JPH0777370B2 - 変調装置 - Google Patents
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- JPH0777370B2 JPH0777370B2 JP3681689A JP3681689A JPH0777370B2 JP H0777370 B2 JPH0777370 B2 JP H0777370B2 JP 3681689 A JP3681689 A JP 3681689A JP 3681689 A JP3681689 A JP 3681689A JP H0777370 B2 JPH0777370 B2 JP H0777370B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、自動車電話におけるディジタル無線装置等に
使用する変調装置に関する。
使用する変調装置に関する。
従来の技術 第９図は、従来の変復調装置の構成を示している。
第９図において、２進データ発生器（SG）34が２進符号
｛１｝を発生すると、信号発生器（WG1、WG2）35、36は
それぞれ、第10図、第11図に示すように、 より成る周波数−振幅特性の波形整形された信号を発生
し、この信号発生器35、36の出力信号はお互いにヒルベ
ルト変換された信号となる。
｛１｝を発生すると、信号発生器（WG1、WG2）35、36は
それぞれ、第10図、第11図に示すように、 より成る周波数−振幅特性の波形整形された信号を発生
し、この信号発生器35、36の出力信号はお互いにヒルベ
ルト変換された信号となる。
次いで、D/A変換器（DA1、DA2）37、38はそれぞれ、信
号発生器35、36の出力信号をアナログ信号に変換し、低
域通過フィルタ（LPF1、LPF2）39、40はそれぞれ、D/A
変換器37、38の出力信号を補間する。
号発生器35、36の出力信号をアナログ信号に変換し、低
域通過フィルタ（LPF1、LPF2）39、40はそれぞれ、D/A
変換器37、38の出力信号を補間する。
乗算器43が低域通過フィルタ39の出力信号と、発振器41
からの余弦波のキャリア信号cosωctを乗算し、他方、
乗算器44が移相器42からの正弦波の出力信号sinωct
と、低域通過フィルタ40の出力信号を乗算すると、加算
器45は、乗算器43、44のそれぞれの出力信号を加算し、
図示右方の復調装置に出力する。
からの余弦波のキャリア信号cosωctを乗算し、他方、
乗算器44が移相器42からの正弦波の出力信号sinωct
と、低域通過フィルタ40の出力信号を乗算すると、加算
器45は、乗算器43、44のそれぞれの出力信号を加算し、
図示右方の復調装置に出力する。
上記回路34〜45は変調装置を構成し、信号発生器35の出
力信号は、SSB伝送におけるπ/Tの帯域幅で復調装置に
伝送される。
力信号は、SSB伝送におけるπ/Tの帯域幅で復調装置に
伝送される。
乗算器47が上記変調装置からの信号と、発振器46からの
余弦波の信号cosωctを乗算し、低域通過フィルタ（LPF
3）48が乗算器47の出力信号の高周波成分を除去し、A/D
変換器（AD）49が低域通過フィルタ48の出力信号をディ
ジタル信号に変換すると、波形整形フィルタ50は、第11
図に示すような特性により、A/D変換器49の出力信号を
再度波形整形する。
余弦波の信号cosωctを乗算し、低域通過フィルタ（LPF
3）48が乗算器47の出力信号の高周波成分を除去し、A/D
変換器（AD）49が低域通過フィルタ48の出力信号をディ
ジタル信号に変換すると、波形整形フィルタ50は、第11
図に示すような特性により、A/D変換器49の出力信号を
再度波形整形する。
したがって、波形整形フィルタ50の出力信号は、第12図
に示すように、特性j sinωＴの変形デュオバイナリで
整形された信号列になり、また、この信号の時間波形は
第13図に示すように、 の波形となる。
に示すように、特性j sinωＴの変形デュオバイナリで
整形された信号列になり、また、この信号の時間波形は
第13図に示すように、 の波形となる。
次いで、サンプラ51が波形整形フィルタ50の出力信号を
時間Ｔの間隔でサンプルすることにより、変形デュオバ
イナリで伝送される信号の振幅を抽出し、閾値判定器52
は、サンブラ51により抽出された振幅により、｛−
１｝、｛０｝、｛１｝の３値の変形デュオバイナリ信号
を検出し、２進符号に変換する。
時間Ｔの間隔でサンプルすることにより、変形デュオバ
イナリで伝送される信号の振幅を抽出し、閾値判定器52
は、サンブラ51により抽出された振幅により、｛−
１｝、｛０｝、｛１｝の３値の変形デュオバイナリ信号
を検出し、２進符号に変換する。
したがって、上記従来例によれば、直流成分のない変形
デュオバイナリとSSB伝送を組み合わせることにより、
