JPH02215242A - 変調装置 - Google Patents
変調装置Info
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- JPH02215242A JPH02215242A JP3681689A JP3681689A JPH02215242A JP H02215242 A JPH02215242 A JP H02215242A JP 3681689 A JP3681689 A JP 3681689A JP 3681689 A JP3681689 A JP 3681689A JP H02215242 A JPH02215242 A JP H02215242A
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 11
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 14
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract description 19
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 23
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、自動車電話におけるディジタル無線装置等に
使用する変調装置に関する。
使用する変調装置に関する。
従来の技術
第９図は、従来の変復調装置の構成を示している。
第９図において、２進データ発生器（ＳＧ）３４が２進
符号｛１｝を発生すると、信号発生器（ＷＧｌ、ＷＯ２
）３５．３６はそれぞれ、第１０図、第１１図に示すよ
うに、 ｊｇｉｇｎ（ｓｉｎωＴ）ｉ丁、Ｆ；耳Ｔより成る周波
数−振幅特性の波形整形された信号を発生し、この信号
発生器３６．３ｅの出力信号はお互いにヒルベルト変換
された信号となる。
符号｛１｝を発生すると、信号発生器（ＷＧｌ、ＷＯ２
）３５．３６はそれぞれ、第１０図、第１１図に示すよ
うに、 ｊｇｉｇｎ（ｓｉｎωＴ）ｉ丁、Ｆ；耳Ｔより成る周波
数−振幅特性の波形整形された信号を発生し、この信号
発生器３６．３ｅの出力信号はお互いにヒルベルト変換
された信号となる。
次いで、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡｌ、ＤＡ２）３７．３８は
それぞれ、信号発生器３６．３６の出力信号をアナログ
信号に変換し、低域通過フィルタ（ＬＰＦｌ、ＬＰＦ
２ ） ３９．４ｏはそれぞれ、Ｄ／Ａ変換器３７．３
８の出力信号を補間する。
それぞれ、信号発生器３６．３６の出力信号をアナログ
信号に変換し、低域通過フィルタ（ＬＰＦｌ、ＬＰＦ
２ ） ３９．４ｏはそれぞれ、Ｄ／Ａ変換器３７．３
８の出力信号を補間する。
乗算器４３が低域通過フィルタ３９の出力信号と、発振
器４１からの余弦波のキャリア信号■ωｃｔを乗算し、
他方、乗算器４４が移相器４２からの正弦波の出力信号
ｓｉｎω員と、低域通過フィルタ４０の出力信号を乗算
すると、加算器４６は、乗算器４３．４４のそれぞれの
出力信号を加算し。
器４１からの余弦波のキャリア信号■ωｃｔを乗算し、
他方、乗算器４４が移相器４２からの正弦波の出力信号
ｓｉｎω員と、低域通過フィルタ４０の出力信号を乗算
すると、加算器４６は、乗算器４３．４４のそれぞれの
出力信号を加算し。
図示右方の復調装置に出力する。
上記回路３４〜４６は変調装置を構成し、信号発生器３
５の出力信号は、ＳＳＢ伝送におけるπ／Ｔの帯域幅で
復調装置に伝送される。
５の出力信号は、ＳＳＢ伝送におけるπ／Ｔの帯域幅で
復調装置に伝送される。
乗算器４７が上記変調装置からの信号と、発振器４６か
らの余弦波の信号（２）ωｃｔを乗算し、低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ３）４８が乗算器４７の出力信号の高周波
成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤ）４９が低域通過フ
ィルタ４８の出力信号をディジタル信号に変換すると、
波形整形フィルタ６ｏは、第１１図に示すような特性に
より、Ａ／Ｄ変換器４９の出力信号を再度波形整形する
。
らの余弦波の信号（２）ωｃｔを乗算し、低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ３）４８が乗算器４７の出力信号の高周波
成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤ）４９が低域通過フ
ィルタ４８の出力信号をディジタル信号に変換すると、
波形整形フィルタ６ｏは、第１１図に示すような特性に
より、Ａ／Ｄ変換器４９の出力信号を再度波形整形する
。
したがって、波形整形フィルタ６ｏの出力信号は、第１
２図に示すように、特性ｊ ｓｉｎωＴの変形デュオバ
