CN1826781B - 调制装置、解调装置、调制方法及解调方法 - Google Patents

调制装置、解调装置、调制方法及解调方法 Download PDF

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Abstract

公开了一种在限定的频段域内比原来的调制方法能明显提高信号传输速度的调制装置。调制装置100，具有第1及第2频率上升型SSB调制器110、120。各SSB调制器110、120的结构为使载波频率具有相当于码元速度的倒数(也就是，输入码元的基本频率)的频率差。使用加法器130合成通过设成高载波频率的SSB调制器120得到的LSB信号，和通过设成低载波频率的SSB调制器110得到的USB信号，得出调制信号。

Description

调制装置、解调装置、调制方法及解调方法
技术领域
本发明是涉及һ种使用SSB(Single Side Band，单边带)技术的调制装置、解调装置、调制方法及解调方法。
技术背景
近年来，随着信息处理技术的普及和所谓的IT(InformationTechnology，信息技术)化社会的快速发展，信息通信的扩大与要求都得到了长足的进步。社会和社会之间当然不用说了，而且对于连接个人与社会的通信基础设施，也希望无线化和高速化。对移动通信进yi,gif步的需求也使丰富的频率资源陷入枯竭状态。
现在为谋求提高频率利用效率研究的主要对象是，提高像MIM零,gif(Multi Input Multi 零,gifutput，多输入多输出)所代表的无线传播技术。然而，在自由空间，尤其是在室外环境的空间，要确保所希望的无线通信路径，有着各种各样的困难。特别是终端使用高速移动那样的状况，尤为困难。复用更是极其困难的。
考虑所述情况时，首先认为应该在基带确立确实可行的改良。关于基带的改良，迄今为止，先驱者们也连续开发了ASK、PSK、QAM、CDMA及零,gifFDM等新方式。这样作为本质性的解决方法是热切希望基带的调制效率的提高。
首先，考虑使信息速度变为2倍时的信号密度，正如图1B所示那样。另外图1A表示I轴上的奈奎斯特信号波形，每个码元周期均配置1波奈奎斯特信号。图1B表示码元周期T内收容2波奈奎斯特信号，传输速度为2倍。但是，像图1B那样，码元周期T内单纯收容2波奈奎斯特信号时，与图1A所示的情况相比频段扩大为2倍，这很不理想。
以往，SSB(Single Side Band，单边带)方式，除了需要在接收系统的载波再生上下功夫以外，还知道抗传播环境变化的能力强。使用SSB方式提高误码率特性的技术，已刊登在例如美国专利第6，091，781号(日本第11-239189号专利公开公报)上。
图2A，图2B及图2C表示记载在所述文献的原理。通过把图2A所示那样的成为基本的I轴信号和Q轴信号进行SSB化，便得到图2B所示那样的SSB化的I轴信号和SSB化的Q轴信号，把它们结合起来便形成图2C所示那样的SSB-QPSK信号。
该处理具体通过图3所示的电路结构来实现。首先对同相数据信号X(n)及正交数据信号Y(n)分别通过内插器1、2内插0。内插器1的输出，通过延迟电路3发送到信号耦合器7，同时通过希尔伯特滤波器4实施希尔伯特变换后，发送到信号耦合器8。另外，内插器2的输出，通过希尔伯特滤波器5实施希尔伯特变换后，发送到信号耦合器7，同时通过延迟电路6发送到信号耦合器8。信号耦合器7的输出，通过脉冲整形滤波器9分配给混频器11，信号耦合器8的输出，通过脉冲整形滤波器10分配给混频器12。混频器11中，通过脉冲整形滤波器9的输出信号调制余弦载波cos(ωct)，混频器12中，通过脉冲整形滤波器10的输出信号调制正弦载波sin(ωct)。然后，来自混频器11、12的I信道RF信号及Q信道RF信号，通过由信号耦合器13耦合而得到SSB-QPSK信号Z(t)。根据这样记载在所述文献中的结构，为谋求SSB化而生成I轴信号与Q轴信号的各自的希尔伯特变换成分，进行正交调制。
这样，根据所述文献，可以通过SSB化消除以往的I轴信号和Q轴信号只通过余弦乘法运算和正弦乘法运算来决定的缺点，而能够改良传输特性。这样，所述文献记载了，“虽然SSB-QPSK在理论上具有与QPSK或SSB相同的频率利用效率(例：2bps/Hz)，但是瑞利衰落电路显示，对于等化不完全性比QPSK或SSB都有抗性，而且SSB-QPSK的包络线变化比QPSK还少6dB。”
但是，记载在所述文献的技术，是通过使用SSB方式来提高误码率特性的技术，从根本上来说，不是为实现以被限制的频带传输明显多于以往的信号的技术。
发明内容
本发明的目的是提供一种在被限制的频段与以往的调制方式相比能显著提高信号传输速度的调制装置，解调装置，调制方法及解调方法。该目的通过包括对第1输入码元进行SSB调制，而得到USB信号的第1频率上升型SSB调制器；对第2输入码元进行SSB调制，得到LSB信号的第2频率上升型SSB调制器；耦合所述USB信号与所述LSB信号的耦合器，并通过所述第2频率上升型SSB调制器，使用相对所述第1频率上升型SSB调制器使用的载波频率，只有输入码元的基本频率高的载波频率，进行SSB调制来完成。
附图说明
图1A是表示对码元周期配置1波奈奎斯特信号状态的图；。
图1B是表示对码元周期配置2波奈奎斯特信号的状态图；
图2A是表示成为SSB化基础的I轴信号和Q轴信号的图；
图2B是表示SSB化的I轴信号与Q轴信号的图；。
图2C是表示SSB-QPSK信号的图；
图3是表示以往的调制器的结构的方框图；
图4A是表示一般的QPSK信号的I轴信号与Q轴信号的频谱的图；
图4B是表示把信号传输速度提高到2倍时的频段幅度的扩大的图；
图4C是表示实施方式上的I轴信号与Q轴信号的SSB化的图；
图4D是表示实施方式上的SSB化信号的复用化状态的图；
图5是表示实施方式1的调制装置结构的方框图；
图6A是表示通过实施方式的调制装置得到的USB信号的状态的图；
图6B是表示通过实施方式的调制装置得到的LSB信号的状态的图；
图6C是表示通过实施方式的调制装置得到的SSB复用调制信号的状态的图；
图7是表示相位偏移型SSB调制器结构的方框图；
图8A是表示用偶函数Veven(t)和奇函数Vodd(t)的合成表示输入信号u(t)时的频谱图；
图8B是表示用输入信号u(t)成分的偶函数成分Vevent(t)和奇函数成分Vodd(t)表示输入信号u(t)的希尔伯特变换输出的图；
图8C是表示输入信号u(t)乘以cosω1t的图；
图8D是表示把输入信号u(t)变换为希尔伯特的u’(t)乘以sinω1t的图；