データを伝送することができる。
デュオバイナリとSSB伝送を組み合わせることにより、
データを伝送することができる。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、上記従来の変復調装置では、SSB伝送を
行うので、直交多重化を行うことができず、したがっ
て、受信フィルタが不完全性である場合、隣接チャネル
間の干渉によりチャネル間隔を狭めることができず、周
波数を効率的に利用することができないという問題点が
ある。
行うので、直交多重化を行うことができず、したがっ
て、受信フィルタが不完全性である場合、隣接チャネル
間の干渉によりチャネル間隔を狭めることができず、周
波数を効率的に利用することができないという問題点が
ある。
本発明は上記従来の問題点に鑑み、周波数を効率的に利
用することができる変調装置を提供することを目的とす
る。
用することができる変調装置を提供することを目的とす
る。
課題を解決するための手段 本発明は上記目的を達成するために、第１、第２のチャ
ネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パ
ーシャルレスポンス波形の伝送レートの1/2の周波数の
正弦波又は余弦波を乗じることにより、波形整形された
信号を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、第
１のチャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれ
ぞれ、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒル
ベルト変換された信号を発生する第３、第４の信号発生
回路とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交多
重化してSSB伝送するようにしたものである。
ネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パ
ーシャルレスポンス波形の伝送レートの1/2の周波数の
正弦波又は余弦波を乗じることにより、波形整形された
信号を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、第
１のチャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれ
ぞれ、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒル
ベルト変換された信号を発生する第３、第４の信号発生
回路とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交多
重化してSSB伝送するようにしたものである。
作 用 本発明は上記構成により、第１、第２の信号発生回路の
出力信号と第３、第４の信号発生回路の出力信号の波形
にはお互いに符号間干渉がないので、第１、第２のチャ
ネルのデータを直交多重化することができ、したがっ
て、周波数を効率的に利用することができる。
出力信号と第３、第４の信号発生回路の出力信号の波形
にはお互いに符号間干渉がないので、第１、第２のチャ
ネルのデータを直交多重化することができ、したがっ
て、周波数を効率的に利用することができる。
実施例 以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。第１
図は、本発明に係る変調装置を用いた変復調装置の一実
施例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調装置
に用いられる基本パルスの特性を示す説明図、第３図
は、同基本パルスのヒルベルト変換特性を示す説明図、
第４図は、第１図の波形整形フィルタの特性を示す説明
図、第５図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタ
の特性を示す説明図、第６図は、基本パルスに対する同
波形整形フィルタの出力信号を示す波形図、第７図は、
基本パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィル
タの特性を示す説明図、第８図は、基本パルスのヒルベ
ルト変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を示す
波形図である。
図は、本発明に係る変調装置を用いた変復調装置の一実
施例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調装置
に用いられる基本パルスの特性を示す説明図、第３図
は、同基本パルスのヒルベルト変換特性を示す説明図、
