WO2005011223A1 - 変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 - Google Patents

変調装置、復調装置、変調方法および復調方法 Download PDF

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WO2005011223A1
WO2005011223A1 PCT/JP2004/010985 JP2004010985W WO2005011223A1 WO 2005011223 A1 WO2005011223 A1 WO 2005011223A1 JP 2004010985 W JP2004010985 W JP 2004010985W WO 2005011223 A1 WO2005011223 A1 WO 2005011223A1
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frequency
ssb
lsb
modulation
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PCT/JP2004/010985
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Genichiro Ota
Daichi Imamura
Keiji Takakusaki
Mitsuru Uesugi
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L27/2338—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using sampling

Definitions

  • the present invention relates to a modulation device, a demodulation device, a modulation method, and a demodulation method using an SSB (Single Side Band) technology.
  • SSB Single Side Band
  • MIMO Multi Input Multi Output
  • FIG. 1A shows the Nyquist signal waveform on one axis, and one Nyquist signal is arranged for each symbol period T.
  • Figure 1B shows Nike within symbol period T The figure shows a case where two stop signals are accommodated, and the transmission speed is doubled. However, simply storing two Nyquist signals within the symbol period T as shown in Fig. 1B is not preferable because the frequency band is doubled compared to the case shown in Fig. 1A. .
  • FIGS. 2A, 2B and 2C show the principle described in the above document.
  • an SSB-QPSK signal as shown in FIG. 2C is formed.
  • This processing is specifically realized by a circuit configuration as shown in FIG. First, zeros are interpolated by the interpolators 1 and 2 for the in-phase data signal X (n) and the quadrature data signal Y (n), respectively.
  • the output of the interpolator 1 is sent to the signal combiner 7 via the delay circuit 3 and is also sent to the signal combiner 8 after being subjected to the Hilbert transform by the Hilbert filter 4.
  • the output of the interpolator 2 is subjected to Hilbert transform by the Hilbert filter 5 and then sent to the signal combiner 7 and sent to the signal combiner 8 via the delay circuit 6.
  • the output of the signal combiner 7 is provided to a mixer 11 via a pulse shaping filter 9, and the output of the signal combiner 8 is provided to a mixer 12 via a pulse shaping filter 10.
  • Cosine carrier cos by an output signal of the mixer 1 1
  • the pulse shaping filter 9 ( ⁇ ⁇ t) is modulated sine carrier sin by the output signal of the pulse shaping filter 10 in the mixer 12 ( ⁇ 0 t) is modulated.
  • the I-channel RF signal and the Q-channel RF signal from the mixers 11 and 12 are combined by the signal combiner 13 to obtain the SSB-QPSK signal Z (t).
  • that of the I-axis signal and the Q-axis signal is used. Generate the respective Hilbert transform components and quadrature modulate them.
  • S SB-QP SK theoretically has the same frequency utilization efficiency as QPSK or S SB (eg, 2 bps / Hz), but is more effective than Q PSK or S SB on Rayleigh fading paths. It is described as being resistant to equalization imperfection, and that the SSB-QPSK envelope change has been shown to be 6 dB less than QPSK.
  • the technology described in the above-mentioned document is a technology for improving the bit error rate characteristics by applying the SSB method, and is basically compared with the conventional technology in a limited frequency band. It does not allow much more signal transmission. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to provide a modulation device, a demodulation device, a modulation method, and a demodulation method capable of significantly improving a signal transmission speed in a limited frequency band as compared with a conventional modulation method.
  • the purpose is to use a first frequency-boosted SSB modulator that obtains a USB signal by SSB-modulating the first input symbol and a second frequency-boost SSB modulator that obtains an LSB signal by performing SSB modulation on the second input symbol.
  • FIG. 1A shows a state where one Nyquist signal is arranged in the symbol period
  • FIG. 1B is a diagram showing a state in which two Nyquist signals are arranged in a symbol period
  • FIG. 2A is a diagram showing an I-axis signal and a Q-axis signal which are the basis of SSB;
  • Figure 2B is a diagram showing the I-axis signal and Q-axis signal converted to SSB;
  • FIG. 2C is a diagram showing the SSB—QPSK signal
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a conventional modulation device
  • Figure 4A shows the spectrum of the I-axis signal and Q-axis signal of a general QP SK signal
  • Figure 4B shows the spread of the frequency bandwidth when the signal transmission speed is doubled
  • FIG. 4C is a diagram illustrating the SSB conversion of the I-axis signal and the Q-axis signal according to the embodiment
  • FIG. 4D is a diagram illustrating the multiplexing of the SSB conversion signal according to the embodiment
  • FIG. Block diagram showing the configuration of the modulation device according to the first embodiment
  • FIG. 6A is a diagram showing a state of a USB signal obtained by the modulation device according to the embodiment.