イナリで整形された信号列になり、また、この信号の時
間波形は第１３図に示すように、π ｓｉｎ −ｔ Ｔ π １２ ’ｐ２ の波形となる。
２図に示すように、特性ｊ ｓｉｎωＴの変形デュオバ
イナリで整形された信号列になり、また、この信号の時
間波形は第１３図に示すように、π ｓｉｎ −ｔ Ｔ π １２ ’ｐ２ の波形となる。
次いで、サンプラ６１が波形整形フィルタ６０の出力信
号を時間Ｔの間隔でサンプルすることにより、変形デー
オバイナリで伝送される信号の振幅を抽出し、閾値判定
器６２は、サンプラ５１により抽出された振幅により、
（−１）、（Ｏ）、｛１｝の３値の変形デネオパイナリ
信号を検出し、２進符号に変換する。
号を時間Ｔの間隔でサンプルすることにより、変形デー
オバイナリで伝送される信号の振幅を抽出し、閾値判定
器６２は、サンプラ５１により抽出された振幅により、
（−１）、（Ｏ）、｛１｝の３値の変形デネオパイナリ
信号を検出し、２進符号に変換する。
したがって、上記従来例によれば、直流成分のない変形
デーオバイナリとＳＳＢ伝送を組み合わせることにより
、データを伝送することができる。
デーオバイナリとＳＳＢ伝送を組み合わせることにより
、データを伝送することができる。
発明が解決しようとする課題
しかしながら、上記従来の変復調装置では、ＳＳＢ伝送
を行うので、直交多重化を行うことができず、したがっ
て、受信フィルタが不完全性である場合、隣接チャネル
間の干渉によりチャネル間隔を狭めることができず、周
波数を効率的に利用することができないという問題点が
ある。
を行うので、直交多重化を行うことができず、したがっ
て、受信フィルタが不完全性である場合、隣接チャネル
間の干渉によりチャネル間隔を狭めることができず、周
波数を効率的に利用することができないという問題点が
ある。
本発明は上記従来の問題点に鑑み、周波数を効率的に利
用することができる変調装置を提供することを目的とす
る。
用することができる変調装置を提供することを目的とす
る。
課題を解決するための手段
本発明は上記目的を達成するために、第１、第２のチャ
ネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パ
ーシャルレスポンス波形の伝送レートの１／！の周波数
の正弦波又は余弦波を乗じることにより、波形整形され
た信号を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、
第１のチャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそ
れぞれ、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒ
ルベルト変換された信号を発生する第３、第４の信号発
生回路とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交
多重化してＳＳＢ伝送するようにしだものである。
ネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パ
ーシャルレスポンス波形の伝送レートの１／！の周波数
の正弦波又は余弦波を乗じることにより、波形整形され
た信号を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、
第１のチャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそ
れぞれ、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒ
ルベルト変換された信号を発生する第３、第４の信号発
生回路とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交
多重化してＳＳＢ伝送するようにしだものである。
作用
本発明は上記構成により、第１、第２の信号発生回路の
出力信号と第３、第４の信号発生回路の出力信号の波形
にはお互いに符号量干渉がないので、第１、第２のチャ
ネルのデータを直交多重化することができ、したがって
、周波数を効率的に利用することができる。
出力信号と第３、第４の信号発生回路の出力信号の波形
にはお互いに符号量干渉がないので、第１、第２のチャ
ネルのデータを直交多重化することができ、したがって
、周波数を効率的に利用することができる。
実施例
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。第１図
は、本発明に係る変調装置を用いた変復調装置の一実施
例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調装置に
用いられる基本パルスの特性を示す説明図、第３図は、
同基本パルスのヒルベルト変換特性を示す説明図、第４
図は、第１図の波形整形フィルタの特性を示す説明図、
第６図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタの特