图8E是表示图8C所示的信号与图8D所示的信号的差的图；
图8F是表示图8C所示的信号与图8D所示的信号的和的图；
图9A是表示偶函数成分的图；
图9B是表示奇函数成分的图；
图10A是表示USB信号的图；
图10B是表示USB信号乘以cosω1t的图；
图10C是表示LSB信号的图；
图10D是表示LSB信号乘以sinω1t的图；
图10E是表示低通滤波器输出(解调信号)的图；
图11是表示实施方式1的解调装置结构的方框图；
图12是表示IIR型的数字希尔伯特滤波器的结构例的方框图；
图13是表示用于带宽确认的LSB信号的模拟结果的图；
图14是表示用于带宽确认的USB信号和LSB信号的合成信号的模拟结果图；
图15是表示用于确认通信品质的BER比S/N的模拟结果的图；
图16是表示SSB调制器的其它结构例的方框图；
图17A是表示通过实施方式1得到的LSB信号的频率复数空间上的频谱的图；
图17B是表示通过实施方式1得到的USB信号的频率复数空间上的频谱的图；
图17C是表示通过实施方式1得到的SSB复用调制信号的频率复数空间上的频谱的图；
图18是表示通过实施方式2形成的SSB复用调制信号的频率复数空间上的频谱的图；
图19是表示实施方式2的调制装置结构的方框图；
图20是表示实施方式2的解调装置结构的方框图；
图21是表示实施方式3的解调装置结构的方框图；
图22A是表示用LSB的载波频率余弦(cosine)波检波时的基带频谱的图；
图22B是表示FFT输出的概念图；
图22C是表示包括混淆(alias)在内的实际的FFT输出的图；
图23A是表示用LSB的载波频率sine波检波时的基带频谱图；
图23B是表示FFT输出概念的图；
图23C是表示包括混淆在内的实际的FFT输出的图；
图24是表示DET(detector，检测器)的原理结构图。
具体实施方式
本发明的概要是，调制以往的正交调制的2倍(实施方式1)或者4倍(实施方式2)的高速码元速度的信息信号。通常进行这样的操作时，需要的频段宽为2倍或4倍，本发明是通过复用SSB化把发送信号收容在原来的频段幅度内。并且提出了对这样的调制信号的解调方式的方案。
下面参照附图对本发明的实施方式加以详细说明。
(实施方式1)
图4A-图4D表示本发明的调制方式的概念。
图4A是表示根据以往的基本的QPSK方式的I轴和Q轴的频谱的图。为了把该以往的QPSK具有的传输速度提高到2倍，必须像图4B那样，把频率带宽BW1扩大2倍。这样频率利用效率就得不到改善。因此，本实施方式，通过对I轴信号和Q轴信号实施SSB化，使各自的边带宽扩展为是原来边带的2倍的全频段幅度BW1(图4C)，并且通过在同一频率上复用化(图4D)，使2倍的传输速度成为可能，并且是在分配的频段幅度状态下的通信。也就是说，与上述以往的技术说明的SSB-QPSK相比，可以使传输速度成为2倍。
图5表示为实现图4A—图4D所示的本实施方式概念的结构。在图5所示实施方式的调制装置100上，被发送的信号f(t)通过并串行转换器(S/P)101变为2系统的并列信号。
与以往的信号速度相比，可以设定为2倍，所以把该信号群编号为位1、3和位2、4。这二个系统的信号分别通过奈奎斯特滤波器(NFL)102、103成为奈奎斯特信号。
从奈奎斯特滤波器102输出的奈奎斯特信号输入频率上升型SSB调制器110，同时从奈奎斯特滤波器103输出的奈奎斯特信号输入频率上升型SSB调制器120。频率上升型SSB调制器110包括由频率信号源112与乘法器113、114构成的正交调制部，和希尔伯特变换器111。另外，频率上升型SSB调制器120包括由频率信号源122与乘法器123、124构成的正交调制部，和希尔伯特变换器121。
输入到频率上升型SSB调制器110的信号位1，3的奈奎斯特信号，在乘法器113中被乘以频率为载波频率ω1减去1/2码元频率ω0的ω1-ω0/2的频率信号源112的余弦波。另外，同时对把信号位1、3的奈奎斯特信号通过希尔伯特变换器111后的信号，在乘法器114中乘以所述ω1-ω0/2的频率信号源112的正弦波。然后通过用加法器115取这2个输出的和，而得到载有信号位1、3的载波频率设定为ω1-ω0/2的上侧SSB信号(USB信号)。
另外，输入到频率上升型SSB调制器120的信号位2、4的奈奎斯特信号，在乘法器124中被乘以频率为载波频率ω1加上1/2码元频率ω0的ω1+ω0/2的频率信号源122的余弦波。另外，同时对把信号位2、4的奈奎斯特信号通过希尔伯特变换器121后的信号，在乘法器123中乘以所述ω1+ω0/2的频率信号源122的正弦波。然后通过用加法器125取2个输出的和，而得到载有信号位2、4的载波频率设定为ω1+ω0/2下侧SSB信号(LSB信号)。
然后，通过信号耦合器130耦合，从频率上升型SSB调制器110输出的USB信号(图6A)和从频率上升型SSB调制器120输出的LSB信号(图6B)，而得到如图6C所示的SSB复用调制信号。
这样，本实施方式中，为得到LSB信号的频率上升型SSB调制器120，使用相对为得到USB信号的频率上升型SSB调制器110使用的载波频率，只有输入码元的基本频率高的载波频率，进行SSB调制。这样就可以使LSB信号与USB信号在同一频段复用。
在这里为了理解本实施方式，如对图7所示的一般相位偏移型SSB调制器进行说明。在这里，图8A～图8F用频谱表示图7的相位偏移型SSB调制器200的动作。作为调制信号函数，取下式那样的复数解析函数，便可以得到SSB信号。
f(t)＝u(t)+ju′(t)...(1)
在这里，(1)式中的u’(t)表示输入信号u(t)的希尔伯特变换。
像下式那样，图7的上侧电路(延迟电路201，平衡混频器202)，使输入信号u(t)和载波cosω1t进行乘法运算，下侧电路(希尔伯特变换器203，平衡混频器204)，使输入信号u(t)的希尔伯特变换后的信号u’(t)和载波sinω1t进行乘法运算。
...(2)
图8A是表示使用偶函数Veven(t)与奇函数Vodd(t)的合成表示输入信号u(t)时频谱的图。图8B是使用输入信号u(t)成分的偶函数成分Veven(t)和奇函数成分Vodd(t)表示输入信号u(t)的希尔伯特变换输出的图。图8C是表示输入信号u(t)乘以cosω1t的图。图8D是表示输入信号u(t)进过希尔伯特变换后的u’(t)乘以sinω1t的图。把该结果像下式所示那样进行合成(这里是减法运算)。
...(3)
从(3)式结果清楚看出，应该调制的信号f(t)重叠在载波频率ω1的解析信号上，而重叠在在负频段中成对的载波频率-ω1的解析信号