  • FIG. 6B is a diagram showing a state of an LSB signal obtained by the modulation device according to the embodiment.
  • FIG. 6C is a diagram showing a state of an SSB multiplexed modulation signal obtained by the modulation device according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of a phase shift type SSB modulator
  • FIG. 8A is a diagram showing a spectrum when an input signal u (t) is represented by a combination of an even function Veven (t) and an odd function Vodd (t);
  • FIG. 8B is a diagram in which the Hilbert transform output of the input signal u (t) is represented by an even function component Veven (t) and an odd function component Vodd (t), which are components of the input signal u (t);
  • Fig. 8C shows the input signal u (t) multiplied by cos ⁇ ⁇ 1 ;
  • Fig. 8D shows the input signal u (t) obtained by Hilbert transforming u '(t) with sino ⁇ t. Diagram showing the result of multiplication;
  • FIG. 8E shows the difference between the signal shown in FIG. 8C and the signal shown in FIG. 8D
  • FIG. 8F is a diagram showing the sum of the signal shown in FIG. 8C and the signal shown in FIG. 8D
  • FIG. 9A is a diagram showing an even function component
  • Figure 9B shows the odd function components
  • FIG. 10A is a diagram showing a USB signal
  • FIG. 10B is a diagram showing the multiplication of the U SB signal by c s ⁇ ;
  • FIG. 10C is a diagram showing the L S B signal;
  • Figure 1 OD is a diagram showing a multiplied by the si eta omega alpha t the LSB signal;
  • Figure 1 0 E shows a low-pass filter output (demodulated signal) Figure;
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of the demodulation device according to the first embodiment.
  • Figure 12 is a block diagram showing an example of the configuration of an IIR type digital Hilbert filter
  • Fig. 13 shows the simulation result of LSB signal for bandwidth confirmation
  • Figure 14 is a diagram showing the simulation result of the combined signal of the USB and LSB signals for bandwidth confirmation
  • Fig. 15 shows the simulation results of B ER vs. S / N for communication quality confirmation
  • FIG. 16 is a block diagram showing another configuration example of the SSB modulator.
  • FIG. 17A is a diagram showing a spectrum on the frequency complex space of the LSB signal obtained according to the first embodiment
  • FIG. 17B is a diagram showing a spectrum in a frequency complex space of the USB signal obtained according to the first embodiment
  • FIG. 17C is a diagram showing a spectrum on the frequency complex space of the SSB multiplexed modulation signal obtained according to the first embodiment
  • FIG. 18 is a diagram showing a spectrum on a frequency complex space of an SSB multiplexed modulation signal formed according to the second embodiment
  • FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the modulation device according to the second embodiment
  • FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of the demodulation device according to the second embodiment
  • FIG. 21 is a block diagram showing the configuration of the demodulation device according to the third embodiment.
  • FIG. 22A is a diagram showing a baseband spectrum when detected by the carrier frequency cosine wave of LSB;
  • Figure 22B shows the concept of FFT output
  • FIG. Shows the actual FFT output including aliases
  • FIG. 23A is a diagram showing a baseband spectrum when detected at the LSB carrier frequency sine wave
  • Figure 23B shows the concept of FFT output
  • Figure 23C shows the actual FFT output including aliases
  • FIG. 24 is a diagram showing the principle configuration of DET (detector). BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • An outline of the present invention is to modulate an information signal having a symbol rate as high as twice (Embodiment 1) or 4 times (Embodiment 2) the conventional quadrature modulation. Typically, such an operation would double or quadruple the required frequency bandwidth.
  • a transmission signal is accommodated in the original frequency bandwidth by being multiplexed into SSB. Further, a demodulation method for such a modulated signal is proposed.
  • FIG. 4A shows the spectrum of the I-axis and Q-axis according to the conventional basic QPSK method.