性を示す説明図、第６図は、基本パルスに対する同波形
整形フィルタの出力信号を示す波形図、第７図は、基本
パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィルタの
特性を示す説明図、第８図は、基本パルスのヒルベルト
変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を示す波形
図である。
は、本発明に係る変調装置を用いた変復調装置の一実施
例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調装置に
用いられる基本パルスの特性を示す説明図、第３図は、
同基本パルスのヒルベルト変換特性を示す説明図、第４
図は、第１図の波形整形フィルタの特性を示す説明図、
第６図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタの特
性を示す説明図、第６図は、基本パルスに対する同波形
整形フィルタの出力信号を示す波形図、第７図は、基本
パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィルタの
特性を示す説明図、第８図は、基本パルスのヒルベルト
変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を示す波形
図である。
第１図において、１．２はそれぞれ、チャネルＣＨ１、
ＯＨ２の２進符号を発生する２進データ発生器（ＳＧ１
．５Ｇ２）、４．６はそれぞれ、２進データ発生器１．
２かものチャネルＯＨ１、ＯＨ２の２進符号｛１｝が入
力した場合に、第２図に示すように、例えば ｊ ｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ ） Ｗの周波数−振幅
特性の波形整形された信号（基本パルス）を発生する信
号発生器（ＷＧｌｌ、ＷＧ２１）、３．６はそれぞれ、
２進データ発生器２．１からのチャネルＯＨ２、ＯＨ１
の２進符号｛１｝が入力した場合に、信号発生器４．６
の出力信号に対してヒルベルト変換された信号を発生す
る信号発生器（ＷＧ２２、ＷＧ１２）であり、この出力
信号の特性は、第３図に示すように、 −ｊ ｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ） ｆ−闇；〒了 （ω
くｏ）ｊ ｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ）ｍ （ω≧０）と
なる。
ＯＨ２の２進符号を発生する２進データ発生器（ＳＧ１
．５Ｇ２）、４．６はそれぞれ、２進データ発生器１．
２かものチャネルＯＨ１、ＯＨ２の２進符号｛１｝が入
力した場合に、第２図に示すように、例えば ｊ ｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ ） Ｗの周波数−振幅
特性の波形整形された信号（基本パルス）を発生する信
号発生器（ＷＧｌｌ、ＷＧ２１）、３．６はそれぞれ、
２進データ発生器２．１からのチャネルＯＨ２、ＯＨ１
の２進符号｛１｝が入力した場合に、信号発生器４．６
の出力信号に対してヒルベルト変換された信号を発生す
る信号発生器（ＷＧ２２、ＷＧ１２）であり、この出力
信号の特性は、第３図に示すように、 −ｊ ｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ） ｆ−闇；〒了 （ω
くｏ）ｊ ｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ）ｍ （ω≧０）と
なる。
７は、信号発生器４の出力信号から信号発生器３の出力
信号を差し引（減算器、８は、信号発生器５の出力信号
と信号発生器６の出力信号を加算する加算器、９．１０
はそれぞれ、加算器７．８の出力信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器（ＤＡｌ、ＤＡ２）、１１．１２
はそれぞれ、Ｄ／Ａ変換器９．１ｏの補間を行う低域通
過フィルタ（ＬＰＦｌ、ＬＰＦ２）であり、この低域通
過フィルタ１１．１２の出力信号はお互いにヒルベルト
変換された信号となる。
信号を差し引（減算器、８は、信号発生器５の出力信号
と信号発生器６の出力信号を加算する加算器、９．１０
はそれぞれ、加算器７．８の出力信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器（ＤＡｌ、ＤＡ２）、１１．１２
はそれぞれ、Ｄ／Ａ変換器９．１ｏの補間を行う低域通
過フィルタ（ＬＰＦｌ、ＬＰＦ２）であり、この低域通
過フィルタ１１．１２の出力信号はお互いにヒルベルト
変換された信号となる。
１３は、キャリア信号の余弦波ｃｏｓωｃｔを発生する
発振器、１４は、発振器１３からの余弦波の信号を９６
移相してｓｉｎωｃｔの正弦波の信号を出力する移相器
