳＩ）及び漏話（ＵＥＳ）がないという条件を満たし、上述した無限に多くの可能性を実現の際１つのクラスのフィルタに減少する方法を提示することである。

請求項１に示されている方法は、個々の方法段階を共同作用して与えられた課題を解決し、ＱＰＳＫ信号のスペクトルを少なくとも２つの周波数帯域に分割し、これらを周波数分割多重で伝送し、伝達関数に応じて変調器及び復調器にあるフィルタの大きさを定めることを提示する。

有利なそれ以外の方法段階及びその構成形態は従属請求項に補足して示されている。

図面に示された図１〜１７に基いて、本発明が以下に詳細に説明される。

図１には、最初にあげたＩＥＥＥ論文から公知の直交パルス形状が再現されている。

図２には、直交搬送波のための送信分枝及び受信分枝の側について、ＩＥＥＥ論文の図１３からわかるように、Ｑ^２ＰＳＫ送信機及び受信機のベースバンドモデルが示されている。送信側でまず逐次並列変換が行われ、変換された信号が２つのフィルタＰ_１及びＰ_２へ供給される。こうして分割された信号は濾波後加算段へ供給され、余弦搬送波で変調され、第２の同一の分枝で正弦搬送波で変調されて、余弦復調器及び正弦復調器を持つ受信機へ伝送される。復調された信号は、フィルタＰ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊を持つ２つの信号分枝へ達し、ｆ_Ｔの倍数で走査され、閾値決定部でデータ信号について決定される。

図３には、最初にあげたＩＥＥＥ論文の図１４からわかる例が再現されている。特に図３ａ，３ｂ及び３ｃには、図３におけるフィルタ対の例ａ，ｂ，ｃに対するパルス応答が、送信フィルタ及び全システムのパルス応答後分割されて示され、漏話挙動が示されている。図３ｃは、記号間干渉（ＩＳＩ）及び漏話（ＵＥＳ）のないことが正確には満たされないことを示している。

この公知のシステムが、図４〜１７による本発明の考察の際出発点となる。

信号分割のために使用されるフィルタは、周波数について隣接するフィルタ（変形例Ａ）又は同じ周波数範囲にあるフィルタ（変形例Ｂ）とすることができる。更に本発明による方法は、双ビット符号の使用を解決する。更に本発明による方法は、設計方法を２つの（Ｑ^２ＰＳＫ）部分信号からｎ個の（Ｑ^ｎＰＳＫ）部分信号へ拡張される。

この方法により、更に双ビット符号化の使用の未解決な問題が解決される。低域フィルタＰ_１とそれに続いて正弦搬送波及び等間隔の余弦搬送波による変調の直列回路によりフィルタＰ_１・・・Ｐ_ｎを代えることによって、多重搬送波システムが生じる。その実現はＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）におけるのと同じように、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）及びＩＤＦＴ（逆ＤＦＴ）を介して行うことができる。しかしＯＦＤＭに対してＱ^ｎＰＳＫは若干の利点即ちコンパクトなスペクトル、小さい波高率、及び周波数選択チャネル及び搬送波同期に関する小さい感度を与える。

次に本発明によるＱ^２ＰＳＫの設計がまず説明される。

フィルタの信号推移及び個々の設計段階を示す図４により帯域幅ω_ｇの理想帯域チャネルＨ_ｉを持つＱＰＳＫから出発する。低域チャネルＨ_ｉは、パルス応

図の上から第１行及び横にあるパルス応答からわかるように、実際の実現のためω_ｇにおけるナイキスト辺により変化されることができる。半分のビットレ

るので、Ｐ_１ ^２のために半分の帯域幅を持つ低域フィルタを使用することができ

の列１の表示）。
Ｐ_２Ｐ_２ ^＊ ＝ Ｈ_ｉ − Ｐ_１ ^２

るので

４の第

ているの
で、Ｐ_１ ^２＋Ｐ_２Ｐ_２ ^＊＝１はこの範囲にある。

適当な符号の付加により容易に可能であり、それにより所望のパルス形成器対Ｐ_１及びＰ_２が見出される。パルスＰ_１及びＰ_２が問題である場合、これはフィルタＰ_１及びＰ_２の出力端から取出し可能であり、同じことがＰ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊にも当てはまる。本発明による方法が使用されると、Ｐ_１Ｐ_２ ^＊又はＰ_２Ｐ_１ ^＊による

