CN1672378A - 用于将qpsk信号的比特率分配到两个或多个子信道中的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通过分隔QPSK信号的频谱将QPSK信号的比特率分配到至少两个在调制器和解调器中具有限带滤波器的信道上的方法。经过预先滤波的QPSK信号在发送端被分成至少一个实频谱和至少一个虚频谱，并以频分复用进行传输，并且在发送器的调制器和接收器的解调器中的滤波器根据传递函数来确定。

Description

用于将QPSK信号的比特率 分配到两个或多个子信道中的方法

本发明涉及一种通过分隔QPSK信号的频谱将所述QPSK信号的比特率分配到至少两个在调制器和解调器中具有限带滤波器的信道上的方法。

由E.Herter/W.Lrcher的专业书籍“Nachrichtentechnik(通信技术)”，第五版，由Hanser出版社于1990年出版，第110页及以下几页中，已知了PSK方法的基础理论，并且描述了PSK调制和解调以及倍频的实现。这样可以通过求平方由一个2-PSK信号生成一个载波2f_T，此后通过分频由这个载波得到所期望的载波f_T。为此规定：必须总是对于一个N-PSK信号ld(n)md求平方。在求平方时相位角加倍。在对2-PSK进行第一次求平方之后，信号得到了相位角0和360°。但由于这些相位角相同，经过第二次求平方的信号的频谱在相位角加倍之后具有相同方向的值。从频谱上看这意味着在对原始载波频率f_T进行倍频时，例如在四倍的f_T下，达到了所期望的直线。与准确的零相位相比，其中频率f_T通过分频得到的参考载波具有延迟 $n\×\frac{\mathrm{\π}}{2}(0...3)$ 的相位。

由IEEE通信年报，第37卷，第5期(1989年五月)，第437至448页已知了一种方案，可以通过引入第二个正交信号使QPSK的比特率加倍。第447页上的图4示出了这样的信号波形。由于脉冲具有垂直的边沿，使得带宽非常大，或者在带宽受限的情况下失去了正交性，并且出现了符号间干扰(ISI)和信道之间的串扰(S)。在文章的结束，作者D.Saha和G.Birdsall探讨了带宽有限的系统，其中采用了带宽有限的发送滤波器P₁和P₂，以及在接收端的相应的匹配滤波器P₁ ^*和P₂ ^*(第446页上的图13)。对于QPSK系统的一条支路的比特率 $\frac{1}{T}={2f}_g$ (即总共为4f_g)被两次划分为

从而与QPSK的情况相同。这种配置分别用于正弦载波和余弦载波。作者指出，对于一对P₁和P₂存在无限多种可能性，并且在第447页的图14中给出了三个例子，其中对于单个滤波器P₁和P₂、以及连接在链路中的发送滤波器和接收滤波器P₁P₁ ^*和P₂P₂ ^*没有相应的脉冲响应，并且不会引起串扰P₁P₂ ^*。由于滤波器P₁为实数，P₂为虚数，有 $P_1^{*}=P_1$ 及 $P_2^{*}={-P}_2.$ 更精确的研究表明，只能用例子(a)和(b)来实现无符号间干扰和无串扰的条件，根据图14的例子(c)不适合满足该条件。

引入QPSK正交脉冲的第二个用于控制的脉冲、以对正弦载波和余弦载波进行调制的思想还由US 4680777已知。

从根据IEEE文献的现有技术出发，本发明的任务在于给出一种能够满足下列条件的方法：没有符号间干扰(ISI)和信道之间的串扰(S)，并且在实现时相关的无限多种可能性减少为一级滤波器。

所提出的任务由权利要求1中给出的方法通过各个方法步骤的共同作用而解决，将QPSK信号的频谱分成至少两个频带，通过频率复用传输所述频带，并根据传递函数确定调制器和解调器中的滤波器。