（９０’）、１６は、低域通過フィルタ１１の出力信号
と発振器１３の出力信号を乗算する乗算器、１６は、移
相器１４の出力信号と低域通過フィルタ１２の出力信号
を乗算する乗算器、１７は、乗算器１６．１６のそれぞ
れの出力信号を加算し、図示右方の復調装置に出力する
加算器である。
発振器、１４は、発振器１３からの余弦波の信号を９６
移相してｓｉｎωｃｔの正弦波の信号を出力する移相器
（９０’）、１６は、低域通過フィルタ１１の出力信号
と発振器１３の出力信号を乗算する乗算器、１６は、移
相器１４の出力信号と低域通過フィルタ１２の出力信号
を乗算する乗算器、１７は、乗算器１６．１６のそれぞ
れの出力信号を加算し、図示右方の復調装置に出力する
加算器である。
尚、上記回路１〜１７は変調装置を構成し、信号発生器
１７の出力信号はＳＳＢ伝送される。
１７の出力信号はＳＳＢ伝送される。
１８は、余弦波ｃｏｓωｃｔの信号を発生する発振器、
１９は、発振器１８からの余弦波の信号を９０’移相し
て正弦波ｓｉｎωｃｔの信号を出力する移相器（９０’
）、２０は、上記変調装置からの信号と発振器１８から
の余弦波の信号を乗算する乗算器、２１は、上記変調装
置からの信号と移相器１９からの正弦波の信号を乗算す
る乗算器、２２．２３はそれぞれ、乗算器２０．２１の
出力信号の高周波成分を除去する低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ３、ＬＰＦ４）、２４．２６はそれぞれ、低域通過
フィルタ２２．２３の出力信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器（ＡＤｌ、ＡＤ２）である。
１９は、発振器１８からの余弦波の信号を９０’移相し
て正弦波ｓｉｎωｃｔの信号を出力する移相器（９０’
）、２０は、上記変調装置からの信号と発振器１８から
の余弦波の信号を乗算する乗算器、２１は、上記変調装
置からの信号と移相器１９からの正弦波の信号を乗算す
る乗算器、２２．２３はそれぞれ、乗算器２０．２１の
出力信号の高周波成分を除去する低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ３、ＬＰＦ４）、２４．２６はそれぞれ、低域通過
フィルタ２２．２３の出力信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器（ＡＤｌ、ＡＤ２）である。
２６．２７はそれぞれ、第４図に示すように、フィルタ
特性 ｆτＷ巧］ により、Ａ／Ｄ変換器２４．２６の出力信号の波形を整
形する低域通過フィルタ（ＬＰＦ５、ＬＰＦｅ）、２８
．２９はそれぞれ、低域通過フィルタ２６．２７の出力
信号の振幅を時間Ｔの間隔でサンプルするサンプラ、３
ｏ、３°１はそれぞれ、サンプラ２８．２９により抽出
された振幅により、（−１）、（Ｏ）、｛１｝の３値の
変形デュオバイナリ信号を検出し、チャ、ネルＯＨ１、
ＯＨ２の２進符号に変換して端子３２．３３に出力する
閾値判定器である。
特性 ｆτＷ巧］ により、Ａ／Ｄ変換器２４．２６の出力信号の波形を整
形する低域通過フィルタ（ＬＰＦ５、ＬＰＦｅ）、２８
．２９はそれぞれ、低域通過フィルタ２６．２７の出力
信号の振幅を時間Ｔの間隔でサンプルするサンプラ、３
ｏ、３°１はそれぞれ、サンプラ２８．２９により抽出
された振幅により、（−１）、（Ｏ）、｛１｝の３値の
変形デュオバイナリ信号を検出し、チャ、ネルＯＨ１、
ＯＨ２の２進符号に変換して端子３２．３３に出力する
閾値判定器である。
次に、上記実施例の動作を説明する。
第１図において、２進データ発生器１．２がそれぞれチ
ャネルＣｌ１１、ＯＨ２の２進符号｛１｝を発生すると
、信号発生器４．６はそれぞれ、第２図に示すように、 ｊｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ ） Ｗ の周波数−振幅特性の波形整形された信号（基本パルス
）を発生するとともに、信号発生器３．６はそれぞれ、
信号発生器４．６の出力信号に対してヒルベルト変換さ
れた信号を発生し、この出力信号の特性は、第３図に示
すように、 ｊ ｓｉｎｇ （ｓｉｎωＴ ） ５下（ω≧ｏ）とな
る。
ャネルＣｌ１１、ＯＨ２の２進符号｛１｝を発生すると
、信号発生器４．６はそれぞれ、第２図に示すように、 ｊｓｉｇｎ （ｓｉｎωＴ ） Ｗ の周波数−振幅特性の波形整形された信号（基本パルス
）を発生するとともに、信号発生器３．６はそれぞれ、
信号発生器４．６の出力信号に対してヒルベルト変換さ
れた信号を発生し、この出力信号の特性は、第３図に示
すように、 ｊ ｓｉｎｇ （ｓｉｎωＴ ） ５下（ω≧ｏ）とな
る。
次いで、減算器７が信号発生器４の出力信号から信号発
生器３の出力信号を差し引くとともに、加算器８が信号
発生器６の出力信号と信号発生器６の出力信号を加算す
ると、Ｄ／Ａ変換器９．１゜はそれぞれ、加算器７．８
の出力信号をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ
１１．１２はそれぞれ、Ｄ／Ａ変換器９．１ｏの補間を
行い、したがって、この低域通過フィルタ１１．１２の
出力信号はお互いにヒルベルト変換された信号となる。
生器３の出力信号を差し引くとともに、加算器８が信号
発生器６の出力信号と信号発生器６の出力信号を加算す
ると、Ｄ／Ａ変換器９．１゜はそれぞれ、加算器７．８
の出力信号をアナログ信号に変換し、低域通過フィルタ
１１．１２はそれぞれ、Ｄ／Ａ変換器９．１ｏの補間を
行い、したがって、この低域通過フィルタ１１．１２の
出力信号はお互いにヒルベルト変換された信号となる。
更に、乗算器１６が低域通過フィルタ１１の出力信号と
、発振器１３からの余弦波のキャリア信号ｃｏｓωｃｔ
を乗算するとともに、乗算器１６が移相器１４からの正
弦波の出力信号ｓｉｎωａｔと、低域通過フィルタ１２
の出力信号を乗算すると、加算器１７は、乗算器１５．
１６のそれぞれの出力信号を加算し、図示右方の復調装
置にＳＳＢ伝送する。
、発振器１３からの余弦波のキャリア信号ｃｏｓωｃｔ
を乗算するとともに、乗算器１６が移相器１４からの正
弦波の出力信号ｓｉｎωａｔと、低域通過フィルタ１２
の出力信号を乗算すると、加算器１７は、乗算器１５．
１６のそれぞれの出力信号を加算し、図示右方の復調装
置にＳＳＢ伝送する。
復調装置において、乗算器２ｏが上記変調装置からの信
号と発振器１８からの余弦波の信号ｃｏｓωｃｔを乗算
するとともに、乗算器２１が上記変調装置からの信号と
、移相器１９からの正弦波の信号ｓｉｎωｃ１を乗算し
、低域通過フィルタ２２．２３がそれぞれ乗算器２ｏ、
２１の出力信号の高周波成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器２
４．２６がそれぞれ低域通過フィルタ２２．２３の出力
信号をディジタル信号に変換し、低域通過フィルタ２６
．２７がそれぞれ第４図に示すようなフィルタ特性によ
り、Ａ／Ｄ変換器２４．２６の出力信号の波形を整形す
る。
号と発振器１８からの余弦波の信号ｃｏｓωｃｔを乗算
するとともに、乗算器２１が上記変調装置からの信号と
、移相器１９からの正弦波の信号ｓｉｎωｃ１を乗算し
、低域通過フィルタ２２．２３がそれぞれ乗算器２ｏ、
２１の出力信号の高周波成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器２
４．２６がそれぞれ低域通過フィルタ２２．２３の出力
信号をディジタル信号に変換し、低域通過フィルタ２６
．２７がそれぞれ第４図に示すようなフィルタ特性によ
り、Ａ／Ｄ変換器２４．２６の出力信号の波形を整形す
る。
この場合、低域通過フィルタ２６．２７の出力信号をそ
れぞれ、５ｌ（ｔ）、Ｓｚ （ｔ）とし、上記基本パル
ス、上記基本パルスのヒルベルト変換に対スる低域通過
フィルタ２６．２７の特性をそれぞれ、Ｐ（ｔ）、Ｐｎ
（ｔ）とし、ａ、１． ｂｎをそれぞれ、（Ｏ）又は｛
１｝の値となるチャネルＯＨ１、ＣＨ２のデータとする
と、次式 ％式％）） 尚、上式（３）の周波数−振幅特性Ｐ（ｔ）は第６図に
示すような特性となり、信号波形Ｓ １ （ｔ）は第６
図に示すような波形となる。また、上式（４）の周波数
−振幅特性Ｐ。｛１｝は第７図に示すような特性となり
、信号波形５Ｚ（ｔ）は第８図に示すような波形となる
。
れぞれ、５ｌ（ｔ）、Ｓｚ （ｔ）とし、上記基本パル
ス、上記基本パルスのヒルベルト変換に対スる低域通過
フィルタ２６．２７の特性をそれぞれ、Ｐ（ｔ）、Ｐｎ
（ｔ）とし、ａ、１． ｂｎをそれぞれ、（Ｏ）又は｛
１｝の値となるチャネルＯＨ１、ＣＨ２のデータとする
と、次式 ％式％）） 尚、上式（３）の周波数−振幅特性Ｐ（ｔ）は第６図に
示すような特性となり、信号波形Ｓ １ （ｔ）は第６
図に示すような波形となる。また、上式（４）の周波数
−振幅特性Ｐ。｛１｝は第７図に示すような特性となり
、信号波形５Ｚ（ｔ）は第８図に示すような波形となる
。
ここで、第６図に示す信号波形と、従来例の第１３図の
信号波形を比較すると、弐Ｐ （ｔ）の信号は、帯域幅
が２倍であるが、通常のパーシャルレスポンス伝送にお
ける信号のサンプル値と一致していることが明確であり
、また、式ｐｎ（ｔ）の振幅は、サンプル時点でｒＯＪ
である。
信号波形を比較すると、弐Ｐ （ｔ）の信号は、帯域幅
が２倍であるが、通常のパーシャルレスポンス伝送にお
ける信号のサンプル値と一致していることが明確であり
、また、式ｐｎ（ｔ）の振幅は、サンプル時点でｒＯＪ
である。
したがって、サンプラ２８が上式５ｔ（ｔ）の信号の振
幅を時間Ｔの間隔でサンプルすると、その出出信号は、
チャネルＣＨ１のデータａｎのみに関する値となり、同
様に、サンプラ２９が上式５２｛１｝の信号の振幅を時
間Ｔの間隔でサンプルすると、その出力信号は、チャネ
ルＯＨ２のデータｂｎのみに関する値となる。
幅を時間Ｔの間隔でサンプルすると、その出出信号は、
チャネルＣＨ１のデータａｎのみに関する値となり、同