Figure S04820856X20060213D000086
上的信号为与f(t)共同作用的f*(t)。即证明了频谱在频率轴上正负对称(轴对称)为SSB。图8E表示两者的差为USB(上侧侧波带SSB)，图8F表示两者的和，为LSB(下侧侧波带SSB)。
在这里，图8E表示用图8C～图8D得到的USB，图8F表示用图8C+图8D得到的LSB。另外，在图8A～图8F中，用如图9A所示的三角形虚线表示偶函数成分，用如图9B所示的弧形实线表示奇函数成分。
下面说明本实施方式中所需的可以在同一频率上重叠的USB、LSB的生成。
首先，载波频率ω1的SSB信号SSSB(t)如下所述。但是在这里，把被调制的原来的信号设定为m(t)，用f(t)表示从m(t)生成的解析信号。设定f*(t)为与f(t)复数共同作用的信号。用m(t)来表示时，f(t)为m+(t)，f*(t)则为m-(t)。用H[]表示希尔伯特变换时，若m(t)为正则，那么解析信号就定义为：
f(t)＝m+(t)＝m(t)+jH[m(t)]及f*(t)＝m-(t)＝m(t)-jH[m(t)]。另外，就一般而言，H[m(t)]＝-jm(t)成立。
这样，根据所述SSB的定义，USB信号用下式表示。
...(4)
下面用图6C说明与USB正交的LSB信号。图6C表示SSB-QPSK方式的复数频段中的概念图、USB被配置在实平面内，LSB被配置在虚轴平面内。为了在相同的频段中正交配置USB与LSB，所以必须把一方配置在虚数轴空间。图6C中，把USB配置在实轴，把LSB配置在虚数轴。配置在虚数轴空间的方法，可以是与虚数进行乘法运算，此处的虚数为j。另外，由于LSB信号在解析信号的相位空间的旋转方向相对于USB为逆向，所以必须使调制频率的
Figure S04820856X20060213D000091
与解析信号f(t)、f*(t)的组合与USB相反。那么，具体的数式为下式。
...(5)
下面，为了用上述公式使USB与LSB在同一频段重叠，可以使USB减小ω0/2频率，使LSB增大ω0/2频率。这时，USB信号用下式表示。
...(6)
另外LSB信号，用下式表示：
...(7)
在这里，如果正交化SSB的信号的2输入为m1(t)，m2(t)，那么各自的解析信号m1+(t)，m1-(t)，m2+(t)，m2-(t)，可以像下式那样表示。
m1+(t)＝m1(t)+jH[m1(t)]
m1-(t)＝m1(t)-jH[m1(t)]
m2+(t)＝m2(t)+jH[m2(t)]
m2-(t)＝m2(t)-jH[m2(t)] ...(8)
然后，把m1(t)，m2(t)设定为USB，LSB的正交SSB信号sSSB-QPSK(t)像下式那样表示。
...(9)
体现该数式的电路结构见图5。根据USB、LSB各自的数式的最后结果，便能得知与表示本实施方式的调制系统的结构图5完全一致。
如上所述，通过本实施方式可以得到，通过简易的结构，在以往的正交调制方式需要的频段幅度的范围内，可以得到以往的传输速度2倍的传输速度的调制方式。
下面，说明对如上所述的通过本实施方式形成的调制信号进行解调的本实施方式的解调方式。
首先说明其原理。SSB信号可以进行同步解调。例如USB信号和cosωct的乘法运算使该频谱移动±ωC。把该信号通到低通滤波器，便得到所需的基带信号。这对于LSB信号也一样。为了求得SSB信号的时间区域表现，而使用信号f(t)的解析信号(Pre-envelope前包络线)概念。
图10A～图10E表示，解调由图8E所示的USB信号与图8F所示的LSB信号形成的SSB接收信号时的各处理的频谱配置。在这里，图10A～图10E与图8A～图8F一样，设定用图9A所示的三角形虚线表示偶函数成分，用图9B所示的弧形实线表示奇函数成分。
接收SSB信号时便让接收系统进行如下述数式所示的动作。首先对表示在图10A的USB信号，像下式所示那样乘以cosω1t。
...(10)
这样，从表示结果的图10B可以清楚看出，生成了达到载波频率2倍的高频成分和基带成分。
然后用LPF除去达到载波频率2倍的±2ω1成分，便成为下式，解调发送信号(图10E)。
...(11)
另外，在式(11)中，箭头“→”表示通过滤波器。即箭头“→”后边的数式表示通过滤波器后的信号。这在后述的其它算式中也一样。
关于LSB信号也一样，通过发送信号(图10C)乘以sinω1t，如图10D所示，与USB信号一样，生成达到载波频率的2倍的高频率成分和基带成分。然后在这里也用LPF除去高频成分。这样如图10E所示，发送信号被解调。用数式表示这些处理时，如下式所示。
...(12)
图11表示本实施方式的解调装置的结构。解调装置300具有2台频率下降型解调器310、320。解调装置300通过带通滤波器(BPF)301把接收的解调信号输入到2台频率下降型解调器310、320。
频率下降型解调器310包括由频率信号源313和乘法器311构成的解调器。频率下降型解调器310，在乘法器311中对输入信号进行乘法运算，使其乘以频率为载波频率ω1减去1/2码元频率ω0的ω1-ω0/2的频率信号源313的余弦波。其输出通过奈奎斯特波器(NFL)330得到原来的信号位1、3。
频率下降型解调器320包括由频率信号源322和乘法器321构成的解调器。频率下降型SSB解调器320对输入信号，在乘法器321中乘以频率为载波频率ω1加上1/2码元频率ωo的ω1+ωo/2频率信号源322的余弦波。其输出通过奈奎斯特滤波器(NFL)331得到原来的信号位2、4。
另外，由本实施方式叙述的奈奎斯特滤波器，为了发送接收综合得到奈奎斯特的特性，严格定义为路由奈奎斯特滚降滤波器(routeNyquest roll off filter)。
然后，通过把2系统的信号位1、3和信号位2、4输入到并行/串行变换器(P/S)332，接收数据f(t)便从P/S332输出。
这里再用数式说明，使用图11的解调器300，就能够从USB信号和LSB信号正交复用的如图6C所示的接收信号(即从调制器100发出的发送信号)中分别提取各信号的理由。
解调器300，首先为了得到USB上的信息m1(t)而通过频率下降型SSB解调器310，像下式所示那样乘以cos(ω1-ωo/2)t。
...(13)
可以通过LPF314的输出，得到用下式所表示的信号。
在这里，利用信号m1(t)，m2(t)为奈奎斯特波这一特性。即代入
(m，n为整数)
便可以得到下式：
在这里，当表示码元点的值t＝0时，便成为下式，可以提取m1(t)。
...(16)