  • the frequency bandwidth BWi In order to double the transmission speed of this conventional QP SK, the frequency bandwidth BWi must be doubled as shown in Fig. 4B. That does not improve spectral efficiency. Therefore, in the present embodiment, by converting the I-axis signal and the Q-axis signal into SSB, the sideband width of each is double the original sideband and the entire frequency bandwidth B is doubled. (Fig. 4C) and further multiplexing on the same frequency (Fig. 4D), realizes communication with a given frequency bandwidth while enabling twice the transmission speed. . That is, the transmission speed can be doubled as compared with the SSB-QPSK described in the above-mentioned conventional technology.
  • FIG. 5 shows a configuration for realizing the concept of the present embodiment shown in FIGS. 4A to 4D.
  • transmitted signal f (t) is converted into two parallel signals by serial-to-parallel converter (S / P) 101.
  • S / P serial-to-parallel converter
  • These signal groups are named Bit1,3 and Bit2,4 because they can be doubled compared to the conventional signal speed.
  • These two signals are converted to Nyquist signals by Nyquist filters (NFL) 102 and 103, respectively.
  • NNL Nyquist filters
  • the Nyquist signal output from Nyquist filter 102 is input to frequency-increasing SSB modulator 110, and the Nyquist signal output from Nyquist filter 103 is input to frequency-increasing SSB modulator 120.
  • the frequency-boosted SSB modulator 110 includes a quadrature modulation unit including a frequency signal source 112, multipliers 113, 114, and a Hilbert transformer 111.
  • the frequency-boosted SSB modulator 120 includes a quadrature modulation unit including a frequency signal source 122, multipliers 123 and 124, and a Hilbert transformer 121.
  • the Nyquist signals of the signals Bit 1 and 3 input to the frequency-boosting SSB modulator 110 have a symbol frequency ⁇ at a carrier frequency ⁇ ⁇ .
  • the cosine wave from the frequency signal source 112 having 2 is multiplied by the multiplier 113.
  • the above-mentioned ⁇ ⁇ — ⁇ is added to the signal obtained by passing the Nyquist signals of the signals B it 1 and 3 through the Hilbert transformer 111.
  • the sine wave from the frequency signal source 1/2 is multiplied by the multiplier 114.
  • the sum of these two outputs is added by the adder 115, so that the signals Bit 1 and 3 are loaded and the carrier frequency is ⁇ ⁇ — ⁇ . / 2 Upper SSB signal (USB signal) Power S is obtained.
  • the signals B it 2, 4 input to the frequency-boost SSB modulator 120 The Nyquist signal has a carrier frequency ⁇ and a symbol frequency ⁇ .
  • the frequency ⁇ ⁇ + ⁇ obtained by adding 1Z2 of The cosine wave from the frequency signal source 122 having ⁇ 2 is multiplied by the multiplier 124.
  • the signal B it 2, 4 of the Nyquist signal into a signal through a Hilbert transformer 121 a sine wave from the ⁇ ⁇ + ⁇ 0 ⁇ 2 comprising frequency signal source 122 is multiplied by the multiplier 1 23.
  • the sum of these two outputs is added by the adder 125, so that the signals Bit2 and 4 are loaded and the carrier frequency is set to ⁇ ⁇ + ⁇ . 2 and the lower SSB signal (LSB signal) is obtained.
  • USB signal (FIG. 6A) output from the frequency-boosting SSB modulator 110 and the LSB signal (FIG. 6B) output from the frequency-boosting SSB modulator 120 are sent to the signal combiner 130.
  • an SSB multiplexed modulated signal as shown in FIG. 6C is obtained.
  • the frequency-boost SSB modulator 120 for obtaining the LSB signal is different from the carrier frequency used in the frequency-boost SSB modulator 110 for obtaining the USB signal.
  • SSB modulation is performed using a carrier frequency that is higher by the fundamental frequency of the input symbol.
  • the operation of the SSB modulator 200 is indicated by a spectrum. If a complex analysis function such as the following equation is used as the modulation signal function, an SSB signal can be obtained.
  • u '(t) represents the Hilbert transform of the input signal u (t).
  • the upper circuit (delay circuit 201, balanced mixer 202) in FIG. 7 multiplies the input signal u (t) by the carrier wave cos ⁇ it, and the lower circuit (Hilbert converter 203, balanced mixer 204) In), the signal u '(t) after the Hilbert transform of the input signal u (t) is multiplied by the carrier sin ⁇ t. M ⁇ XCOSiO,
  • FIG 8 A is shows the spectrum in the case of shown in the synthesis of even function of the input signal u (t) Veven (t) and odd function Vodd (t) is there.