第４図は、第１図の波形整形フィルタの特性を示す説明
図、第５図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタ
の特性を示す説明図、第６図は、基本パルスに対する同
波形整形フィルタの出力信号を示す波形図、第７図は、
基本パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィル
タの特性を示す説明図、第８図は、基本パルスのヒルベ
ルト変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を示す
波形図である。
第１図において、１、２はそれぞれ、チャネルCH1、CH2
の２進符号を発生する２進データ発生器（SG1、SG2）、
４、５はそれぞれ、２進データ発生器１、２からのチャ
ネルCH1、CH2の２進符号｛１｝が入力した場合に、第２
図に示すように、例えば の周波数−振幅特性の波形整形された信号（基本パル
ス）を発生する信号発生器（WG11、WG21）、３、６はそ
れぞれ、２進データ発生器２、１からのチャネルCH2、C
H1の２進符号｛１｝が入力した場合に、信号発生器４、
５の出力信号に対してヒルベルト変換された信号を発生
する信号発生器（WG22、WG12）であり、この出力信号の
特性は、第３図に示すように、 となる。
の２進符号を発生する２進データ発生器（SG1、SG2）、
４、５はそれぞれ、２進データ発生器１、２からのチャ
ネルCH1、CH2の２進符号｛１｝が入力した場合に、第２
図に示すように、例えば の周波数−振幅特性の波形整形された信号（基本パル
ス）を発生する信号発生器（WG11、WG21）、３、６はそ
れぞれ、２進データ発生器２、１からのチャネルCH2、C
H1の２進符号｛１｝が入力した場合に、信号発生器４、
５の出力信号に対してヒルベルト変換された信号を発生
する信号発生器（WG22、WG12）であり、この出力信号の
特性は、第３図に示すように、 となる。
７は、信号発生器４の出力信号から信号発生器３の出力
信号を差し引く減算器、８は、信号発生器５の出力信号
と信号発生器６の出力信号を加算する加算器、９、10は
それぞれ、加算器７、８の出力信号をアナログ信号に変
換するD/A変換器（DA1、DA2）、11、12はそれぞれ、D/A
変換器９、10の補間を行う低域通過フィルタ（LPF1、LP
F2）であり、この低域通過フィルタ11、12の出力信号は
お互いにヒルベルト変換された信号となる。
信号を差し引く減算器、８は、信号発生器５の出力信号
と信号発生器６の出力信号を加算する加算器、９、10は
それぞれ、加算器７、８の出力信号をアナログ信号に変
換するD/A変換器（DA1、DA2）、11、12はそれぞれ、D/A
変換器９、10の補間を行う低域通過フィルタ（LPF1、LP
F2）であり、この低域通過フィルタ11、12の出力信号は
お互いにヒルベルト変換された信号となる。
13は、キャリア信号の余弦波cosωctを発生する発振
器、14は、発振器13からの余弦波の信号を90゜移相して
sinωctの正弦波の信号を出力する移相器（90゜）、15
は、低域通過フィルタ11の出力信号と発振器13の出力信
号を乗算する乗算器、16は、移相器14の出力信号と低域
通過フィルタ12の出力信号を乗算する乗算器、17は乗算
器15、16のそれぞれの出力信号を加算し、図示右方の復
調装置に出力する加算器である。
器、14は、発振器13からの余弦波の信号を90゜移相して
sinωctの正弦波の信号を出力する移相器（90゜）、15
は、低域通過フィルタ11の出力信号と発振器13の出力信
号を乗算する乗算器、16は、移相器14の出力信号と低域
通過フィルタ12の出力信号を乗算する乗算器、17は乗算
器15、16のそれぞれの出力信号を加算し、図示右方の復
調装置に出力する加算器である。
尚、上記回路１〜17は変調装置を構成し、信号発生器17
の出力信号はSSB伝送される。
の出力信号はSSB伝送される。
18は、余弦波cosωctの信号を発生する発振器、19は、
発振器18からの余弦波の信号を90゜移相して正弦波sin
ωctの信号を出力する移相器（90゜）、20は、上記変調
装置からの信号と発振器18からの余弦波の信号を乗算す
る乗算器、21は、上記変調装置からの信号と移相器19か
らの正弦波の信号を乗算する乗算器、22、23はそれぞ
れ、乗算器20、21の出力信号の高周波成分を除去する低
域通過フィルタ（LPF3、LPF4）、24、25はそれぞれ、低
域通過フィルタ22、23の出力信号をディジタル信号に変
換するA/D変換器（AD1、AD2）である。
発振器18からの余弦波の信号を90゜移相して正弦波sin
ωctの信号を出力する移相器（90゜）、20は、上記変調
装置からの信号と発振器18からの余弦波の信号を乗算す