同样，为了得到USB上的信息m2(t)，通过频率下降型SSB解调器310，像下式所示那样，乘以sin(ω1+ωo/2)t。
...(17)
可以通过LPF315的输出，得到用下式所表示的信号。
在这里，信号m1(t)，m2(t)应该使用奈奎斯特波。即代入
(m，n为整数)
便可得到下式：
在这里，当表示码元点的值t＝0时，便成为下式，可以提取m2(t)。
...(20)
另外，通常用路由奈奎斯特滚降滤波器代替LPF。这时，发送系统的奈奎斯特滤波器同样为路由奈奎斯特滚降滤波器。
这里作为参考，在图12中，把IIR型的数字希尔伯特变换器作为发送方使用的希尔伯特变换器的具体结构例来表示，简单说明希尔伯特变换器的原理。把频谱M+(ω)＝M(ω)u(ω)和M-(ω)＝M(ω)u(-ω)的反傅里叶变换设为m+(t)和m-(t)时，则把2m+(t)称为m(t)的解析信号。因为M+(ω)和M-(ω)不是各自ω的偶函数，所以m+(t)和m-(t)是复数信号。而且，由于M+(ω)和M-(ω)是共同作用的，所以m+(t)和m-(t)也是共同作用。在这里mh(t)是m(t)希尔伯特变换，用下式表示。
...(21)
概括的说，本实施方式中采用的结构为，设置第1及第2频率上升型SSB调制器110、120，使SSB调制器110、120的载波频率具有与码元速度的倒数(即输入码元的基本频率)相当的频率的差，而且通过设定为高载波频率的SSB调制器120得到LSB信号，同时通过设定为低载波频率的SSB调制器110得到USB信号，把该LSB信号和USB输出和设定为调制输出的。这样，通过使I轴信号和Q轴信号SSB化把各自的侧带波宽扩展到是原来的侧带波的2倍的原来的两侧波带BW1(图4C)，而且在形成LSB信号时，使用相对形成USB信号时使用的载波频率，只有输入码元的基本频率高的载波频率进行SSB调制，所以能够在同一频率上复用LSB信号和USB信号(图4D)，可以使传输速度成为2倍，并且仅以分配的频段宽来得出调制信号。其结果是可以实现，在以往的正交调制方式需要的频段宽的范围内，达到以往的直交调制方式具有的信号传输速度的2倍的传输速度的调制器100。
另外，通过设置第1及第2频率下降型解调器310、320，使解调器310的载波频率具有只与码元速度的倒数(即发送码元的基本频率)相当的频率的差，而且使通过设成高载波频率的解调器320得到LSB信号，同时通过设成低载波频率的解调器310得到USB信号，从而实现能够从USB信号和LSB信号正交复用的接收信号中分别提取各信号的解调器。
这样，可以把频率利用效率提高2倍，可以得到例如将用户数增大2倍左右的效果，或在现有的频率分配中使传输速度达到2倍的效果。
图13、图14及图15表示模拟使用本实施方式的调制器100及解调器300时的结果。本发明的目的在于频率利用效率的改善。因此，第1应该确认的是带宽是否确实满足目的。图13是构成I-Q轴一方的SSB输出，下侧带宽(LSB)。可以清楚看出-3dB带宽为0.5Hz。另外，衰落到-50dB为止的带宽被抑制在1Hz。图14是把I，Q各自的USB和LSB重叠在同一带域的图，可以确认进入1Hz带域的情况。
下面应该确认的是，本发明的提案方式的通信质量优于16QAM。图15表示AWGN(Additive White Gaussian Noise，加性白高斯噪声)环境下的BER(Bit Error Rate，误码率)比S/N(SN比)的图。从图15中也可以清楚看出，如果使用本实施方式的调制器100、解调器300，可以得到与QPSK几乎同等的BER，对于具有同等的传输速度的16QAM来说，即使是10-2点也能够得到4dB以上的S/N特性。
另外，在该实施方法中，作为频率上升型的SSB调制器，已对使用具有图5所示那样的希尔伯特变换部的SSB调制器110、120来实施本发明调制方法的情况进行了说明，但是用于实施本发明的SSB调制器的结构不限于此。
主要是准备一个对第1输入信号进行SSB调制得出USB信号的第1频率上升型SSB调制器，和一个对第2输入信号进行SSB调制得出LSB信号的第2频率上升型SSB调制器，通过第2频率上升型SSB调制器，使用相对第1频率上升型SSB调制器使用的载波频率，只有输入码元的基本频率高的载波频率进行SSB调制就可以了。
同样，在实施方式中，作为频率下降型调制器，已对使用图11所示那样的解调器310、320来实施本发明的解调方法的情况进行了说明，但是用于实施本发明的解调器的结构不限于此。
主要是准备一个解调输入的调制信号得出第1解调信号的第1频率下降型解调器，和一个解调输入的解调信号得到第2解调信号的第2频率下降型解调器，通过第2频率下降型解调器，对于第1频率下降型解调器使用的载波频率，只对发送码元的基本频率用高载波频率进行解调就可以了。
作为频率上升型SSB调制器，以往进行了各种提案并被实际使用，作为其一例如图16所示那样。图16的SSB调制器是设置有2系统平衡混频器、低通滤波器、平衡混频器，把各输入信号X(t)输入各系统，通过加减器加减各系统的输出而得到LSB信号、USB信号的装置。在这里向其中一方系统的平衡混频器输入余弦波，向另一方系统的平衡混频器输入正弦波。然后通过适当选择输入到各平衡混频器的余弦波、正弦波的频率Ω、ω，以得到希望频段的LSB信号、USB信号。
也就是说，也可以使用图16所示的频率上升型SSB调制器，来代替图5的频率上升型SSB调制器110、120来实施本发明。这时，用于得到LSB信号的SSB调制器只要适当选择输入平衡混频器的余弦波，正弦波的频率Ω、ω的值，以能够得到相对用于得到USB信号的SSB调制器的载波频率只有输入码元X(t)的基本频率高的载波频率的LSB信号即可。
(实施方式2)
本实施方式提出了相对实施方式1进一步提高频率利用率的调制方式及解调方式的方案。
首先，在说明本实施方式的结构之前，比较实施方式1的信号的配置方法和本实施方式的信号的配置方法。
图17A～图17C是表示实施方式1的信号的配置方法的图。实施方式1的调制器100是通过第2频率上升型SSB调制器120得到图17A所示那样频谱的LSB信号，同时通过第1频率上升型SSB调制器110得到图17B所示那样频谱的USB信号，将它们结合便得到图17C所示那样的频谱调制信号。
对此，本实施方式提出了形成图18所示那样的频谱的调制信号(SSB复用调制信号)的方案。比较图18和图17就可以清楚看出，通过采取本实施方式(图18)那样的信号配置，可以在同一频段中传输比实施方式1(图17C)多1倍的信号。