称である漏話スペクトルが生じる。Ｐ_１及びＰ_２は直交搬送波を持っている（直角である）ので、この漏話を直角漏話と称することもできる。このスペクトル

Ｒ（ω）の変換によりＰ_１Ｐ_１ ^＊が生じたものと考えることができることによっ

時間信号に零位が生じる。フィルタのこの隣接配置は変形例Ａと称される。

図４の下には更に特殊事例が示されている。即ちナイキスト辺が垂直に推移すると、両方の伝送チャネルは周波数多重により分離され、これは最後の線図からわかる。しかし実現のためには、限界周波数ω_ｇにおけるＰ_２の垂直辺が有害である。Ｈ_ｉのナイキスト辺から始まって、漏話（ＵＥＳ）の回避のための条件が示されている図５からわかるように、Ｐ_２ｍ＝Ｐ_２Ｐ_２ ^＊においてもナイキスト辺をω_ｇで生じることができる。これにω_ｇより下の範囲の中まで達している。漏話（ＵＥＳ）を回避するため、この場合Ｐ_１はこのナイキスト辺の範囲へ入ってはならない。

これにより両方のチャネルが周波数多重により分離されるが、漏話（ＵＥＳ）

される。

図５は、ＰＳＫ信号の間の漏話（ＵＥＳ）を回避するための条件を示している。付加ナイキスト辺Ｐ_ａが適当に選ばれると、図３ａも設計方法の特別事例として解釈されることがわかる。

しかし図３ａにおける公知の例が特に有利であるか否か、問題が生じる。なぜならば、両方のチャネルが全帯域幅を利用するからである。出力を限定された伝送チャネルでは、図３ａによる例において、また図３ｂにおけるフィルタ

じである。フィルタ対Ｐ_１及びＰ_２は、ＩＥＥＥにおける従来技術にも示されて

る。その場合ピーク振幅は図３ａの例に対して小さく、これが振幅を限定されるチャネルにおけるゲインをもたらし、それにより図３ａの例が有利でないことが説明される。しかし変形例Ａの多重搬送波システムに拡張する際にも生じる。ロールオフ係数ｒ＝０では、これは３ｄＢである。一層大きいピーク振幅を持つ図３ａにおける例は、多重搬送波システムにおいて変形例Ｂに相当する。実現のため図３ａの例は、垂直辺を除かねばならないだろう。これは、ＩＳＩ及び又はＵＥＳが現われないと不可能である。

図６は、漏話及び多重搬送波システム（変形例Ｂ）への移行なしに、信号Ｐ_１及びＰ_２の濾波の方法実現の可能性を示している。

００２３

ω_ｇにおいて根ナイキスト辺をとる。それにより漏話は零である。なぜならば

らである（図４の下部も参照）。その際Ｐ_１ ^２及びＰ_２ｍは、有意義なように復調

周りに対称なことである。

例ｅは、Ｐ_１及びＰ_２がこの範囲で値も同じにされ得ることを示している。周波数多重において同じ辺を持つ別のチャネルを付加することもできる。こうして多重搬送波システムが得られる。漏話が生じないようにするため、個々のチャネルは周波数について分離されねばならず、従ってまず重量されてはならず、このことが例ｆに示されている。

ナイキスト辺は、例ｇによれば、周波数に関して重なることができる。しかしその場合直角漏話のほかに、隣接するチャネルのオフセットにより半ビット期間だけ走査時点で零にされることができる（０ＱＰＳＫ）同相漏話も生じる。