在从属权利要求中补充给出了具有优点的其他方法步骤及其实施方式。

下面以附图中所示的图1-17为基础来分别描述本发明。

在图1中再次给出了由本文开始所提到的IEEE文献已知的正交脉冲波形。

图2以用于正交载波的发送支路和接收支路的例子示出了Q²PSK发送器和接收器的基带模型，它由IEEE文献的图13所得到。在发送端首先进行串/并转换，并将转换后的信号送到两个滤波器P₁和P₂。如此被分开的信号在滤波之后被送到一个加法级，用一个余弦载波以及在第二个同样的支路中用一个正弦载波进行调制，并传输到带有余弦和正弦解调器的接收器。解调后的信号被送到带有滤波器P₁ ^*和P₂ ^*的两个信号支路上，用f_T的多倍来进行采样，并通过阈值判决被判定为数据信号。

在图3中再次给出了由本文开始所提到的IEEE文献，图14中可看到的例子。特别是在图3a、3b和3c中示出了对在图3中的滤波器对示例a、b、c做出的脉冲响应，并在发送滤波器之后被划分，还示出了整个系统的脉冲响应和串扰关系。图3c表明无符号间干扰(ISI)和串扰(S)的要求没有被精确满足。

由这些已知系统出发，借助于图4至17来讨论本发明。

为了进行信号分配所采用的滤波器可以是在频率上相邻的滤波器(变型A)或者位于相同频率范围内的滤波器(变型B)。此外，根据本发明的方法解决了双二进制编码的应用问题。另外根据本发明的方法可以从两个分信号(Q²PSK)的设计方案扩展到n个分信号(QⁿPSK)的情况。

此外利用该方法解决了上述双二进制编码的应用的问题。通过采用滤波器P₂…P_n，通过与一个低通滤波器P₁串联连接，以及随后用等距离的正弦和余弦载波进行调制，得到了一个多载波系统。它的实现可以与OFDM(正交频分复用)的情况相似地通过DFT(离散傅立叶变换)和IDFT(反DFT)来完成。但是相对于OFDM，QⁿPSK提供了一些优点，即更为紧凑的频谱、更小的波顶因数、在选频信道下更小的敏感度，以及关于载波同步的优点。

下面首先描述根据本发明的Q²PSK系统的设计。

首先根据图4，从一个具有带宽为ω_g的实数的低通信道H_i的QPSK出发，在图4中给出了滤波器的信号波形和各个设计步骤。如虚线所示，为了实际实现，低通信道H_i可以通过一个ω_g的奈奎斯特边沿加以改变，但不会在 的多倍处在脉冲响应的过零点发生改变，如上面的第一行的图中以及旁边的脉冲响应所示。由于在P₁和P₂支路中(图2或图7或图8)以一半比特率

传输，可以为P₁ ²采用具有一半带宽的低通(图4中的第二行)。在图4中，在

处P₁ ²已经通过一个奈奎斯特边沿得到了补偿。相应脉冲响应的零点相应位于

的多倍处(在图4中右侧的行1示出)，如果构造 $P_2{P}_2^{*}=H_i-P_1^2,$ 则对应于 $P_{2m}=P_2{P}_1^2$ 的脉冲响应的零点同样位于 这样可以通过该信道同样以比特率 来传输。由图4中的第二个步骤可知，P₂P₂ ^*在 时具有与P₁ ²相同的奈奎斯特边沿，使得 $P_1^2+P_2{P}_2^{*}=1$ 在该区域内。

将PSK信号划分为实数的P₁和纯虚数的P₂可以通过在P₂时引入平方根符号 和相应的符号很容易地实现，从而求得所期望的脉冲波形对P₁和P₂。就脉冲P₁和P₂而言，它们是在滤波器P₁和P₂的输出端处可获得的脉冲，同样的情况也适用于P₁ ^*和P₂ ^*。如采用了根据本发明的方法，则不会出现由P₁P₂ ^*或P₂P₁ ^*所产生的串扰。这在图4的下部详细描述并加以证明。在 时通过相同的奈奎斯特边沿得到一个串扰频谱，它相对于 对称，且相对于ω＝0点对称。由于P₁和P₂具有正交的载波(具有90°相差)，人们也可以将这种串扰称为正交串扰。对该频谱相应具有一个脉冲响应，它在