る乗算器、21は、上記変調装置からの信号と移相器19か
らの正弦波の信号を乗算する乗算器、22、23はそれぞ
れ、乗算器20、21の出力信号の高周波成分を除去する低
域通過フィルタ（LPF3、LPF4）、24、25はそれぞれ、低
域通過フィルタ22、23の出力信号をディジタル信号に変
換するA/D変換器（AD1、AD2）である。
26、27はそれぞれ、第４図に示すように、フィルタ特性 により、A/D変換器24、25の出力信号の波形を整形する
低域通過フィルタ（LPF5、LPF6）、28、29はそれぞれ、
低域通過フィルタ26、27の出力信号の振幅を時間Ｔの間
隔でサンプルするサンプラ、30、31はそれぞれ、サンプ
ラ28、29により抽出された振幅により、｛−１｝、
｛０｝、｛１｝の３値の変形デュオバイナリ信号を検出
し、チャネルCH1、CH2の２進符号に変換して端子32、33
に出力する閾値判定器である。
低域通過フィルタ（LPF5、LPF6）、28、29はそれぞれ、
低域通過フィルタ26、27の出力信号の振幅を時間Ｔの間
隔でサンプルするサンプラ、30、31はそれぞれ、サンプ
ラ28、29により抽出された振幅により、｛−１｝、
｛０｝、｛１｝の３値の変形デュオバイナリ信号を検出
し、チャネルCH1、CH2の２進符号に変換して端子32、33
に出力する閾値判定器である。
次に、上記実施例の動作を説明する。
第１図において、２進データ発生器１、２がそれぞれチ
ャネルCH1、CH2の２進符号｛１｝を発生すると、信号発
生器４、５はそれぞれ、第２図に示すように、 の周波数−振幅特性の波形整形された信号（基本パル
ス）を発生するとともに、信号発生器３、６はそれぞ
れ、信号発生器４、５の出力信号に対してヒルベルト変
換された信号を発生し、この出力信号の特性は、第３図
に示すように、 となる。
ャネルCH1、CH2の２進符号｛１｝を発生すると、信号発
生器４、５はそれぞれ、第２図に示すように、 の周波数−振幅特性の波形整形された信号（基本パル
ス）を発生するとともに、信号発生器３、６はそれぞ
れ、信号発生器４、５の出力信号に対してヒルベルト変
換された信号を発生し、この出力信号の特性は、第３図
に示すように、 となる。
次いで、減算器７が信号発生器４の出力信号から信号発
生器３の出力信号を差し引くとともに、加算器８が信号
発生器５の出力信号と信号発生器６の出力信号を加算す
ると、D/A変換器９、10はそれぞれ、加算器７、８の出
力信号をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ11、
12はそれぞれ、D/A変換器９、10の補間を行い、したが
って、この低域通過フィルタ11、12の出力信号はお互い
にヒルベルト変換された信号となる。
生器３の出力信号を差し引くとともに、加算器８が信号
発生器５の出力信号と信号発生器６の出力信号を加算す
ると、D/A変換器９、10はそれぞれ、加算器７、８の出
力信号をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ11、
12はそれぞれ、D/A変換器９、10の補間を行い、したが
って、この低域通過フィルタ11、12の出力信号はお互い
にヒルベルト変換された信号となる。
更に、乗算器15が低域通過フイルタ11の出力信号と、発
振器13からの余弦波のキャリア信号cosωctを乗算する
とともに、乗算器16が移相器14からの正弦波の出力信号
sinωctと、低域通過フィルタ12の出力信号を乗算する
と、加算器17は、乗算器15、16のそれぞれの出力信号を
加算し、図示右方の復調装置にSSB伝送する。
振器13からの余弦波のキャリア信号cosωctを乗算する
とともに、乗算器16が移相器14からの正弦波の出力信号
sinωctと、低域通過フィルタ12の出力信号を乗算する
と、加算器17は、乗算器15、16のそれぞれの出力信号を
加算し、図示右方の復調装置にSSB伝送する。
復調装置において、乗算器20が上記変調装置からの信号
と発振器18からの余弦波の信号cosωctを乗算するとと
もに、乗算器21が上記変調装置からの信号と、移相器19
からの正弦波の信号sinωctを乗算し、低域通過フィル
タ22、23がそれぞれ乗算器20、21の出力信号の高周波成
分を除去し、A/D変換器24、25がそれぞれ低域通過フィ
ルタ22、23の出力信号ディジタル信号に変換し、低域通
過フィルタ26、27がそれぞれ第４図に示すようなフィル
タ特性 により、A/D変換器24、25の出力信号の波形を整形す
る。
と発振器18からの余弦波の信号cosωctを乗算するとと
もに、乗算器21が上記変調装置からの信号と、移相器19
からの正弦波の信号sinωctを乗算し、低域通過フィル
タ22、23がそれぞれ乗算器20、21の出力信号の高周波成