也就是说，实施方式1是，把正交系统I轴信号配置在频率轴的实轴上的USB(上侧波带)上，同时把正交系统Q轴信号配置在频率轴上的虚轴(从实轴只延迟π/2的系统)上的LSB(下侧波带)上，能够把它们双重的SSB系统。
在此基础上，本实施方式使I轴上(实轴上)的LSB信号和Q轴上(虚轴上)的LSB信号重新形成，并使它们也复用后再传输。
图19表示本实施方式的调制器400的结构。调制器400通过串行/并行变换器(S/P)401将输入信号V(t)分流为4个并列信号。把这4个信号称为m1(t)、m2(t)、m3(t)、m4(t)。
信号m1(t)通过奈奎斯特滤波器402输入LSB调制器(频率上升型SSB调制器)410。LSB调制器410对输入的信号m1(t)的奈奎斯特信号，在乘法器413中使其乘以频率为载波频率ω1加上1/2码元频率ωo的ω1+ω0/2的频率信号源412的正弦波。另外同时对将信号m1(t)的奈奎斯特信号通过希尔伯特变换器411的信号，在乘法器414中使其乘以所述ω1+ω0/2的频率信号源412的余弦波。然后通过用加法器415取这2个输出的和，从而得到载有信号m1(t)的载波频率设定为ω1+ω0/2的频率实轴上的LSB信号(LSB-I)。
信号m2(t)，通过使码元周期T延迟1/2的延迟器403及奈奎斯特滤波器404，输入到LSB调制器(频率上升型SSB调制器)420。LSB调制器420，对延迟了1/2码元周期的信号m2(t)的奈奎斯特信号，在乘法器424中使其乘以频率为载波频率ω1加上1/2码元频率ω0的ω1+ω0/2的频率信号源422的余弦波，另外，同时对将延迟了1/2码元周期的延迟的信号m2(t)的奈奎斯特信号通过希尔伯特变频器421的信号，在乘法器423中使其乘以所述ω1+ω0/2的频率信号源422的正弦波。然后，通过使用加法器求出这2个输出的和，得到载有信号m2(t)的载波频率设定为ω1+ω0/2的频率虚轴上的LSB信号(LSB-Q)。
信号m3(t)，通过使码元周期T延迟1/2的延迟器405及奈奎斯特滤波器406，输入到USB调制器(频率上升型SSB调制器)430。USB调制器430，对延迟了1/2码元周期的信号m3(t)的奈奎斯特信号，在乘法器433中使其乘以频率为载波频率ω1减去1/2码元频率ω0的频率ω1-ω0/2的频率信号源432的正弦波。同时，对将延迟了1/2周期的信号m3(t)的奈奎斯特信号通过希尔伯特变频器431的信号，在乘法器434中使其乘以所述ω1-ω0/2的频率信号源432的余弦波。然后，通过使用加法器435求出这2个输出的和，得到载有信号m3(t)的载波频率频设定为ω1-ω0/2的频率实轴上的USB的信号(USB-I)。
信号m4(t)，通过奈奎斯特滤波器407，输入到USB调制器(频率上升型SSB调制器)440。USB调制器440，对输入的信号m4(t)的奈奎斯特信号，在乘法器444中使其乘以频率为载波频率ω1上减去1/2码元频率ω0的频率ω1-ω0/2的频率信号源442的余弦波。另外，对将信号m4(t)的奈奎斯特信号通过希尔伯特变频器441的信号，在乘法器443中使其乘以所述ω1-ω0/2的频率信号源442的正弦波。然后，通过使用加法器445求出这2个输出的和，得到载有信号m4(t)的载波频率设定为ω1-ω0/2的频率虚轴上的USB的信号(USB-Q)。
调制器400，使用加法器451将通过LBS调制器410得到的频率实轴上的LSB信号(LSB-I)，和通过LSB调制器420得到的频率虚轴上的LSB信号(LSB-Q)相加。另外，使用加法器452将通过USB调制器430得到的频率实轴上的USB信号(USB-I)，和通过USB调制器440得到的频率虚轴上的USB信号(USB-Q)相加。然后，使用加法器453再将加法器451和加法器452的结果累加输出，以取得最终的SSB复用调制信号。
据此，将调制装置400与实施方式1的调制装置100相比较，在不扩大频段宽的前提下，可以实现增大了一倍的信号传输速度。
在这里，使用下式表示m1(t)、m2(t)、m3(t)、m4(t)的调制。
LSB实轴侧(LSB-I)：
...(22)
LSB虚轴侧(LSB-Q)：
...(23)
USB实轴侧(USB-I)：
(24)
USB虚轴侧(USB-Q)：
...(25)
综合(结合)这些，就能使用下式计算出调制输出，即加法器453的输出。
下面对本实施方式的接收系统进行说明。
图20是表示本实施方式的解调装置的结构举例。解调装置500，包括2套频率下降型解调器510、520。解调装置500，将接收的调制信号通过带通滤波器(BPF)501输入到2台频率下降解调器510、520。
频率下降型解调器510，包括频率信号源514，和乘法器511、512和π/2移相器513。频率下降型解调器510，对于输入信号，在乘法器511中使其乘以频率为载波频率ω1加上1/2码元频率ω0的ω1+ω0/2的频率信号源514的正弦波。另外，在乘法器512中使其乘以频率信号源514的余弦波。各乘法器511、512的输出，通过奈奎斯特滤波器(NFL)而被恢复成信号m1(t)、m2(t)。
频率下降型解调器520，包括频率信号源524，乘法器521、522和π/2移相器523。频率下降型解调器520，对于输入信号，在乘法器521中使其乘以频率为载波频率ω1上减去1/2码元频率ω0的ω1-ω0/2的频率信号源524的正弦波。另外，在乘法器522中使其乘以频率信号源524的余弦波。各乘法器521、522的输出，通过奈奎斯特滤波器(NFL)而被恢复成信号m3(t)、m4(t)。
也就是，解调装置500通过对发送的信号乘以USB、LSB各自的载波频率，恢复到调制前的原信号m1(t)、m2(t)、m3(t)、m4(t)。
首先为了取得LSB上的信息m1(t)，如下式所示乘以cos(ω1+ω0/2)t：
...(27)
其次，关于m1(t)的提取，如下式所示那样展开式：
...(28)
在这里，以通过LPF得出下式：
下面，就作为干扰波之一的m2(t)的除去进行叙述。
在这里，以通过LPF后得出下式：
...(31)
该信号，因为与m1(t)正交，所以在m1(t)的取样间隙t＝0时为0。
下面，就作为干扰波之一的m3(t)除去进行叙述：
...(32)
在这里，以通过LPF后得出下式：
...(33)
该信号是将频率ω0作为载波的下侧SSB，也就是LSB。也就是具有从频率ω0开始向下地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，相对接下来设置的乃奎斯滤波器中从0向上的具有奈奎斯特特性的滤波器，会形成超过ω0/2的剧烈的衰落。特别是将滚降(roll up)率设为0时，就无法通过奈奎斯特滤波器。另外，如一般所实施的那样，不用将滚降率设为0，而是使后段具有较强的错误订正功能，所以很多通信比奈奎斯特带宽还窄，所以在本方式中，通过使用这种方法也能充分阻止信号m3(t)通过。