的多倍处具有零点，从而在有效信号的采样点处不会产生干扰。这可以通过下列方式来验证：P₁P₂ ^*可以通过用

对实频谱R(ω)进行变换来加以考虑。通过这种正弦载波，在相应时间信号中在

的多倍处产生了零点。滤波器的这种相邻排列方式被称为变型A。

在图4的下部进一步示出了一种特殊情况。如果奈奎斯特边沿垂直走向，则两个传输信道通过频分复用被分隔开，这可以从最后一幅图中看到。但是P₂的垂直边沿的实现在临界频率ω_g时会产生干扰。从H_i的一个奈奎斯特边沿出发，如图5所示，其中为避免串扰(S)给出了条件，在 $P_{2m}=P_2{P}_2^{*}$ 时也能得到在ω_g处的奈奎斯特边沿。该边沿一直延伸到ω_g之下的区域中。为了避免串扰(S)，在这种情况下允许P₁不落入到这个奈奎斯特边沿的区域内。

从而确保了两个信道通过频分复用被分开，但在

时两个信道的奈奎斯特边沿可以重叠，而不会产生串扰(S)。

图5给出了避免在PSK信号之间产生串扰(S)的条件。可以看到，当相应选择了附加的奈奎斯特边沿P_a时，图3a也可以解释为本发明所述方法的一种特殊情况。

但问题是图3a中已知的例子是否是适当的，因为两个信道占用了整个带宽。在功率受限的传输信道的情况下，在根据图3a的例子中以及在图3b所示的对应于本发明所述方法的滤波器对的例子中(并且很显然也适用于在 时具有奈奎斯特边沿的所有其他信道)，信噪比

是相等的。如在IEEE的现有技术中所规定的，当划分为在 时具有重叠的奈奎斯特边沿的下部和上部频率范围时，滤波器对P₁和P₂与系数

相乘，以像QPSK那样使 相等。峰值幅值比图3a中的例子要小，这在幅值受限的信道中带来增益，从而证明了图3a中的例子是不适合的。然而在变型A的多载波系统上进行扩展会产生增益。在滚降因数r＝0时这种增益为3dB。图3a中具有较大峰值幅值的例子与一个变型B的多载波系统相对应。为了实现，图3a的例子必须从垂直的边沿解放出来。这在不出现ISI和/或S的情况下是不可能的。

图6示出了一种可行的实现信号P₁和P₂的滤波、而不会对多载波系统(变型B)产生串扰和过渡的方法。

在例子d中，P₁包含一个在ω_g处的方根-奈奎斯特边沿，P₂包含在和

处的方根-奈奎斯特边沿。从而使串扰为零，因为P₁P₂ ^*的频谱相对于

对称，并且相对于ω＝0点对称(同时参见图4下部)。其中P₁ ²和P_2m具有意义地通过解调转换为基带信号。对于避免串扰重要的是，P₂在P₁的范围内相对于 对称。

例子e表示，P₁和P₂在该区域内也可以在数值上相等。可以在频分复用中引入具有相同边沿的其他信道。通过这种方式实现了多载波系统。为了不出现串扰，各信道必须在频率上分隔开，即首先不允许出现例子f中所示的重叠。

根据例子g，方根-奈奎斯特边沿也可以在频率上重叠。但是除了正交串扰外还会出现同相串扰，这可以通过与偏移量相邻的信道在一半比特周期内在采样时间点调整为零(OQPSK)。

这种在同一频率范围内的滤波器结构被称为变型B。与变型A不同的是，对于整个比特率不具有优点，像图3a所述的那样，它对应于变型B。每个信道(实信道和虚信道)中的滤波器形成了一个希尔伯特对，如由IEEE文献所知的那样。在借助于调制的实现过程中，建议用载波变换到通频带中点(双边带传输)。变型B通过[4]和[5]作为多载波系统为人所知。

双二进制传输的扩展：根据本发明，在考虑到出现部分响应信号的情况下对部分响应或双二进制传输的扩展是非常简单的。可知的是，在图7上部所示的余弦波峰信道H_C(ω)传送一个相应的脉冲响应。通过这个余弦波峰信道，像在理想低通的情况下那样用比特率2f_g来传输。如图7所示，其脉冲响应可表示为一个理想低通的两个与因数