  • Figure 8 B is a representation in which is the component even function component V ev en (l :) and odd function component Vodd input signal u input signal arsenide Ruberuto conversion output (t) u (t) ( t) is there.
  • Figure 8 C shows a multiplied by the cos co x t to the input signal u (t)
  • Fig. 8 D is multiplied by the si eta omega t to u that Hilbert transform of the input signal u (t) '(t) It is shown. The result is synthesized (subtracted here) as shown in the following equation.
  • the signal f (t) to be modulated rides on the analytic signal e j ⁇ 11 based on the carrier frequency ⁇ , and the carrier frequency forming a pair in the negative frequency domain
  • the signal on the analytic signal e i wl t by one ⁇ ⁇ is f * (t) conjugate to f (t).
  • Figure 8E shows the difference between the two, and shows that it is USB (upper sideband SSB) .
  • Figure 8F shows the sum of the two, and becomes LSB (lower sideband SSB). It indicates that.
  • FIG. 8E shows the USB obtained in FIG. 8C-FIG. 8D
  • FIG. 8F shows the LSB obtained in FIG. 8C + FIG. 8D. 8A to 8F
  • even-function components are represented by triangular symbols as shown in FIG. 9A
  • odd-function components are represented by arc-shaped symbols as shown in FIG. 9B. Components shall be represented.
  • USB and LSB generation of USB and LSB that can be superimposed on the same frequency required in the present embodiment will be described.
  • the SSB signal 5 ⁇ (t) at the carrier frequency is as follows.
  • the original signal to be modulated is m (t)
  • the analytic signal generated from m (t) is represented by / (/).
  • the analytic signal is When Hilbert transformation is represented by HT], if m (t) is nonsingular,
  • USB signal is expressed by the following equation according to the above-mentioned definition of SSB.
  • FIG. 6C shows a conceptual diagram of the SSB-QPSK scheme in the complex frequency domain, where USB is located in the real plane and LSB is located in the imaginary axis plane. To place USB and LSB orthogonally in the same band, one must be placed in the imaginary axis space. In FIG. 6C, the USB is on the real axis and the LSB is on the imaginary axis. The placement in the imaginary axis space is made possible by multiplying by the imaginary number, here j.
  • USB signal is expressed by the following equation.
  • the LSB signal is expressed by the following equation.
  • FIG. US B An example of a circuit configuration that embodies this equation is shown in FIG. US B, LS Looking at the last result of each of the equations B, it can be understood that it completely matches FIG. 5 showing the configuration of the modulation system of the present embodiment.
  • the SSB signal can be demodulated synchronously. Multiplication of the USB signal and the COSC c t becomes those ⁇ co c move the scan Bae-vector, for example. By passing this signal through a low-pass filter, the required baseband signal is obtained. This is the same for the LSB signal.
  • an analytic signal Pre-envelope of the signal f (t).
  • FIGS. 10A to 10E show a spectrum arrangement in each process when demodulating an SSB reception signal composed of the USB signal shown in FIG. 8E and the LSB signal shown in FIG. 8F.
  • FIGS. 10A to 10E as in FIGS. 8A to 8F, even-function components are represented by triangular symbols as shown in FIG. 9A, and arc-shaped as shown in FIG. 9B. The symbol represents an odd function component.
  • the transmission signal (Fig. 10C) is multiplied by si ⁇ ⁇ ⁇ t, as shown in Fig. 10D. Generate band components. And here again, LPF removes high frequency components. As a result, the transmission signal is demodulated as shown in FIG. 10E.
  • FIG. 11 shows a configuration example of the demodulation device of the present embodiment.
  • Demodulator 300 has two frequency-down demodulators 310 and 320.
  • Demodulator 300 inputs the received modulated signal to two frequency-reduced demodulators 310 and 320 via band-pass filter (BPF) 301.
  • BPF band-pass filter
  • the frequency reduction demodulator 310 has a demodulator including a frequency signal source 313 and a multiplier 311.
  • the down-converting demodulator 310 converts the symbol frequency ⁇ to the carrier frequency ⁇ for the input signal.
  • the multiplier 31 1 multiplies the cosine wave from the frequency signal source 3 1 3 having the frequency ⁇ — ⁇ / ⁇ by subtracting 1/2 of. Its output Are passed through a Nyquist filter (NFL) 330 to obtain the original signals Bit 1 and 3.