様に、サンプラ２９が上式５２｛１｝の信号の振幅を時
間Ｔの間隔でサンプルすると、その出力信号は、チャネ
ルＯＨ２のデータｂｎのみに関する値となる。
閾値判定器３０．３１はそれぞれ、サンプラ２８．２９
により抽出された振幅により、（−１）、（Ｏ）、｛１
｝の３値の変形デーオバイナリ信号を検出し、２進符号
に変換する。
により抽出された振幅により、（−１）、（Ｏ）、｛１
｝の３値の変形デーオバイナリ信号を検出し、２進符号
に変換する。
したがって、上記実施例によれば、通常のパーシャルレ
スポンス伝送において波形整形された信号にキャリア信
号の余弦波ｃｏｓ （πｔ／Ｔ）を乗じた信号を用い、
この余弦波ｃｏｓ （πｔ／Ｔ）が乗じられた信号は、
サンプル時点では Ｉｃｏｓ（πｔ／Ｔ）ｌ＝１ であるので、パーシャルレスポンス伝送によりサンプル
信号の振幅を伝送することができる。
スポンス伝送において波形整形された信号にキャリア信
号の余弦波ｃｏｓ （πｔ／Ｔ）を乗じた信号を用い、
この余弦波ｃｏｓ （πｔ／Ｔ）が乗じられた信号は、
サンプル時点では Ｉｃｏｓ（πｔ／Ｔ）ｌ＝１ であるので、パーシャルレスポンス伝送によりサンプル
信号の振幅を伝送することができる。
また、上記信号のヒルベルト変換は、通常のパーシャル
レスポンス伝送における波形整形信号に正弦波ｓｉｎ
（πｔ ／Ｔ ）を乗じることにより得られ、この正弦
波ｓｉｎ （πｔ／Ｔ）が乗じられた信号は、サンプル
時点では ｓｉｎ （πｔ／Ｔ）ｌ＝０ であるので、２つのチャネルのパーシャルレスポンス信
号を直交多重化してＳＳＢ伝送することができる。
レスポンス伝送における波形整形信号に正弦波ｓｉｎ
（πｔ ／Ｔ ）を乗じることにより得られ、この正弦
波ｓｉｎ （πｔ／Ｔ）が乗じられた信号は、サンプル
時点では ｓｉｎ （πｔ／Ｔ）ｌ＝０ であるので、２つのチャネルのパーシャルレスポンス信
号を直交多重化してＳＳＢ伝送することができる。
また、受信側では、正弦波ｓｉｎ （πｔ／Ｔ）を乗じ
たヒルベルト変換のパルス列が各チャネルの−ｒ’ −
タに混入するが、符号量干渉による誤りは発生しないの
で、帯域幅は従来例に比べて２倍になるが、従来例と同
一の伝送帯域で２つのチャネルのデータを伝送すること
ができ、したがって、周波数を効率的に利用することが
できる。
たヒルベルト変換のパルス列が各チャネルの−ｒ’ −
タに混入するが、符号量干渉による誤りは発生しないの
で、帯域幅は従来例に比べて２倍になるが、従来例と同
一の伝送帯域で２つのチャネルのデータを伝送すること
ができ、したがって、周波数を効率的に利用することが
できる。
発明の詳細
な説明したように、本発明は、第１、第２のチャネルの
２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パーシャ
ルレスポンス波形の伝送レートの１／２の周波数の正弦
波又は余弦波を乗じることにより、波形整形された信号
を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、第１の
チャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ
、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒルベル
ト変換された信号を発生する第３、第４の信号発生回路
とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交多重化
してＳＳＢ伝送するようにしたので、周波数を効率的に
利用することができる。
２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ、パーシャ
ルレスポンス波形の伝送レートの１／２の周波数の正弦
波又は余弦波を乗じることにより、波形整形された信号
を発生する第１、第２の信号発生回路と、第２、第１の
チャネルの２進データ｛１｝が入力した場合にそれぞれ
、前記第１、第２の信号発生回路の出力信号がヒルベル
ト変換された信号を発生する第３、第４の信号発生回路
とを設け、第１、第２のチャネルのデータを直交多重化
してＳＳＢ伝送するようにしたので、周波数を効率的に
利用することができる。
第１図は、本発明に係る変調装置を用いた変復調装置の
一実施例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調
装置に用いられる基本パルスの特性を示す説明図、第３
図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び波形整形
フィルタの特性を示す説明図、第４図は、第１図の波形
整形フィルタの特性を示す説明図、第６図は、基本パル
スに対する同波形整形フィルタの特性を示す説明図、第
６図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタの出力
信号を示す波形図、第７図は、基本パルスのヒルベルト