相乘的脉冲响应，这两个脉冲响应之间在时间上相差 即正弦函数的零点间距。因此这个与H_C(ω)相应的脉冲响应也是间距为

的零点，如框图下部的图表所示。实际上不是传输对应于一个比特的狄拉克脉冲δ(t)，而是传输相互间隔为

的两个狄拉克脉冲。在接收器处再以的间隔进行采样，但是相对于理想低通相差 由此根据图7在脉冲响应V_PR+的

处得到了值 在其他的正、负脉冲响应之后，其采样值发生重叠。即出现了值0，+1和-1。值0意味着该比特相对于先前的过程发生了改变。通过一种已知的预编码，可以通过全波整流再将-1应用到+1中，以进行阈值为0.5的二进制判别，变换为0或1。但是在3dB时干扰间隔受到损害。然而反过来提供了这样的优点，即H_C(ω)不必像理想低通那样具有垂直的边沿。3dB的损耗可通过维特比译码来避免。

图7再次给出了部分响应(双二进制编码)，由图7还可看到，也可以将理想低通的相差

的脉冲响应进行相减。此时相应的脉冲响应V_{PR_}具有采样值

和

与脉冲响应的相减对应的是下列传递函数： $H_S\left(\mathrm{\ω}\right)=j\sin \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_g},-\mathrm{\ω}\≤\mathrm{\ω}\≤{\mathrm{\ω}}_g$

上述求值过程可以像在标准双二进制信号情况下那样通过发送端的预编码和接收端的全波整流来实现。在这一方法步骤中，在预编码时应取消比特倒置，这样就不会出现负的比特序列。这种改进了的双二进制编码对于下列步骤是很重要的。在Q²PSK中每个信道用一半比特率f_g来传输。相应地，部分响应滤波器H_PR(图7)必须被设置为ω_g，而不是

即它变为 $T=\frac{1}{{2f}_g},$ 如图8上部所示出的。框图的上部示出了部分响应滤波器必须分别串接在接收端之后。对于一种匹配滤波器配置，它可以作为

在发送端和接收端被划分(图8下部)。然而这在H_S的情况下(图8上部右侧)只能适用于数值。在图8右侧，在图表中绘出了传递函数H_C和H_S。H_C不适用于Q²PSK，因为它导致了 时的符号改变，并且在接收端必须从 $\left|\mathrm{\ω}\right|>\frac{{\mathrm{\ω}}_g}{2}$ 开始设置一个反相的滤波器。然而与此相反可以很容易且简单地实现 $\sqrt{\left|H_S\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}=\sqrt{\sin \mathrm{\π}\frac{\left|\mathrm{\ω}\right|}{{\mathrm{\ω}}_g}}.$

这一函数既用在发送端也用在接收端。此外还(例如在接收端)设置了一个传递函数为H_H(ω)＝jsign(ω)的希尔伯特滤波器，以能够从一个实数传递函数导出一个虚数传递函数，并且进行相反的推导。在滤波器的实现过程中，通过调制从一个余弦载波得到一个正弦载波，并进行相反的转换，这在图9中对图3a的例子进行了表示，因为这一例子是非常清楚明了的。

在图9中再现了一个部分响应系统，在图9上部示出了在一个响应系统的整体中的各个滤波器。在P₁和P₂形成了一个希尔伯特对的情况下，当希尔伯特对由P₁ ^*和P₂ ^*组成时，P₁ ^*和P₂ ^*在接收端简单地交换位置。从而不会产生干扰间隔损耗，因为噪声功率和有效信号采样值的幅值保持不变。

下面描述了通过调制和解调以及转换到QⁿPSK的实现过程。

当P₁是一个低通时，相反P₂是一个带通。P₂P₂ ^*相应的脉冲响应比P₁ ²相应的脉冲响应频率高得多，如图3b-3c的例子中所示。在带通P₂P₂ ^*中能够以f_g的比特率来传输。在通过调制实现带通P₂的情况下，载波不允许位于P₂的通频带中点(这对应于双边带调制)，而是必须用剩余边带调制来工作。这是相对于变型B的区别，在变型B中采用了双边带调制。