同じ周波数範囲にあるこのフィルタ装置は変形例Ｂと称される。変形例Ａに対して、変形例Ｂに相当する図３ａの説明において述べたように、全ビットレートにおける利点はない。各チャネル（実及び虚）にあるフィルタは、ＩＥＥＥ論文から公知のようにヒルベルト対を形成する。変調による実現の際、帯域中央にある搬送波で変換する（２側波帯伝送）ことが推奨される。変形例Ｂは［４］及び［５］により多重搬送波システムとして公知である。

２ビット伝送への拡張：
部分応答伝送又は２ビット伝送への拡張は、本発明によれば、部分応答信号の発生を考慮して全く簡単である。公知のように図７の上部に示される余弦頂部チャネルＨ_ｃ（ω）は、適当なパルス応答を供給する。余弦頂部チャネルを介して、ビットレート２ｆ_ｇで理想低域フィルタにおけるように伝送される。

け従って正弦関数の零位の間隔だけ互いにずらされている。それにより、Ｈ_ｃ（ω）に属するこのパルス応答は、ブロックダイヤグラムの下の線図からわか

答が続くので、その走査値が重なる。こうして値Ｕ、＋１及び−１が生じる。０は、ビットが先行したビットに対して変化したことを意味する。公知の前符号化によって、全波整流により＋１における−１が０又は１上の閾値０．５に関する２進決定に再び使用可能であるようにすることができる。しかし３ｄＢのＳＮ比が失われる。しかしこれに対抗する利点として、Ｈ_ｃ（ω）は、理想低域フィルタが持ちかつ持たねばならないような垂直辺を持っていないことである。３ｄＢの損失はビタビ復号により回避される。

ずれたパルス応答を減算できることがわかる。その場合付属するパルス応答Ｖ

が属している。

評価は、通常の双ビット信号におけるように、送信側前符号化及び受信側全波整流により行われる。この方法段階では、前符号化において、否定ビット列が生じないようにするため、前符号化においてビット反転がなくなるであろう。この変更された双ビット符号化は、次のことのために重要である。Ｑ^２ＰＳＫにおいて、チャネル当り半分のビットレートｆ_ｇで伝送される。それに応じ

つＱ^２ＰＳＫ伝送が示されている。上のブロックダイヤグラムには、部分応答フィルタをそれぞれ受信側で後にどのように接続せねばならないかが示されて

されねばならない（図８の下部）。しかしこれは、Ｈ_ｓ（図８の上右）では、値についてのみ行われる。図８において右に、伝達関数Ｈ_ｃ及びＨ_ｓが線図に記入されている。Ｈ_ｃはＱ^２ＰＳＫに対しては不適当である。なぜならば、これは結

使用されねばならないからである。これに反し

が一層容易かつ簡単に実現される。

この関数は送信側及び受信側で挿入される。付加的になお（例えば受信側に）伝達関数Ｈ_Ｈ（ω）＝ｊｓｉｇｎ（ω）を持つ伝達関数が設けられて、実の伝達関数から虚の伝達関数を誘導し、またその逆に誘導することができる。変調によるフィルタの実現の際、余弦搬送波から正弦搬送波が、またその逆に得られ、これは図３ａにおける例に対して図９に示されている。なぜならば、この例は非常にわかり易いからである。

部分応答システムを再現する図９において、上部には、応答システムのためのまとめにおける個々のフィルタが示されている。Ｐ_１及びＰ_２がヒルベルト対を形成している場合、Ｐ_２、Ｐ_１ ^＊及びＰ２^＊を持つヒルベルトフィルタがまとめられると、受信側の場所Ｐ_１ ^＊及びＰ２^＊は簡単に交換される。ＳＮ比損失はそれと結びつかない。なぜならば雑音出力及び有効信号の走査値の値は不変だからである。