下面，就作为干扰波之一的m4(t)的除去进行说明。
...(34)
在这里通过LPF后得出下式：
...(35)
该信号是在虚数区域将频率ω0作为载波的下侧SSB，也就是LSB。也就是具有从频率ω0开始向下地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，相对接下来设置的奈奎斯特滤波器中从O向上方具有奈奎斯特特性的滤波器，会形成超过ω0/2剧烈的衰落。特别是将滚降率设为0时，就无法通过奈奎斯特滤波器。另外，如一般所实施的那样，不用将滚降率设为0，而是使后段具有较强的错误订正功能，所以很多通信比奈奎斯特带宽还窄，因此，在本方式中，通过使用这种方法也能充分阻止信号m4(t)通过。同时，在m1(t)的取样间隙t＝0时，第1项的H[m4(t)]/2为0，所以第1项和第2项都为0。
下面，为了得到LSB上的信息m2(t)，如下式所示那样乘以sin(ω1+ω0/2)t。
...(36)
首先，就m1(t)的排除，如下式所示那样，展开式：
在这里通过LPF后得出下式：
...(38)
该信号，因为是与m2(t)正交，所以m2(t)的取样间隙t＝0时，为0。
下面，进行m2(t)的提取：
在这里通过LPF后得出下式
...(40)
这样，能够进行m2(t)的提取。
下面，就作为干扰波之一的m3(t)的除去，进行说明：
...(41)
在这里通过LPF得出下式：
...(42)
该信号，是在虚数区域，将频率ω0作为载波的上侧SSB，也就是USB。也就是说具有从频率ω0开始向上地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，能由接下来设置的奈奎斯特滤波器充分的阻止通过。同时，在m2(t)的取样间隙t＝0时，因为第2项的H[m3(t)]/2为0，所以第1项和第2项都为0。
下面，就作为干扰波之一的m4(t)的除去进行说明：
(43)
在这里通过LPF后得出下式：
...(44)
该信号是将频率ω0作为载波的下侧SSB，也就是LSB。也就是说具有从频率ω0开始向下地以奈奎斯特性衰落的频谱。因此，对于从接下来设置的奈奎斯特滤波器中从0向上具有奈奎斯特特性的滤波器来说，会形成超过ω0/2的剧烈的衰落。特别是将滚降率设为0时，就无法通过奈奎斯特滤波器。另外，如一般实施那样，不用将滚降率设为0，而是使后段具有较强的错误订正功能，所以很多通信比奈奎斯特带宽还窄。因此，在本方式中，通过使用这种方法也能充分阻止信号m4(t)通过。
...(45)
下面为了得到USB上的信息m3(t)，如下式所示乘以cos(ω1-ω0/2)t。
首先就作为干扰波的m1(t)的除去进行说明：
...(46)
在这里通过LPF后得出下式：
...(47)
该信号将频率ω0作为载波的下侧SSB，也就是LSB。也就是说具有从频率ω0开始向下地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，对于接下来设置的奈奎斯特滤波器中从0向上具有奈奎斯特特性的滤波器来说，会形成超过ω0/2的剧烈的衰落。特别是将滚降率设为0时，就无法通过奈奎斯特滤波器。另外，如一般实施那样，不用将滚降率设为0，而是使后段具有较强的错误订正功能，所以很多通信比奈奎斯特带宽还窄。因此，在本方式中，通过使用这种方法也能充分阻止信号m1(t)通过。
下面，就作干扰波之一的m2(t)的除去，进行说明：
...(48)
在这里通过LPF后得出下式：
...(49)
该信号是将虚数区域的频率ω0作为载波的下侧SSB，也就是LSB。也就是说具有从频率ω0开始向下地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，对于接下来设置的奈奎斯特滤波器中从0开始向上地具有奈奎斯特特性的滤波器来说，会形成超过ω0/2的剧烈烈的衰落。特别是将滚降率设为0时，就无法通过奈奎斯特滤波器。另外，如一般实施那样，不用将滚降率设为0，而是使后段具有较强的错误订正功能，所以很多通信比奈奎斯特带宽还窄。因此，在本方式中，通过使用这种方法也能充分阻止信号m2(t)通过。同时，在m3(t)的取样间隙t＝0时，因为第1项的H[m2(t)]/2为0，所以第1项和第2项都为0。
下面，就应该提取的m3(t)进行说明：
在这里通过LPF后得出下式：
...(51)
这样提取m3(t)。
下面，就作为干扰波之一的m4(t)的除去进行说明。
...(52)
在这里通过LPF后得出下式：
...(53)
该信号，因为与m3(t)正交，所以在m3(t)的取样间隙t＝0时，为0。
下面，为了得出LSB的信息m4(t)，如下式所示那样乘以sin(ω1-ω0/2)t：
首先就m1(t)排除进行说明。
...(55)
在这里通过LPF得出下式：
...(56)
该信号，是在虚数区域将频率ω0作为载波的上侧SSB，也就是USB。也就是说具有从频率ω0开始向上地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，使用接下来设置的奈奎斯特滤波器能够充分地阻止通过。同时，在m4(t)的取样间隙t＝0时，因为第2项的H[m1(t)]/2为0，所以第1项和第2项都为0。
下面，就m2(t)的排除，如下式所示那样展开式：
...(57)
在这里通过LPF得出下式：
...(58)
该信号，是在虚数区域将频率ω0作为载波的上侧SSB，也就是USB。也就是说具有从频率ω0开始向上地以奈奎斯特特性衰落的频谱。因此，使用接下来设置的奈奎斯特滤波器能够充分地阻止通过。
下面，就作为干扰波之一的m3(t)的排除进行说明：
在这里通过LPF后得出下式：
...(60)
该信号，因为与m4(t)正交，所以m4(t)的取样间隙t＝0时，为0。下面，就m4(t)的提取进行说明。
在这里通过LPF后得出下式：
...(62)
这样，能够进行m4(t)的提取。
综上所述，对于将信号m1(t)、m2(t)、m3(t)、m4(t)复用的SSB信号群sSSB-QPSK＝sLSB-Re(t)+sLSB-Im(t)+sUSB-Re(t)+sUSB-Im(t)，可以在信号m1(t)的提取中乘以cos(ω1+ω0/2)t，用LPF除去高域不要成分，用取样间隙t＝0提取信号。