图10的上部示出了通过对P₂的调制和接收端解调以转换到QⁿPSK来实现P₂的过程，其中通过将P₁频率转换为P₂生成了一个 和ω_g之间的下边带。从而在ω_g处得到了一个奈奎斯特边沿，在ω_g处用一个方根-奈奎斯特滤波器来滤波，并得到了P₂。在ω_g处的奈奎斯特边沿在原理上可以与 处的边沿不同。

在图10的中间部分(接收器输入端)示出了P₂如何在低通范围内被解调。首先像在调制时那样，信号通过同一方根-奈奎斯特低通被发送。由此在ω_g处实现了一个奈奎斯特边沿。通过解调和用P₁实现的低通滤波，得到了所希望的传递函数P₁ ²，通过该传递函数可以用比特率f_g来传输。重要的是，解调载波位于方根-奈奎斯特边沿上。所述滤波器也可以是高通或带通滤波器。带通滤波器可以在不同频率下通过多相滤波器很容易地实现。在解调之后仅需要一个简单的滤波器来抑制双倍载频分量。这种用多相滤波器实现的解调在多载波系统的情况下是具有优点的。

接收端的方根-奈奎斯特滤波器用于在频率转换之后在ω＝0处产生奈奎斯特边沿，它在ω＝0的情况下加到一个常数值上。但是这种滤波器也可以与接收滤波器相结合，如图10的下部“滤波器的组合”中所示。如果没有接收端滤波，则方根-奈奎斯特边沿在ω＝0处被加到一个最大值为 的峰值上。然而通过一个在方根-奈奎斯特边沿的区域内在ω＝0处反转的接收滤波器P_1E，可以对这种情况进行矫正。

在多载波系统中，在变型A中实信道和虚信道交替传输。为了对实信道进行调制和解调，符合目的的是用cosω_gt进行变换。其中应在一个中间频率之上实现转换，以使每个信道的方根-奈奎斯特滤波器 能够相等。信道的转换显然也可以在高频范围内实现，而不必与两个正交载波进行再一次的转换。即在这种情况下完全省去了正交载波(多载波系统)。

将传输信道H_i分配到两个频率范围上的原理可以进一步扩展到更多的频率范围。图11示出了三个信道的图示，其中在分离点处没有奈奎斯特边沿。中间的滤波器P_2m分解成P₂。这样在信道1和2之间以及信道2和3之间又出现了串扰。此外在信道1和3之间没有串扰，因为这两个信道在频率上是分开的，使得它们的奈奎斯特边沿不会相互重叠。这种方法可以扩展到n个信道，这样得到一个基带系统，它必须给到余弦和正弦载波上。

图12示出了到QⁿPSK的过渡以及整个频谱H_g(ω)，其中纯虚数的频谱用虚线来表示。部分信号用0和1进行二进制调制。余弦支路中的数据用d_c1，.d_c2…来表示，正弦支路中的数据用d_s1，.d_s2…来表示。

由于载频是等距的，可以用IDFT实现调制，用DFT实现解调。

这里相对于OFDM得到了以下优点：

●允许相邻信道重叠，而不会产生串扰，因为在变型A中始终有一个纯实数的频谱与一个纯虚数的频谱在对称边沿发生重叠。

●在OFDM中载波必须非常精确地位于由矩形脉冲采样产生的si频谱的过零位置中，而这在此处没有严格要求。

●频谱非常紧密而且没有si尾部。

●波峰因数很小，因为并非传输经过采样的正弦和余弦震荡，而是传输减弱的脉冲。

●发送信号的功率密度谱是恒定的，因为相邻信道的功率密度谱由于奈奎斯特边沿而补充为一个恒定的数值。

在变型B中，基本上在解调和滤波之后，在基带中(如图13的上部所示，它示出了信道内正交串扰(IKQS))，除了由上部和下部的相邻信道所引起的串扰之外，还会出现由在相同频带内以90°相差传输的信道所引起的串扰，即5重串扰。但是在无干扰的传输信道中这种串扰被完全补偿，为此必要时可采用一个校正器。这种串扰被称为信道内正交串扰(IKQS)。