次に変調及び復調による実現及びＱ^ｎＰＳＫへの移行が説明される。

Ｐ_１が低域フィルタであり、これに反しＰ_２が帯域フィルタである。Ｐ_２Ｐ_２ ^＊に属するパルス応答は、図３ｂ〜３ｃの例からわかるように、Ｐ_１ ^２に属するものよりずっと“高周波数”である。帯域フィルタＰ_２Ｐ_２ ^＊において、ｆ_ｇのビットレートが伝送される。変調により帯域フィルタＰ_２を実現する場合、搬送波をＰ_２の帯域中央に置いてはならず（これが２側波帯変調に相当することになる）、残留側波帯変調で動作せねばならない。これは、２側波帯変調を使用することになる変形例Ｂに対する決定的な相違である。

図１０は、変調によるＰ_２の実現とＰ_２の受信側復調の実現及び上部における

の下側波帯が発生される。ω_ｇにおいてナイキスト辺が与えられるようにするため、ω_ｇにおいて根ナイキストフィルタにより濾波が行われ、Ｐ_２が得られる

がある。

図１０の中間部分（受信機入力端）には、Ｐ_２か低域フィルタ範囲においてどのように復調されるかを示している。信号は、まず変調の際と同じ根ナイキスト低域フィルタを経て送られる。それによりω_ｇにおいてナイキスト辺が得られる。復調及びＰ_１による低域濾波によって所望の伝達関数Ｐ_１ ^２が得られ、この伝達関数を介してビットレートｆ_ｇで伝送を行うことができる。復調搬送波が根ナイキスト辺上にあることが重要である。フィルタは高域フィルタであっても帯域フィルタであってもよいだろう。異なる周波数では、帯域フィルタを多相フィルタにより容易に実現することができる。その場合復調後、２倍の搬送周波数の成分を抑制する簡単なフィルタしか必要でない。多相フィルタによるこのような復調は、多重搬送波システムにおいて有利である。

受信側にある根ナイキストフィルタは、ω_ｏにおける周波数変換後、ω＝０の周辺において一定の値に加算されるナイキスト辺を発生するのに役立つ。しかしこのフィルタは、図１０の下部において“フィルタのまとめ”により示されているように、受信フィルタと組合わせることもできる。受信側濾波なしで

なる。しかしこれは、ω＝０における根ナイキスト辺の範囲で逆である受信フィルタＰ_１Ｅにより修正される。

多重搬送波システムでは、変形例Ａにおいて実のチャネルと虚のチャネルとが交代する。実のチャネルの変調及び復調のため、好都合なようにｃｏｓｇω_ｇ

るため、中間周波数を介して変換が行われる。チャネルの変換は、２つの直交搬送波による再度の変換を行う必要なしに、高周波数範囲において同じに行うこともできる。この場合直交搬送波は完全になくなる（多重搬送波システム）。

２つの周波数範囲に伝送チャネルＨ_ｉを分割する原理は、更に多くの周波数範囲へ拡張される。図１１はこれを３つのチャネルに対して概略的に示し、分離個所におけるナイキスト辺はなくされている。中間フィルタＰ_２ｍはＰ_２に分解される。その場合チャネル１と２の間にも、チャネル２と３との間にも漏話は生じない。更にチャネル１と３との間にも漏話はない。なぜならば、これらのチャネルのナイキスト辺は互いに一致しない限り、これらのチャネルは周波数的に分離されているからである。これらの方法はｎ個のチャネルに拡張されることができ、それにより余弦搬送波及び正弦搬送波へ与えられねばならない配置がベースバンドにおいて得られる。

図１２はＱ^ｎＰＳＫへの移行及び全スペクトルＨ_ｇ（ω）を示し、純粋に虚のスペクトルが波線で示されている。部分信号は０及び１で２進に変調される。余弦分枝にあるデータはｄ_ｃ１，ｄ_ｃ２・・・で示され、正弦分枝にあるデータはｄ_ａ１，ｄ_ａ２・・・で示されている。