分を除去し、A/D変換器24、25がそれぞれ低域通過フィ
ルタ22、23の出力信号ディジタル信号に変換し、低域通
過フィルタ26、27がそれぞれ第４図に示すようなフィル
タ特性 により、A/D変換器24、25の出力信号の波形を整形す
る。
この場合、低域通過フィルタ26、27の出力信号をそれぞ
れ、S1（ｔ）、S2（ｔ）とし、上記基本パルス、上記基
本パルスのヒルベルト変換に対する低域通過フィルタ2
6、27の特性をそれぞれ、Ｐ（ｔ）、Pn（ｔ）とし、
an、bnをそれぞれ、｛０｝又は｛１｝の値となるチャネ
ルCH1、CH2のデータとすると、次式 となる。
れ、S1（ｔ）、S2（ｔ）とし、上記基本パルス、上記基
本パルスのヒルベルト変換に対する低域通過フィルタ2
6、27の特性をそれぞれ、Ｐ（ｔ）、Pn（ｔ）とし、
an、bnをそれぞれ、｛０｝又は｛１｝の値となるチャネ
ルCH1、CH2のデータとすると、次式 となる。
尚、上式（３）の周波数−振幅特性Ｐ（ｔ）は第５図に
示すような特性になり、信号波形S1（ｔ）は第６図に示
すような波形となる。また、上式（４）の周波数−振幅
特性Pn（ｔ）は第７図に示すような特性となり、信号波
形S2（ｔ）は第８図に示すような波形となる。
示すような特性になり、信号波形S1（ｔ）は第６図に示
すような波形となる。また、上式（４）の周波数−振幅
特性Pn（ｔ）は第７図に示すような特性となり、信号波
形S2（ｔ）は第８図に示すような波形となる。
ここで、第６図に示す信号波形と、従来例の第13図の信
号波形を比較すると、式Ｐ（ｔ）の信号は、帯域幅が２
倍であるが、通常のパーシャルレスポンス伝送における
信号のサンプル値と一致していることが明確であり、ま
た、式Pn（ｔ）の振幅は、サンプル時点で「０」であ
る。
号波形を比較すると、式Ｐ（ｔ）の信号は、帯域幅が２
倍であるが、通常のパーシャルレスポンス伝送における
信号のサンプル値と一致していることが明確であり、ま
た、式Pn（ｔ）の振幅は、サンプル時点で「０」であ
る。
したがって、サンプラ28が上式S1（ｔ）の信号の振幅を
時間Ｔの間隔でサンプルすると、その出力信号は、チャ
ネルCH1のデータanのみに関する値となり、同様に、サ
ンプラ29が上式S2（ｔ）の信号の振幅を時間Ｔの間隔で
サンプルすると、その出力信号は、チャネルCH2のデー
タbnのみに関する値となる。
時間Ｔの間隔でサンプルすると、その出力信号は、チャ
ネルCH1のデータanのみに関する値となり、同様に、サ
ンプラ29が上式S2（ｔ）の信号の振幅を時間Ｔの間隔で
サンプルすると、その出力信号は、チャネルCH2のデー
タbnのみに関する値となる。
閾値判定器30、31はそれぞれ、サンプラ28、29により抽
出された振幅により、｛−１｝、｛０｝、｛１｝の３値
の変形デュオバイナリ信号を検出し、２進符号に変換す
る。
出された振幅により、｛−１｝、｛０｝、｛１｝の３値
の変形デュオバイナリ信号を検出し、２進符号に変換す
る。
したがって、上記実施例によれば、通常のパーシャルレ
スポンス伝送において波形整形された信号にキャリア信
号の余弦波cos（πt/T）を乗じた信号を用い、この余弦
波cos（πt/T）が乗じられた信号は、サンプル時点では |cos（πt/T）｜＝１ であるので、パーシャルレスポンス伝送によりサンプル
信号の振幅を伝送することができる。
スポンス伝送において波形整形された信号にキャリア信
号の余弦波cos（πt/T）を乗じた信号を用い、この余弦
波cos（πt/T）が乗じられた信号は、サンプル時点では |cos（πt/T）｜＝１ であるので、パーシャルレスポンス伝送によりサンプル
信号の振幅を伝送することができる。
また、上記信号のヒルベルト変換は、通常のパーシャル
レスポンス伝送における波形整形信号に正弦波sin（πt
/T）を乗じることにより得られ、この正弦波sin（πt/
T）が乗じられた信号は、サンプル時点では |sin（πt/T）｜＝０ であるので、２つのチャネルのパーシャルレスポンス信
号を直交多重化してSSB伝送することができる。
レスポンス伝送における波形整形信号に正弦波sin（πt
/T）を乗じることにより得られ、この正弦波sin（πt/
T）が乗じられた信号は、サンプル時点では |sin（πt/T）｜＝０ であるので、２つのチャネルのパーシャルレスポンス信
号を直交多重化してSSB伝送することができる。
また、受信側では、正弦波sin（πt/T）を乗じたヒルベ
ルト変換のパルス列が各チャネルのデータに混入する
が、符号間干渉による誤りは発生しないので、帯域幅は
従来例に比べて２倍になるが、従来例と同一の伝送帯域
で２つのチャネルのデータを伝送することができ、した
がって、周波数を効率的に利用することができる。
ルト変換のパルス列が各チャネルのデータに混入する
が、符号間干渉による誤りは発生しないので、帯域幅は