在变型A中(如图13下部所示)还由于剩余边带边沿(RSB边沿)处的重叠出现了IKQS，即2重串扰，它只有在无干扰的传输中才能得到补偿。然而它比变型B中的情况小得多，因此出于这种考虑，在特定应用中(DAB，DVB-T，移动无线电)变型A更适合用于选频信道。

在图10中以及在图12中，在载频ω_g处的RSB边沿以及在更低的频率 处的其他边沿都相同。但是如图14的上部所示，也可以具有优点地使RSB边沿变得陡峭得多(在用 进行滤波、用ω_o进行解调、以及方根-奈奎斯特滤波之后的滚降r_T)。当r_T＝0时得到单边带调制。由此原理上可以使IKQS任意地小。在ω_u处的方根-奈奎斯特边沿在解调和相应的方根-奈奎斯特滤波之后用滚降r得到基带内的奈奎斯特边沿。为了使ω_o和ω_u处的两个边沿不发生重叠，必须有r+r_T≤1。图14示出了在多载波传输时是如何具有优点地设置信道的。在变型A中IKQS减小。图中示出了发送频谱S(ω)。

在图15中示出了对于两个变型A和B在发送频谱S(ω)的例子处的双二进制多载波传输。变型B作为多载波系统，由IEEE通信学报COM-15，第6期(1981年七月)，第982-989页，以另外一个解决方案已知。根据这种已知的电路，通过发送端和接收端上的滤波器，将2L个基带数据用等距的正弦和余弦载波在频率为f_k(k＝1…L)的双边带调制中直接转换到高频范围内。频谱在奈奎斯特边沿或方根-奈奎斯特边沿处发生重叠。在接收端用同样的载波进行解调。其中同样得到了串扰脉冲，但是是两个不同的串扰脉冲，即根据本发明在采样时间点具有零点的正交S(串扰)，以及在奈奎斯特边沿附近具有对称频谱的同相S(串扰)。相应的时间信号与余弦相乘，并且其零点相差半个比特周期。

对于上部和下部RSB(在载波之下或之上的边沿)的发送端RSB滤波器的实现最好在基带内用后续的调制来完成。后面所示的是对于具有滚降r_T的方根-奈奎斯特边沿的情况。

根据图16，给出了发送端RSB滤波的实现，其中移动到基带内的RSB滤波器被拆分成偶分量H_g(jω)和奇分量H_u(jω)。奇分量与j相乘(与jH_u(jω)相对应的还有一个实数的时间函数)。在此之后用余弦载波和正弦载波来完成转换。这两个分量被相加或者相减，并得到了图16所示的在下部或上部的频带末端处具有RSB边沿的RSB滤波器。

如果如图15中所示设计其他边沿以及方根-奈奎斯特边沿(滚降r)，可以省去如图10所示的用P₁进行的接收端滤波，并通过对解调中出现的较高的频率分量进行简单的低通抑制来完成。两个低通滤波器H_g(jω)和jH_u(jω)可以根据其脉冲响应作为FIR滤波器来实现。

所实现的传递函数是实数。对于虚数的传递函数，如在变型A中在两个信道中的每个信道中得到的，需要将余弦和正弦载波进行交换。这在图16的下部示出。

如已经描述的，实频谱和虚频谱在接收端发生重叠。图10必须用一个方根-奈奎斯特滤波器来进行滤波。通过补偿不可能实现抑制。

根据图15，对于变型A选择单边带调制用于产生余弦信道，这需要具有垂直边沿的滤波器。双二进制多载波传输借助于发送频谱S(ω)来表示。下面的描述表明这并非是必须的。

根据图17，给出了边沿H(ω)的相加(即17a)加到1，17b)加到H_C(ω))，镜像对称的奈奎斯特边沿被加到数值1。这可以很容易地表示。奈奎斯特边沿可以写为H(ω)＝0.5+U(ω)。

U(ω)是一个特征为U(0)＝0且U(ω_χ)＝0.5的奇函数。例如在余弦滚降中 $U\left(\mathrm{\ω}\right)=0.5\sin \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}},-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}\≤\mathrm{\ω}\≤{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}.$