搬送周波数が等間隔なので、ＩＤＦＴにより変調を行い、ＤＦＴにより復調を行うことが考えられる。

その際ＯＦＤＭに対して次の利点が生じる。
漏話なしに隣接チャネルが重なってもよい。なぜならば、変形例Ａにおいて、純粋に実のスペクトルが純粋に虚のスペクトルと対称辺で重なるからである。
ＯＦＤＭにおいて搬送波が、方形パルス変調により生じるＳ_ｉスペクトルの零通過点に非常に正確に位置せねばならず、これは問題ない。
スペクトルはコンパクトであり、Ｓ_ｉ分枝を持っていない。
波高率は一層小さい。なぜならば、変調された正弦振動及び余弦振動は伝送されず、減衰するパルスが伝送されるからである。
送信信号の出力密度スペクトルは一定である。なぜならば、隣接するチャネルの出力密度スペクトルは、ナイキスト辺のため一定の値に補足されるからである。

基本的に変形例Ｂでは、復調及び濾波後、（チャネル内直角漏話（ＩＫＱＵＥＳ）を示す図１３からわかるように）ベースバンドにおいても、上部及び下部の隣接チャネルによる漏話のほかに、２乗で伝送されるチャネルによる漏話も、同じ周波数帯域に現われ、従って５倍の漏話が現われる。しかし歪みのない伝送チャネルでは、この漏話は完全に補償され、そのため場合によっては等化器が使用される。この漏話はチャネル内直角漏話（ＩＫＱＵＥＳ）と称される。

（図１３の下部からわかるように）変形例Ａにおいても、残留側波帯辺（ＲＳＢ辺）における重なりにより、２倍の漏話が生じ、歪みのない伝送の際にのみ補償される。しかし変形例Ｂにおけるより著しく小さく、従ってこの点で特定の使用（ＤＡＢ，ＤＶＢ−Ｔ，移動電話）変形例Ａにおいて、周波数選択チャネルで一層有利である。

図１０及び図１２において、搬送周波数ω_ｇにおけるＲＳＢ辺及びもっと低

のロールオフ、ω_ｏによる復調及び根ナイキスト辺濾波）。ｒ_Ｔ＝０のために単側波帯変調が生じる。それによりＩＫＱＵＥＳは原理的に任意に小さくされる。ω_ｕにおける根ナイキスト辺は、復調及び適当な根ナイキスト濾波後、ロールオフｒを持つベースバンドにおけるナイキスト辺を生じる。ω_ｏ及びω_ｕにお

図１４は、多重搬送波伝送の際チャネルを有利にどのように設けるかを示している。それは、変形例ＡにおけるＩＫＱＵＥＳの減少を示す。送信スペクトルＳ（ω）が示されている。

図１５には、両変形例Ａ及びＢのため送信スペクトルＳ（ω）の例で双ビット多重搬送波伝送が示されている。変形例Ｂは、別の付加解決策を持つＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ＣＯＭ−１５，Ｎｏ．６（Ｄｅｃｅｍｂｅｒ，１９６７），ＰＰ ８０５−８１１及びＣＯＭ−２９，Ｎｏ．７（Ｊｕｌｙ １９８１），ＰＰ９８２−９８９からの多重搬送波システムとして公知である。公知の回路によれば、送信側及び受信側のフィルタを介して、周波数ｆ_ｋ（ｋ＝１・・・Ｌ）を持つ２側波帯変調における等間隔の正弦搬送波及び余弦搬送波により、ベースバンドデータが、直接ＨＦ範囲に変換される。スペクトルは、ナイキスト辺又は根ナイキスト辺で重なる。受信側で同じ搬送波により復調される。