  • NNL Nyquist filter
  • Frequency-down demodulator 320 has a frequency signal source 322 and a demodulator including multiplier 321.
  • the frequency reduction type SSB demodulator 320 converts the symbol frequency ⁇ to the carrier frequency ⁇ i for the input signal.
  • the frequency ⁇ i + ⁇ obtained by adding 1 to 2.
  • the multiplier 321 multiplies the cosine wave from the frequency signal source 322 having / 2.
  • NNL Nyquist filter
  • Nyquist filter described throughout the present embodiment is strictly defined as a root Nyquist roll-off filter in order to comprehensively obtain Nyquist characteristics by transmission and reception.
  • the signals B it 1 and 3 and the signals B it 2 and 4 of the two systems are input to the parallel-to-serial converter (P / S) 332, so that the received data f (t) from the P / S 332 is output. Is output.
  • a USB signal and an LSB signal are orthogonally multiplexed to obtain a reception signal (that is, a transmission signal from the modulation device 100) as shown in FIG. 6C.
  • a reception signal that is, a transmission signal from the modulation device 100
  • the frequency-reduced SSB demodulator 310 multiplies cos ( ⁇ ⁇ —. ⁇ ) T as shown in the following equation. .
  • / ⁇ uses that it is a Nyquist wave. That is,
  • a root Nyquist roll-off filter is used instead of LPF.
  • the transmitting Nyquist filter is also the root Nyquist low.
  • FIG. 12 shows an IIR digital Hilbert filter as a specific configuration example of the Hilbert transformer used on the transmission side.
  • the principle of hinorebenoreto conversion is briefly described.
  • 2 m + (t) is called the analytic signal of m (t).
  • ⁇ -( ⁇ ) I are not even functions of ⁇ , so m + (t) and m— (t) are complex signals.
  • M + ( ⁇ ) and ⁇ — ( ⁇ ) are conjugate, m + (t) and m—
  • the first and second frequency-raising SSB 10 and 120 are provided, and the carrier frequency of the SSB modulators 110 and 120 is set to have a difference only by the frequency corresponding to the reciprocal of the symbol speed (that is, the fundamental frequency of the input symbol), and set to a high carrier frequency.
  • An LSB signal is obtained from the SSB modulator 120 and a USB signal is obtained from the SSB modulator 110 set to a low carrier frequency, and the sum of the LSB signal and the USB output is used as a modulation output.
  • each sideband width is extended to the original double sideband BW1, which is twice the original sideband (Fig.
  • first and second frequency-reduced demodulators 310 and 320 are provided so that the carrier frequency of the demodulator 310 has a difference by a frequency corresponding to the reciprocal of the symbol rate (ie, the fundamental frequency of the transmission symbol), and By obtaining the LSB signal from the demodulator 320 set to a high carrier frequency and the USB signal from the demodulator 310 set to a low carrier frequency, the USB signal and the LSB signal are orthogonally multiplexed. Thus, it is possible to realize a demodulator capable of extracting each signal from the received signal.
  • the frequency utilization efficiency can be doubled, and for example, the effect of increasing the number of users per use to about twice or the effect of doubling the transmission rate in existing frequency allocation can be achieved. Obtainable.
  • FIGS. 13, 14, and 15 show simulation results when the modulator 100 and the demodulator 300 of the present embodiment are used.
  • An object of the present invention is to improve frequency utilization efficiency. So the first thing to check is that the bandwidth is Or not.
  • Figure 13 shows the SSB output that constitutes one of the I-Q axes, which is the lower band width (LSB). It can be seen that the one 3 dB bandwidth is 0.5 Hz. Also, the bandwidth up to –50 dB attenuation is reduced to 1 Hz.
  • Figure 14 shows the USB and LSB from I and Q, respectively, superimposed on the same band, and it can be seen that they are in the 1 Hz band.
  • Figure 15 shows the BER (Bit Error Rate) versus S ⁇ N (S / N ratio) under AWGN (Additive White Gaussian Noise) environment.
  • BER Bit Error Rate
  • S ⁇ N S / N ratio
  • AWGN Additional White Gaussian Noise
  • the modulation method of the present invention is implemented using SSB modulators 110 and 120 having a Hilbert transformer as shown in FIG. 5 as a frequency-boosted SSB modulator.
  • the configuration of the SSB modulator for implementing the present invention is not limited to this.