从而有H(ω)+H(ω)＝1，ω_χ＝r_T·ω_g。如果边沿不是加到1，而如图7的右侧所示加到H_C，则在载频中不允许使用奈奎斯特边沿。必须有 $H\left(\mathrm{\ω}\right)+H(-\mathrm{\ω})=H_c\left(\mathrm{\ω}\right)=\cos \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_g}.$ 边沿H(ω)可以通过式子 $H\left(\mathrm{\ω}\right)={\mathrm{\χ}}_1\cos \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_g}+{\mathrm{\χ}}_{2}U\left(\mathrm{\ω}\right)$ 来确定。将等式(5)代入到等式(4)中得到χ₁＝0.5。

如果有意地希望H(-ω)＝0，且 $H\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}\right)=H_C\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}\right)=\cos \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}}{{\mathrm{\ω}}_g},$ 则按照 ${\mathrm{\ω}}_2=\cos \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}}{{\mathrm{\ω}}_g}.$ 对于余弦滚降得到：

$H\left(\mathrm{\ω}\right)=0.5(\cos \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_g}+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}}{{\mathrm{\ω}}_g}\right)\·\sin \frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{\mathrm{\ω}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}}),-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}\≤\mathrm{\ω}\≤{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\χ}}.$

由此在变型A中可以避免垂直的边沿，并且相邻的信道可以重叠。重叠越大，显然IKQS越大。值得注意的是，现在当ω_χ＝ω_g时变型A过渡为变型B。

这种做法并不局限于余弦函数，而是可以应用于其他的函数。

Claims (22)

1、通过分隔QPSK信号的频谱将QPSK信号的比特率分配到至少两个在调制器和解调器中具有限带滤波器的信道上的方法，其特征在于以下特征：

-借助于具有特定带宽(ω_g)的发送器的解调器中的一个理想低通(H_i)对QPSK信号信号进行滤波；

-通过特定带宽(ω_g)处的奈奎斯特边沿来改变带宽，而不改变 或

的多倍处的脉冲响应的过零点；

-通过至少两个滤波器支路(P₁P₁ ^*；P₂P₂ ^*)，借助于形成脉冲成形器对的滤波器(P₁ ^*和P₂ ^*)，将经过预先滤波的QPSK信号分隔成至少一个纯实数频谱(P₁)或纯实数信道以及至少一个纯虚数频谱(P₂)或纯虚数信道，其中在滤波器支路中分隔开的QPSK信号以一半比特率 来传输，

-分隔开的QPSK信号分别用一个正弦或余弦载波来调制；

-用解调器将如此得到的信号传输到接收器，

-借助于具有一个纯实数的传递函数(P₁ ^*)和一个纯虚数的传递函数(P₂ ^*)的至少两个滤波器支路，通过至少两个滤波器支路(P₁P₁ ^*；P₂P₂ ^*)，利用形成脉冲成形器对的滤波器(P₁ ^*和P₂ ^*)，将接收到的信号分隔成至少两个纯实数的频谱(P₁)和至少一个纯虚数的频谱(P₂)，其中在滤波器支路中被分隔开的信号以一半比特率

来传输；

-通过用正弦或余弦载波对QPSK信号的调制来进行解调。

2、如以上权利要求1所述的方法，其特征在于，在两个滤波器信道(P₁，P₂以及P₁ ^*，P₂ ^*)中的脉冲响应的零点位于 的多倍处，并且传输的比特率分别位于

处。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，在带有平方根符号的解调器中的纯虚数传递函数(P₂)由理想低通信道的奈奎斯特边沿并通过符号改变(-)来产生。

4、如以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，在ω_g处有一个陡峭的奈奎斯特边沿。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于，在分配到上和下频率范围内之后，滤波器对的脉冲响应在重叠的奈奎斯特边沿处在

处与因数 相乘。

6、如以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，为了扩展到多载波系统，在解调器端实数和虚数频谱通过一个低通滤波器(P₁)和后续的调制以等距的余弦载波和正弦载波来实现。

7、如权利要求1或6所述的方法，其特征在于，为了扩展到多载波系统，调制器和/或解调器中的滤波器支路(P₁)在ω_g处具有一个方根-奈奎斯特边沿，而第二个滤波器支路(P₂)在 和/或