その際同様に漏話パルスただし２つの異なる漏話パルス、即ち本発明により走査時点に零位を持つ直角漏話、及びナイキスト辺の周りの対称なスペクトルを持つ同相漏話が得られる。付属する時間信号は余弦を乗算され、半ビット期間の周りにその零位を持っている。

上及び下のＲＳＢ（搬送波の下又は上の辺）用の送信側ＲＳＢフィルタの実現は、ベースバンドにおいて続く変調により有利に行われる。これがロールオフｒ_Ｔを持つ根ナイキスト辺に対して以下に示されている。

送信側ＲＳＢ濾波の実現を示す図１６によれば、ベースバンドへ移されるＲＳＢフィルタは、偶成分Ｈ_ｇ（ｊω）及び奇成分Ｈ_ｎ（ｊω）に分解される。奇成分はｊを乗算される（ｊＨ_ｎ（ｊω）には再び実時間関数が属する）。その後に余弦搬送波及び正弦搬送波による変換が続く。両方の成分は加算されるか又は減算され、図１６によれば帯域下端又は上端にＲＳＢ辺を持つ１６ＲＳＢフィルタを生じる。

別の辺が図１５におけるように根ナイキスト辺としても設計されている（ロールオフｒ）と、図１０によりＰ_１による受信側濾波もなくなり、復調の際生じる一層高い周波数成分の簡単な低域フィルタ抑制により代えられることができる。両方のＴＰフィルタＨ_ｇ（Ｈｊω）及びｊＨ_Ｕ（ｊω）は、そのパルス応答に応じてＦＩＲフィルタとして実現することができる。

実現された伝達関数は実である。変形例Ａにおいて各２番目のチャネルにおいて起こるように、虚の伝達関数に対しては、余弦搬送波と正弦搬送波が交換される。これは図１６の下部に示されている。

受信側で、既に示したように、実と虚のスペクトルが重畳される。図１０は根ナイキストフィルタで濾波されねばならない。補償による抑制は不可能である。

図１５によれば、変形例Ａに対して、余弦チャネルを生じる単側波帯変調が選ばれ、これは垂直辺を持つフィルタを必要とするであろう。双ビット多重搬送波伝達は、送信スペクトルＳ（ω）により示されている。これが必要でないことが以下に示される。

辺Ｈ（ω）の加算（しかも１７ａ）１への加算、Ｈ_ｃ（ω）への加算を示す図１７によれば、反射されたナイキスト辺が値１に加算される。これは容易にわかる。ナイキスト辺は
Ｈ（ω）＝０．５＋Ｕ（ω）
として記述される。Ｕ（ω）はＵ（０）＝０及びＵ（ω_ｘ）＝０．５の性質を持つ奇関数である。例えば余弦ロールオフにおいて

従ってω_ｘ＝ｒ_Ｔ・ω_ｇで
Ｈ（ω）＋Ｈ（ω）＝１

辺が１に加算されるのではなく図７の右におけるようにＨ_ｃへ加算されると、搬送周波数におけるナイキスト辺を使用してはならない。

でなければならない。
辺Ｈ（ω）は式

により求められる。

式（４）へ式（５）を入れると、χ_１＝０．５が与えられる。有意義なよう

が生じる。

それにより変形例Ａにおける垂直な辺が回避され、隣接するチャネルが重畳される。重畳が大きくなるほど、ＩＫＱＵＥＳは当然それだけ大きくなる。注目すべきように、今やω_ｘ＝ω_ｇにおいて変形例Ａが変形例Ｂに移行する。