変換に対する同波形整形フィルタの特性を示す説明図、
第８図は、基本パルスのヒルベルト変換に対する同波形
整形フィルタの出力信号を示す波形図、第９図は、従来
の変復調装置を示すブロック図、第１０図は、第９図の
変復調装置に用いられる基本パルスの特性を示す説明図
、第１１図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び
波形整形フィルタの特性を示す説明図、第１２図は、同
基本パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィル
タの特性を示す説明図、第１３図は、同基本パルスのヒ
ルベルト変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を
示す波形図である。 １．２・・・２進符号発生器（ＳＧ）、３〜ｅ・・・信
号発生器（ＷＯ）、７・・・減算器、８，１了・・・加
算器、ｓ、 １ｏ−・Ｄ／Ａ変換器、１１．１２．２２
．２３．２６゜２７・・・低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
、１３，１８・・・発振器、１４．１９・・・移相器、
１５．１６．２０．２１・・・乗算器、２４．２５・・
・Ａ／Ｄ変換器、２８．２９・・・サンプラ、３０．３
１・・・閾値判定器。 代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 ほか１名第 図 第 図 第 ＋ 図 第 図 第 図 Ｊｓｉｇｎ （ｓｔｎ（ｊ／Ｔ） ■五ｍ第 図 図 ｊ 図 手 続 補 正 書（方式） ％式％ ７ 補正の内容 ｛１｝ 明細書第２頁第３行目の「産業上の利用分野」
を次のとおり補正します。 「３、発明の詳細な説明 産業上の利用分野」 平成 １年特許願第 ３６８１６ 号発明の名称 変調装置 補正をする者 事件との関係 特 許 出 願 人住 所 大
阪府門真市大字門真１００６番地名 称 （５８２）
松下電器産業株式会社代表者 谷 井
昭 雄４ 代 理 人 〒５７１
住 所 大阪府門真市大字門真１００６番地松下電器
産業株式会社内 氏 名 （６１５２） 弁理士 粟野重孝（ほか１
名） ［連絡先 電話（東京） ４３４−９４７１ 東京法
務分室〕５ 補正命令の日付 平成元年 ５月３０８ ６ 補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄
一実施例を示すブロック図、第２図は、第１図の変復調
装置に用いられる基本パルスの特性を示す説明図、第３
図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び波形整形
フィルタの特性を示す説明図、第４図は、第１図の波形
整形フィルタの特性を示す説明図、第６図は、基本パル
スに対する同波形整形フィルタの特性を示す説明図、第
６図は、基本パルスに対する同波形整形フィルタの出力
信号を示す波形図、第７図は、基本パルスのヒルベルト
変換に対する同波形整形フィルタの特性を示す説明図、
第８図は、基本パルスのヒルベルト変換に対する同波形
整形フィルタの出力信号を示す波形図、第９図は、従来
の変復調装置を示すブロック図、第１０図は、第９図の
変復調装置に用いられる基本パルスの特性を示す説明図
、第１１図は、同基本パルスのヒルベルト変換特性及び
波形整形フィルタの特性を示す説明図、第１２図は、同
基本パルスのヒルベルト変換に対する同波形整形フィル
タの特性を示す説明図、第１３図は、同基本パルスのヒ
ルベルト変換に対する同波形整形フィルタの出力信号を
示す波形図である。 １．２・・・２進符号発生器（ＳＧ）、３〜ｅ・・・信
号発生器（ＷＯ）、７・・・減算器、８，１了・・・加
算器、ｓ、 １ｏ−・Ｄ／Ａ変換器、１１．１２．２２
．２３．２６゜２７・・・低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
、１３，１８・・・発振器、１４．１９・・・移相器、
１５．１６．２０．２１・・・乗算器、２４．２５・・
・Ａ／Ｄ変換器、２８．２９・・・サンプラ、３０．３
１・・・閾値判定器。 代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 ほか１名第 図 第 図 第 ＋ 図 第 図 第 図 Ｊｓｉｇｎ （ｓｔｎ（ｊ／Ｔ） ■五ｍ第 図 図 ｊ 図 手 続 補 正 書（方式） ％式％ ７ 補正の内容 ｛１｝ 明細書第２頁第３行目の「産業上の利用分野」
を次のとおり補正します。 「３、発明の詳細な説明 産業上の利用分野」 平成 １年特許願第 ３６８１６ 号発明の名称 変調装置 補正をする者 事件との関係 特 許 出 願 人住 所 大
阪府門真市大字門真１００６番地名 称 （５８２）
松下電器産業株式会社代表者 谷 井
昭 雄４ 代 理 人 〒５７１
住 所 大阪府門真市大字門真１００６番地松下電器
産業株式会社内 氏 名 （６１５２） 弁理士 粟野重孝（ほか１