従来例に比べて２倍になるが、従来例と同一の伝送帯域
で２つのチャネルのデータを伝送することができ、した
がって、周波数を効率的に利用することができる。
発明の効果 以上説明したように、本発明は、第１、第２のチャネル
の２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パーシ
ャルレスポンス波形の伝送レートの1/2の周波数の正弦
波又は余弦波を乗じることにより、波形整形された信号
を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、第１の
チャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞ
れ、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒルベ
ルト変換された信号を発生する第３、第４の信号発生回
路とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交多重
化してSSB伝送するようにしたので、周波数を効率的に
利用することができる。
の２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パーシ
ャルレスポンス波形の伝送レートの1/2の周波数の正弦
波又は余弦波を乗じることにより、波形整形された信号
を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、第１の
チャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞ
れ、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒルベ
ルト変換された信号を発生する第３、第４の信号発生回
路とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交多重
化してSSB伝送するようにしたので、周波数を効率的に
利用することができる。
第１図は、本発明に係る変調装置を用いた変復調装置の
一実施例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調
装置に用いられる基本のパルスの特性を示す説明図、第
３図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び波形整
形フィルタの特性を示す説明図、第４図は、第１図の波
形整形フィルタの特性を示す説明図、第５図は、基本パ
ルスに対する同波形整形フィルタの特性を示す説明図、
第６図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタの出
力信号を示す波形図、第７図は、基本パルスのヒルベル
ト変換に対する同波形整形フィルタの特性を示す説明
図、第８図は、基本パルスのヒルベルト変換に対する同
波形整形フィルタの出力信号を示す波形図、第９図は、
従来の変復調装置を示すブロック図、第10図は、第９図
の変復調装置に用いられる基本パルスの特性を示す説明
図、第11図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び
波形整形フィルタの特性を示す説明図、第12図は、同基
本パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィルタ
の特性を示す説明図、第13図は、同基本パルスのヒルベ
ルト変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を示す
波形図である。 1,2……２進符号発生器（SG）、３〜６……信号発生器
（WG）、７……減算器、8,17……加算器、9,10……D/A
変換器、11,12,22,23,26,27……低域通過フィルタ（LP
F）、13,18……発振器、14,19……移相器、15,16,20,21
……乗算器、24,25……A/D変換器、28,29……サンプ
ラ、30,31……閾値判定器。
一実施例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調
装置に用いられる基本のパルスの特性を示す説明図、第
３図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び波形整
形フィルタの特性を示す説明図、第４図は、第１図の波
形整形フィルタの特性を示す説明図、第５図は、基本パ
ルスに対する同波形整形フィルタの特性を示す説明図、
第６図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタの出