このやり方は余弦関数に限られず、他の関数にも適用される。

直交パルス形状を示す。 直交搬送波用の送信分枝及び受信分枝の例を示す。 公知文献からわかる例を示す。 図３のフィルタ対例（ａ）のパルス応答を示す。 図３のフィルタ対例（ｂ）のパルス応答を示す。 図３のフィルタ対例（ｃ）のパルス応答を示す。 本発明の実施例を示す。 漏話を回避するための条件を示す。 漏話なしに信号を濾波する方法を実現する可能性を示す。 部分応答（双ビット符号）を示す。 部分応答を持つＱ^２ＰＳＫ伝送を示す。 部分応答システムを示す。 変調及び受信側復調による帯域フィルタの実現を示す。 ３つのチャネルへの伝送チャネルの分割を示す。 Ｑ^２ＰＳＫ及び全スペクトルＨｇ（ω）への移行を示す。 チャネル内直角漏話を示す。 多重搬送波伝送の際チャネルがどのように設けられるかを示す。 双ビット多重搬送波伝送を示す。 送信側ＲＳＢ濾波の実現を示す。 辺の加算を示す。

Claims (22)

1. 変調器及び復調器において帯域限定されたフィルタを持つ少なくとも２つのチャネルへＱＰＳＫ信号のスペクトルを分割することによりＱＰＳＫ信号のビットレートを分割する方法において、
   特定の帯域幅（ω_ｇ）を持つ送信器の変調器にある理想帯域フィルタ（Ｈｔ）によりＱＰＳＫ信号を濾波し、
   

   

   の帯域幅（ω_ｇ）におけるナイキスト辺により帯域幅を変化し、
   前濾波されたＱＰＳＫ信号を、少なくとも２つのフィルタ分枝（Ｐ_１Ｐ_１ ^＊：Ｐ_２Ｐ_２ ^＊）により、少なくとも１つの純粋実のスペクトル（Ｐ_１）又は純粋に実のチャネルに、またパルス形成器を形成するフィルタ（Ｐ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊）により、少なくとも１つの純粋に虚のスペクトル（Ｐ_２）又は純粋に虚のチャネルに分割し、フィルタ分枝において分割されたＱＰＳＫ信号を半分のビットレート
   

   

   受信された信号を、純粋に実の伝達関数（Ｐ_１ ^＊）及び純粋に虚の伝達関数（Ｐ_２ ^＊）を持つ少なくとも２つのフィルタ分枝により少なくとも２つのフィルタ分枝（Ｐ_１，Ｐ_１ ^＊，Ｐ_２，Ｐ_２ ^＊）により少なくとも２つの純粋に実のスペクトル（Ｐ_１）に、またパルス形成器を形成するフィルタ（Ｐ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊）により少なくとも１つの純粋に虚のスペクトル（Ｐ_２）を分割し、フィルタ分枝にお
   

   

   正弦搬送波又は余弦搬送波によるＱＰＳＫ信号の変調により復調することを特徴とする、方法。
2. 両方のフィルタ分枝（Ｐ_１，Ｐ_２及びＰ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊）におけるパルス応答の
   

   

   ることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 純粋に虚の伝達関数（Ｐ_２ ^＊）が、復調器において、理想的な低域フィルタチャネルのナイキスト辺からの根号で、符号変化（−）により発生されることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
4. ω_ｇにおける急峻なナイキスト辺を特徴とする、先行する請求項の１つに記載の方法。
5. 

   項４に記載の方法。
6. 多重搬送波システムに拡張するため、復調器側で、実及び虚のスペクトルが、低域フィルタ（Ｐ_１）及び等間隔余弦及び正弦搬送波による変調により実現されることを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の方法。
7. 多重搬送波システムへ拡張するため、変調器及び／又は復調器にあるフィルタ分枝（Ｐ_１）が、ω_ｇにおいて根ナイキスト辺を持ち、第２のフィルタ分枝（
   

   

   だけ規定されていることを特徴とする、請求項１又は６に記載の方法。
8. 余弦頂部チャネル（Ｈｃ（ω））を介して供給されかつ理想低域フィルタのビ
   

   

   タのように垂直な辺を持たない（双ビット伝送）ことを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の方法。
9. 前符号化及び全波流による双ビット伝送の際生じる３ｄＢの損失が、ビタビ復号により回避されることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
10. 送信側及び／又は受信側で次の関数
    