  • a first frequency-boosted SSB modulator that obtains a USB signal by SSB-modulating the first input signal
  • a second frequency-boost SSB modulator that obtains an LSB signal by SSB-modulating the second input signal
  • the second frequency-raising SSB modulator provides a carrier frequency higher by the fundamental frequency of the input symbol than the carrier frequency used in the first frequency-raising SSB modulator. May be used to perform SSB modulation.
  • a first down-frequency demodulator that demodulates an input modulated signal to obtain a first demodulated signal and a second frequency demodulator that demodulates an input modulated signal to obtain a second demodulated signal A demodulator with a reduced frequency is prepared, and demodulation is performed by a second reduced-frequency demodulator using a carrier frequency higher than the carrier frequency used in the first reduced-frequency demodulator by a fundamental frequency of a transmission symbol. What should I do?
  • the SSB modulator in Fig. 16 has two balanced mixers, a low-pass filter, and a balanced mixer.
  • the input signal X (t) is input to each system, and the output of each system is adjusted by a regulator.
  • LSB signal and USB signal are obtained.
  • a cosine wave is input to the balanced mixer of one system, and a sine wave is input to the balanced mixer of the other system.
  • ⁇ , c to be input to each balanced mixer, an LSB signal and a USB signal in a desired band are obtained.
  • the present invention can be implemented by using a frequency-boosted SSB modulator as shown in FIG. 16 instead of the frequency-boosted SSB modulators 110 and 120 in FIG.
  • the SSB modulator for obtaining the LSB signal must obtain an LSB signal with a carrier frequency higher than the carrier frequency of the SSB modulator for obtaining the USB signal by the fundamental frequency of the input symbol X (t).
  • the values of the frequencies ⁇ and ⁇ of the cosine and sine waves to be input to the balanced mixer may be selected appropriately so that
  • Embodiment 1 a method of arranging signals in Embodiment 1 is compared with a method of arranging signals in the present embodiment.
  • FIGS. 178 to 17C show how signals are arranged in the first embodiment.
  • the modulator 100 according to the first embodiment obtains a spectrum LSB signal as shown in FIG. 17A by the second frequency raising type SSB modulator 120,
  • the first frequency-boosted SSB modulator 110 obtains a USB signal having a spectrum as shown in FIG. 17B, and combines these signals to form a spectrum as shown in FIG. 17C.
  • a modulation signal is obtained.
  • the quadrature I-axis signal is placed in the USB (upper sideband) on the real axis of the frequency axis, and the quadrature Q-axis signal is placed on the imaginary axis (the real axis It can be called an SSB system where these are duplicated by placing them in the LSB (lower sideband) above the system that delays by ⁇ / 2.
  • an LSB signal on the I axis (on the real axis) and an LSB signal on the Q axis (on the imaginary axis) are newly formed, and these are also multiplexed and transmitted.
  • FIG. 19 shows the configuration of modulation apparatus 400 according to the present embodiment.
  • the modulator 400 divides the input signal V (t) into four parallel signals by a serial-to-parallel converter (S / P) 401. These 4 signals, ⁇ 1 (t), m 2 (t), m 3 (t), m 4 (t), it will be referred to as.
  • the signal ir ⁇ (t) is input to an LSB modulator (frequency-boosted SSB modulator) 410 through a Nyquist filter 402.
  • the LSB modulator 410 converts the Nyquist signal of the input signal mi (t) into the carrier frequency ⁇ i and the symbol frequency ⁇ .
  • the sine wave from the frequency signal source 4 12 having / 2 is multiplied by the multiplier 413.
  • the signal obtained by passing the Nyquist signal of the signal mi (t) through the Hilbert converter 411 is ⁇ ⁇ + ⁇ .
  • a multiplier 414 multiplies the cosine wave from the frequency signal source 412 of / 2.
  • the sum of the two outputs is added by the adder 415 to put the signal (t) and change the carrier frequency to ⁇ ⁇ + ⁇ .
  • the LSB signal (LSB-I) on the frequency real axis is obtained as 2.
  • the signal m 2 (t) is input to an LSB modulator (frequency-boosted SSB modulator) 420 through a delay unit 403 that gives a delay of 1/2 of the symbol period T and a Nyquist filter 404.
  • the LSB modulator 420 converts the Nyquist signal of the signal m 2 (t) delayed by a half symbol period to the symbol frequency ⁇ to the carrier frequency ⁇ .