力信号を示す波形図、第７図は、基本パルスのヒルベル
ト変換に対する同波形整形フィルタの特性を示す説明
図、第８図は、基本パルスのヒルベルト変換に対する同
波形整形フィルタの出力信号を示す波形図、第９図は、
従来の変復調装置を示すブロック図、第10図は、第９図
の変復調装置に用いられる基本パルスの特性を示す説明
図、第11図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び
波形整形フィルタの特性を示す説明図、第12図は、同基
本パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィルタ
の特性を示す説明図、第13図は、同基本パルスのヒルベ
ルト変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を示す
波形図である。 1,2……２進符号発生器（SG）、３〜６……信号発生器
（WG）、７……減算器、8,17……加算器、9,10……D/A
変換器、11,12,22,23,26,27……低域通過フィルタ（LP
F）、13,18……発振器、14,19……移相器、15,16,20,21
……乗算器、24,25……A/D変換器、28,29……サンプ
ラ、30,31……閾値判定器。
Claims (1)
- 【請求項１】第１、第２のチャネルの２進データ｛１｝
が入力した場合にそれぞれ、パーシャルレスポンス波形
の伝送レートの1/2の周波数の正弦波又は余弦波を乗じ
ることにより、波形整形された信号を発生する第１、第
２の信号発生回路と、第２、第１のチャネルの２進デー
タ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、前記第１、第２の
信号発生回路の出力信号がヒルベルト変換された信号を
発生する第３、第４の信号発生回路と、前記第１の信号
発生回路の出力信号から前記第３の信号発生回路の出力
信号を差し引く減算器と、前記第２の信号発生回路の出
力信号と前記第４の信号発生回路の出力信号を加算する
第１の加算器と、前記減算器の出力とキャリア周波数の
余弦波を乗算する第１の乗算器と、前記加算器の出力キ
ャリア周波数の正弦波を乗算する第２の乗算器と、前記
第１、第２の乗算器の出力を加算する第２の加算器とを
有する変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3681689A JPH0777370B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | 変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3681689A JPH0777370B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | 変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02215242A JPH02215242A (ja) | 1990-08-28 |
| JPH0777370B2 true JPH0777370B2 (ja) | 1995-08-16 |
Family
ID=12480285
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3681689A Expired - Lifetime JPH0777370B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | 変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777370B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8121213B2 (en) | 2003-07-25 | 2012-02-21 | Panasonic Corporation | Modulation device, demodulation device, modulation method and demodulation method |
| JP4698714B2 (ja) * | 2008-09-10 | 2011-06-08 | 財団法人電磁応用研究所 | 変調方法および復調方法 |
-
1989
- 1989-02-16 JP JP3681689A patent/JPH0777370B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02215242A (ja) | 1990-08-28 |
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