处具有一个方根-奈奎斯特边沿，其中滤波器支路(P₂)的脉冲响应在滤波器支路(P₁)的区域内相对于 对称。

8、如以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，通过余弦波峰信道(H_C(ω))以理想低通的2f_g比特率传送的脉冲响应被定义为两个与因数 相乘的理想低通的脉冲响应，它们相互之间在时间上相差

解调器中的脉冲响应以 的间隔被采样，且相对于理想低通实现

的偏差，其中余弦波峰信道(H_C(ω))不具有像理想低通那样的垂直边沿(双二进制传输)。

9、如权利要求8所述的方法，其特征在于，在采用预编码和全波整流的双二进制传输中出现的3dB的损耗通过维特比译码来避免。

10、如权利要求7、8或9所述的方法，其特征在于，发送端和/或接收端引入下列函数 $\sqrt{\left|H_S\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}=\sqrt{\sin \mathrm{\π}\frac{\left|\mathrm{\ω}\right|}{{\mathrm{\ω}}_g}},$ 其中在实现滤波器时通过调制由一个余弦载波推导出一个正弦载波，或者进行相反的推导，以实现一个实数的传递函数和一个虚数的传递函数。

11、如以上权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，在发送端由滤波器(P₁和P₂)产生的采样样本形成一个希尔伯特对，并且在接收端，接收端滤波器(P₁ ^*和P₂ ^*)的采样样本交换位置。

12、如权利要求7至11中任一项所述的方法，其特征在于，滤波器(P₁)是一个方根-正弦频率特性在-ω_g…ω_g范围内的滤波器，滤波器(P₂)通过与jsign(ω)相乘来实现，并且接收滤波器与发送滤波器相对应，但是经过了互换。

13、如权利要求7至12中任一项所述的方法，其特征在于，在第一个滤波器支路中设置了一个低通(P₁)，在第二个滤波器支路中设置了一个带通(P₂)，并且滤波器支路(P₂·P₂ ^*)中的脉冲响应比对应于低通支路的乘积P₁ ²的脉冲响应频率更高。

14、如权利要求7、8或13所述的方法，其特征在于，在第二个滤波器支路中的带通(P₂)通过调制来实现，并且载波位于带通的通频带中点之外，它根据剩余边带调制来工作。

15、如权利要求14所述的方法，其特征在于，剩余边带的上部通过频率转换从第一个滤波器支路中的滤波器(P₁)的中部获得，作为第二个滤波器支路中的滤波器(P₂)的信号，并产生

和ω之间的下部边带，该信号在ω_g处具有奈奎斯特边沿，它用方根-奈奎斯特滤波器在ω_g处被滤波。

16、如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，在多载波系统中，实信道和虚信道交替传输，并且这通过用余弦载波和正弦载波进行剩余边带调制来实现，传输信道的分配在多个频率范围上实现。

17、如权利要求16所述的方法，其特征在于，奈奎斯特边沿在载频处任意减小，以减小信道内正交串扰。

18、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在借助于余弦载波和正弦载波实现转换之前，发送端剩余边带滤波器被移到基带中，该信号被分解为一个偶分量(H_g(jω))和一个奇分量(H_u(jω))，并且奇分量(H_u(jω))与j相乘(jH_u(jω))，以重新生成一个实数的时间函数，并且这两个分量被相加或相减。

19、如权利要求18所述的方法，其特征在于，偶分量(H_u(jω))的边沿被设计为方根-奈奎斯特边沿，并且在接收端，在解调时出现的较高的频率分量通过简单的低通滤波器得到抑制。

20、如权利要求18所述的方法，其特征在于，为了实现虚数的传递函数，将余弦载波和正弦载波交换。

21、用于传输Q²PSK或QⁿPSK信号的发送器，具有用于根据权利要求1或权利要求2至12中任一项对QPSK信号进行滤波、分隔以及调制的电路。

22、接收器，具有用于接收、处理和重新获得根据权利要求1或权利要求2至12中任一项所述的发送方法步骤所生成的QPSK信号的解调器。

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