    

    が挿入され、余弦搬送波から、変調によるフィルタの実現の際正弦搬送波が誘導されて、実の伝達関数及び虚の伝達周波数を得ることを特徴とする、請求項７又は８又は９に記載の方法。
11. 送信側でフィルタ（Ｐ_１及びＰ_２）により発生される走査サンプルがヒルベルト対を形成し、受信側で受信側フィルタ（Ｐ_１ ^＊及びＰ_２ ^＊）の走査サンプルが場所を交換されていることを特徴とする、先行する請求項の１つに記載の方法。
12. フィルタ（Ｐ_１）が範囲−ω_ｇ〜ω_ｇの範囲にある根−正弦−周波数特性を持つフィルタであり、フィルタ（Ｐ_２）がｊｓｉｎ（ω）の乗算により実現され、受信フィルタが送信フィルタにただし交換されて一致していることを特徴とする、請求項７〜１１の１つに記載の方法。
13. 第１のフィルタ分枝に低域フィルタ（Ｐ_１）が設けられ、第２のフィルタ分枝に帯域フィルタ（Ｐ_２）が設けられ、フィルタ分枝（Ｐ_２χＰ_２ ^＊）におけるパルス応答が、低域フィルタ分枝の積Ｐ_１ ^２に属するパルス応答より高い周波数であることを特徴とする、請求項７〜１２の１つに記載の方法。
14. 第２のフィルタ分枝にある帯域フィルタ（Ｐ_２）が変調により実現され、搬送波が帯域フィルタの帯域中心外にあり、帯域フィルタが残留側波帯変調に従って動作することを特徴とする、請求項７又は８又は１３に記載の方法。
15. 残留側波帯の上方部分が、第１のフィルタ分枝にあるフィルタ（Ｐ_１）から周波数変換により、第２のフィルタ分枝にあるフィルタ（Ｐ_２）の信号として
    

    

    根−ナイキストフィルタでω_ｇにおいて濾波されるナイキスト辺を含んでいることを特徴とする、請求項１４に記載の方法。
16. 多重搬送波システムにおいて、実のチャネルと虚のチャネルが交代し、これが余弦搬送波及び正弦搬送波によるＲＳＢ変調によって行われ、複数の周波数範囲への伝送チャネルの分割が行われることを特徴とする、請求項７又は８に記載の方法。
17. チャネル内直角漏話を少なくするため、搬送周波数におけるナイキスト辺が任意に小さくされることを特徴とする、請求項１６に記載の方法。
18. 送信側ＲＳＢフィルタがベースバンドへ移され、信号が偶成分（Ｈ_ｇ（ｊω）及び奇成分（Ｈ_ｕ（ｊω））に分解され、奇成分（Ｈ_ｕ（ｊω））が実の時間関数を回復するためｊを乗算され（ｊＨ_ｕ（Ｊω））、それから余弦搬送波及び正弦搬送波による変換が行われ、両方の成分が加算又は減算されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
19. 偶成分（Ｈ_ｇ（ｊω））の辺が根−ナイキスト辺として示され、復調の際生じる一層高い周波数成分が簡単な低域フィルタにより抑制されることを特徴とする、請求項１８に記載の方法。
20. 虚伝達関数の実現のために、余弦搬送波と正弦搬送波が交換されていることを特徴とする、請求項１８に記載の方法。
21. 請求項１又は請求項２〜１２の１つに記載のＱＰＳＫ信号の濾波及び分割及び変調のための回路装置を持つＱ^２ＰＳＫ信号又はＱ^ｎＰＳＫ信号の伝送用送信機。
22. 請求項１又は請求項２〜１２の１つに記載の送信方法により発生されるＱＰＳＫ信号を受信し、処理しかつ回復する復調器を持つ受信機。

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