同样，关于信号m2(t)可以用通过sin(ω1+ω0/2)t进行检测，关于信号m3(t)可以用通过cos(ω1-ω0/2)t进行检测，关于信号m4(t)可以用通过sin(ω1-ω0/2)t进行检测来提取。
(实施方式3)
在实施方式2中所表示的纯模拟的解调方式中，因为对奈奎斯特滚降率以及滚降滤波器的依赖性较大，而不能断言解调后的信号中完全没有混入干扰波成分。
然而，根据接收的频谱就可以知道，实施方式2的调制方式，将单侧波带置于和0FDM的频谱配置完全相同的位置。
着眼于这一点，本发明的发明者，发现可以使用傅里叶变换单元完全除去相互重叠的相邻频谱。
本实施方式，相对于实施方式2中的频谱配置的模式，提出与实施方式2的解调方式不同的解调方式。
图21表示本实施方式的解调装置600的结构。
解调装置600，将接收信号输入到带通滤波器(BPF)601。经过BPF601后的只让所需带宽通过的接收信号，进入包括产生载波频率ω1的频率信号源605、乘法器602、603和π/2移相器604的正交检波器。
这样，接收信号由正交检波器用下侧波带载频检波。正交检波后的信号，通过低通滤波器(LPF)606，607，输入到模拟/数字变换器(A/D)608、609。
由模拟/数字变换器(A/D)608、609量化的信号，由高速傅里叶变换(FFT)电路610进行傅里叶变换后，输入到信号检测器(DET(DETector，检测器))611。然后由信号检测器611检测出原来的信号m1(t)、m2(t)、m3(t)、m4(t)。
在这里，将由低通滤波器(LPF)607过滤的基本频段信号的频谱，用图22B和图22C表示。图22A～图22C是表示cosine波侧的检波输出(乘法器603的输出)的频谱配置的图。具体地，表示用LSB的载波频率cosine波(余弦波)检波时(乘法器603的输出)的基带频谱及其FFT输出的图。以实频率面作为水平面，虚数频率面(π/2延迟的范围)作为垂直面。另外，图22A表示使用LSB的载频检波时(乘法器603的输出)的基带频谱；图22B表示其FFT输出的概念；图22C表示包括混淆成分在内的实际FFT输出。
如所述的那样，由低通滤波器(LPF)607的输出信号，在用模拟/数字变换器(A/D)609量化后，输入到FFT电路610。
这时，将模拟/数字变换器(A/D)609的过取样频率，至少设定为基带全带宽的2倍。在通常的OFDM中，以副载波为中心条要数倍地设置，但是，本方式由于利用了奈奎斯特残余对称原理，而至少使用其2倍的频率进行取样。本实施方式是使用4倍以上的速度进行取样，取图22A～22C之例，使用4倍的速度进行取样。
该结果，由FFT电路610在图22B的位置上得到了与各频率对应的信号振幅。但是，实际上由于被离散化而生成混淆成分，所以能取得图22C那样的输出。
图22C的信号群AR1是在侧波带实数部经过调制的信号m3(t)。另外，信号群AR2，是在F侧波带实数部经过调制的信号m1(t)。可以认为信号群AR3，是和信号群AR1相等的混淆成分。也就是说，信号m1(t)和信号m3(t)，为双侧波带信号，不仅与频谱相互重叠，而且由于FFT具有的矩阵运算效果而被分离。而且，根据奈奎斯特残余对称原理，例如滚隆率为0.5时，中心频谱两侧相邻的频谱也完全是自己的信息。
图23A～图23C，是sine波一侧的检波输出(乘法器602的输出)的频谱配置。具体地，表示使用LSB的载波频率sine波进行检波时(乘法器602的输出)的基带频谱及其FFT输出的图。将实频率面作为水平面，虚数频率面(π/2延迟的范围)作为垂直面。另外，图23A是表示使用LSB的载波频率sine波进行检波时(乘法器602的输出)的基带频谱，图23B是表示其FFT输出的概念，图23是表示包括混淆成分在内的实际FFT输出图。
如上所述，低通滤波器(LPF)606的输出信号，在用模似/数字变换器(A/D)608量化后，输入到FFT电路610。即使在模拟/数字变换器(A/D)608上，也和模拟/数字变换器(A/D)609同样，过取样频率(over sampling frequency)至少被设定为基带全带宽的2倍。
本实施方式使用4倍以上的取样频率进行取样。在图23A～图23C中，也和所述的图22A～图22C一样，以4倍的速度进行取样。
该结果，由FFT电路610在图23B的位置上取得了对应于各频率的信号振幅，
但是，实际上由于被离散化而生成混淆成分，所以能取得图23C那样的输出。
图23C的信号群AR4是在上侧波带虚数部经过调制的信号m4(t)。另外信号群AR5是在下侧波带实数部经过调制的信号m3(t)。可以认为信号群AR6与信号群AR4相等的混淆成分。另外，在正交检波部分，使用sine波进行检波时，图23B、图23C是偶对称的信号。
这里，对于由FFT电路610进行的信号提取，用下式表示。
现在，作为对象信号，因为是收容在有限并受制约的带域内的信号，所以，可以看作是由个数有限(2M+1)的频率成分构成的信号。这时，这个SSB的复用化的信号，可以设成是具有共通的码元周期的周期T的周期函数s(t)。如果使用复数傅里叶级数表示该周期函数s(t)，就是下式。
而且，如果将s(t)的1个周期T分割成N份来取样，就出现下式那样的离散化。
在这里，将ω0＝2π/T代入，就像下式那样，成为不受ω0影响的形式。
而且，如果将傅里叶变换后的每个ω0幅度的频谱根数设为n，就能像下式那样表示：
这表示的是N元一次联立方程式。
用下式定义该个数有限的时间信号取样值的傅里叶变换：
作为矩阵，可表示如下：
该矩阵可以如下的，通过在两边各乘上ej2πkn/N(k＝0，1，2...N-1)来解开。
...(69)
通过上式，可知第n列以外全部为0，而第n列各项的指数部分为0，因此第n列之和为Nsn。
在这里Sn，也就是s(n)是复数信号，用下式表示：
s(n)＝sre(n)+jsim(n) ...(70)
这时，s(n)的傅里叶变换s(k)可以根据(67)式像下式那样表示：
在这里，如果将S(k)的实数部分设为Sre(K)、Sim(K)，那么就能够像下式那样表示。
...(72)
...(73)
本方式全部在SSB上，即分析信号，也就是说在时间轴上，在相位空间中向正或者负的一个方向旋转而形成的。特别是基于奈奎斯特残余对称原理的信号的本方式，在奈奎斯特带宽内能够确实地保障自信号的旋转。
为了活用该性质的优点，本方式由信号检测器(DET)611取各载波频率上的信号和USB或者LSB一侧的相邻频率上的信号之间的逻辑积。