名） ［連絡先 電話（東京） ４３４−９４７１ 東京法
務分室〕５ 補正命令の日付 平成元年 ５月３０８ ６ 補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄
Claims (1)
- 第１、第２のチャネルの２進データ｛１｝が入力した場
合にそれぞれ、パーシャルレスポンス波形の伝送レート
の１／２の周波数の正弦波又は余弦波を乗じることによ
り、波形整形された信号を発生する第１、第２の信号発
生回路と、第２、第１のチャネルの２進データ｛１｝が
入力した場合にそれぞれ、前記第１、第２の信号発生回
路の出力信号がヒルベルト変換された信号を発生する第
３、第４の信号発生回路と、前記第１の信号発生回路の
出力信号から前記第３の信号発生回路の出力信号を差し
引く減算器と、前記第２の信号発生回路の出力信号と前
記第４の信号発生回路の出力信号を加算する第１の加算
器と、前記減算器の出力とキャリア周波数の余弦波を乗
算する第１の乗算器と、前記加算器の出力とキャリア周
波数の正弦波を乗算する第２の乗算器と、前記第１、第
２の乗算器の出力を加算する第２の加算器とを有する変
調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3681689A JPH0777370B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | 変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3681689A JPH0777370B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | 変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02215242A true JPH02215242A (ja) | 1990-08-28 |
| JPH0777370B2 JPH0777370B2 (ja) | 1995-08-16 |
Family
ID=12480285
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3681689A Expired - Lifetime JPH0777370B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | 変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0777370B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005011223A1 (ja) * | 2003-07-25 | 2005-02-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| JP2010068177A (ja) * | 2008-09-10 | 2010-03-25 | Denji Oyo Kenkyusho | 変調方法および復調方法 |
-
1989
- 1989-02-16 JP JP3681689A patent/JPH0777370B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005011223A1 (ja) * | 2003-07-25 | 2005-02-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| JPWO2005011223A1 (ja) * | 2003-07-25 | 2006-09-14 | 松下電器産業株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| JP4579831B2 (ja) * | 2003-07-25 | 2010-11-10 | パナソニック株式会社 | 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 |
| US8121213B2 (en) | 2003-07-25 | 2012-02-21 | Panasonic Corporation | Modulation device, demodulation device, modulation method and demodulation method |
| JP2010068177A (ja) * | 2008-09-10 | 2010-03-25 | Denji Oyo Kenkyusho | 変調方法および復調方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0777370B2 (ja) | 1995-08-16 |
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