图24是表示信号检测器(DET)611的模型。信号检测器(DET)611，分别以载波频率位置的输出数据为中心，一边观察与上下数据之间的逻辑关系，一边判别信号。在同一频率上，有I轴侧成分和Q轴侧成分，在从正交检波输出的阶段成为偶函数。图24的信号检测器(DET)611判定这些成分，并分离排除干扰侧也就是奇函数部分。
对该原理，包括本发明调制信号的特性，进一步详细地加以说明：
如上所述，图22A是表示本实施方式的解调装置600进行解调的调制信号，具体地，调制信号由SSB方式的4种信号构成，图22A表示将它配置在复数频率空间的状态，解调信号在该状态下经过无线空间传输到达接收侧。
由调制系统将奈奎斯特滚降率α设定为0时，USB一侧和LSB一侧的频谱不会重叠。奈奎斯特滚降率α越接近1，USB和LSB的宽带成分就重叠。
解调装置600，接收图22A的信号，以码元周期的1/4以上的短取样周期进行取样，使得该信号离散化。
将取样周期设定为码元周期的1/4时，若将该离散化的数据通到FFT电路610，就像图22B所示那样，在将码元周期内4等分的位置上就可以取得具有频率频谱的输出。
该4等分的各位置的频谱，在奈奎斯特滚降率α为0时，低域一侧的2个频谱为USB的频谱，另一方面，高域一侧的2个频谱为LSB的频谱，中间的频谱为0。可是，在奈奎斯特滚降率α不为0时，发生若干的串音(cross talk)，LSB的成分进入低域一侧的频谱之中，同时USB的成分也进入高域一侧的的频谱之中。
但是，根据奈奎斯特的残余对称原理，观察自己的频谱一侧的量，可以容易估计进入对方的频谱的量。
信号检测器(DET)611，通过修正除去进入对方侧的频谱量，取出设有干扰的USB信号和LSB信号。同时，信号检测器(DET)611，通过分别将复数信号的USB和LSB分离为实数部分和虚数部分，在调制一侧将复数正交、独立地调制的信息信号再次复原来进行解调。也即信号检测器(DET)611，也就是从复数SSB信号分离成实数成分和虚数成分的装置。
图22C表示在取样中利用混淆成分的产生的想法。对在接收一侧降为基带信号带域的信号，用如上所述的码元频率的1/4的周期取样时，就在基带的带域内生成频谱。同时在低域一侧，高域一侧都产生混淆成分。
在复原成最终的基带信号时，除了只以FFT输出的表示频率成分的信息进行的方法以外，还可以利用该混淆成分，通过将SSB设定为DSB(Double Side Band双边带)信号，直接再生原来的码元。
DSB信号，必须是以中心频率为轴，对称于低域一侧和高域一侧的信号。但是因为在图22B上，只有通过带域限制取样得出的取样结果，所以，不能进行DSB化。在这里，在取样中的混淆成分效果，通过在频率轴上，上下并行移动且复制在USB载波和LSB载波之间得到的频率成分，能够在低于USB载波的低域一侧和高于LSB载波的高域一侧，取得以各自的载波为轴上下对称的频谱成分，该状态是DSB，也就是原来的信息成分本身。
图24是表示用于利用该混淆成分进行DSB信号化的信号检测器(DEF)611的模型图。示意了，从带域受限制的接收信号只得到有限的频谱。但是，通过并行移动(利用混淆)可以得到DSB化的信号群。
在图24上P1、P2分别表示取出LSB和USB的实轴一侧的信息的DSB信息块611a。P3是表示P1的混淆成分。FFT输出的上端或者下端的信号，能够通过P1、P3的部分信号重复。因此使用P3的输出代替P1的输出也是一样的结果。
同样，用Q1、Q2、Q3示意取出虚轴一侧的信息的DSB信息组611b。Q1和Q3的一部分输入信号重复，这与P1、P3的说明所述的理由相同。因此，虚轴一侧的信息是Q1或者Q3相当于LSB的DSB，Q2相当于USB的DSB。
由此可见，通过若干强化了在通常的OFDM解调电路上所见到的FFT的系统，可以接收解调OFDM的2倍的信息量。
本发明能不限定在上述实施方式，可以作各种更改而进行实施。
如上所述，根据本发明，能够实现一种以简单的电路结构，在原来的正交调制方式需要的频率带宽的范围内，与原来的正交调制方式相比，更能明显提高信号传输速度的调制装置，并且能够实现可以良好地解调来自其调制装置的调制信号的解调装置。
本说明书根据2003年7月25日申请的第2003-280519号日本专利，2003年11月12日申请的第2003-382324号日本专利及2004年4月19日申请的第2004-151056号日本专利。其中内容全部包括在此。
产业上的利用可能性
本发明涉及谋求在无线通信中提高频率利用率的新调制方式，例如，可以广泛适用于要求在有限的频段中进行高速信号传输的移动通信和无线LAN(Local Area Network，局域网)等所使用的无线通信设备。

Claims (5)

1.一种调制装置，包括：
第一单边带调制器，使用低于基本频率分量一半的载波频率，对第一输入码元进行单边带调制，而得到上边带信号；
第二单边带调制器，使用高于所述基本频率分量一半的载波频率，对具有与所述第一输入码元相同的基本频率的第二输入码元进行单边带调制，而得到与所述上边带信号正交的下边带信号；以及
耦合器，使所述上边带信号和所述下边带信号耦合。
2.一种解调装置，包括：
第一解调器，对由权利要求1所述的调制装置调制而得的调制信号，以规定的载波频率的余弦波解调而得到第一解调信号；以及
第二解调器，对所述调制信号，以与所述第一解调器使用的载波频率相比、高出相当于码元的基本频率分量的载波频率的正弦波进行解调，而得到第二解调信号。
3.一种解调装置，包括：
检波器，对由权利要求1所述的调制装置调制而得的调制信号，以规定的载波频率进行正交检波而得到第一及第二检波信号；
模拟/数字变换器，对所述第一及第二的检波信号，用该检波信号的基带全带宽的4倍以上的过取样频率进行量化；
FFT电路，对量化后的所述第一及第二的检波信号进行傅里叶变换；以及
信号检测器，根据所述FFT电路的输出信号，使用各载波频率上的信号和上边带或者下边带一侧的相邻频率上的信号，检测出调制前的信号。
4.一种调制方法，包括以下步骤：
使用低于基本频率分量的一半的载波频率，对第一输入码元进行单边带调制，而得到上边带信号；
使用高于所述基本频率分量的一半的载波频率，对具有与所述第一输入码元相同的基本频率的第二输入码元进行单边带调制，而得到与所述上边带信号正交的下边带信号；以及
使所述上边带信号和所述下边带信号耦合。
5.一种解调方法，包括以下步骤：
对以权利要求4所述的调制方法调制而得的调制信号，用规定的载波频率的余弦波进行解调而得到第一解调信号；以及
对所述调制信号，使用比所述规定的载波频率高出相当于码元的基本频率分量的载波频率的正弦波进行解调，而得到第二解调信号。
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