  • the multiplier 424 multiplies the cosine wave from the frequency signal source 422 having ⁇ 2.
  • the Nyquist signal of signal m 2 (t) delayed by half a symbol period The multiplier 423 multiplies the sine wave from the frequency signal source 422 by Next, the sum of these two outputs is added by an adder 425 to put the signal m 2 (t) and set the carrier frequency to ⁇ ⁇ + ⁇ .
  • the LSB signal (LSB-Q) on the frequency imaginary axis is obtained as 2.
  • the signal m 3 (t) is input to a USB modulator (frequency-boosted SSB modulator) 430 through a delay unit 405 that gives a delay of 12 with a symbol period T and a Nyquist filter 406.
  • the USB modulator 430 converts the Nyquist signal of the signal m 3 (t) delayed by a half symbol period to the symbol frequency 0 at the carrier frequency ⁇ .
  • the Nyquist signal of the signal m 3 (t) delayed by the half symbol period at the same time is passed through the Hilbert transformer 431 to obtain a signal as described above (0 ⁇ -0).
  • the signal m 4 (t) is input through a Nyquist filter 407 to a USB modulator (frequency-boosted SSB modulator) 440.
  • the USB modulator 440 has a Nyquist signal of the input signal m 4 (t), and has a carrier frequency ⁇ ⁇ minus a symbol frequency 0> 0 and a frequency 0 1 — 0. / / 2 has the remainder from the frequency signal source 442
  • the sine wave is multiplied by the multiplier 444.
  • the Nyquist signal of the signal m 4 (t) is passed through the Hilbert transformer 441 to the above-mentioned signal ⁇ ⁇ — ⁇ .
  • the multiplier 443 multiplies the sine wave from the frequency signal source 442 by ⁇ 2.
  • the sum of these two outputs is added by the adder 445 to put the signal m 4 (t) and set the carrier frequency to ⁇ ⁇ ⁇ .
  • USB A USB signal (US B-I) on the imaginary frequency axis
  • Modulator 400 includes an LSB signal (LSB-I) on the real frequency axis obtained by LSB modulator 410 and an LSB signal (LSB-I) on the imaginary frequency axis obtained by LSB modulator 420. — Q) and are added by the adder 45 1.
  • the USB signal (USB-I) on the real frequency axis obtained by the USB modulator 430 and the USB signal (USB_Q) on the imaginary frequency axis obtained by the USB modulator 440 are used. Is added by the adder 4 52. Further, the sum of the outputs of the adders 451 and 452 is added by the adder 453 to obtain a final SSB multiplexed modulation signal.
  • modulation apparatus 400 it is possible to realize a double signal transmission speed without increasing the frequency bandwidth as compared with modulation apparatus 100 of the first embodiment.
  • USB real axis side (US B_ I):
  • USB imaginary axis side (US B—Q):
  • USB- ⁇ H [ m ( Ri] cos (-) ⁇ + m 4 (0 sin (Ml - arm 2
  • the modulation output that is, the output from the adder 453 is given by the following equation. d SSB-QPSK
  • FIG. 20 shows a configuration example of the demodulation device of the present embodiment.
  • the demodulation device 500 has two frequency-down demodulators 510 and 520.
  • Demodulator 500 inputs the received modulated signal to two frequency-reduced demodulators 510 and 520 via bandpass filter (BPF) 501.
  • BPF bandpass filter
  • the down-converting demodulator 510 includes a frequency signal source 514, multipliers 511 and 512, and a ⁇ / 2 phase shifter 513.
  • the frequency-down demodulator 510 converts the input signal to the carrier frequency ⁇ : and the symbol frequency ⁇ .
  • the frequency ⁇ ⁇ + ⁇ obtained by adding 1/2 of the above.
  • the sine wave from the frequency signal source 514 having 2 is multiplied by the multiplier 511.
  • the cosine wave from the frequency signal source 514 is multiplied by the multiplier 512.
  • the signals (t) and m 2 (t) are restored by passing the outputs of the multipliers 51 1 and 5 12 through a Nyquist filter (NFL).
  • NNL Nyquist filter
  • the down-converting demodulator 520 includes a frequency signal source 524, multipliers 521, 522, and a ⁇ 2 phase shifter 523.
  • the down-converting demodulator 520 outputs a symbol frequency ⁇ to a carrier frequency ⁇ for the input signal.
  • the frequency ⁇ ⁇ _ ⁇ reduced by 1 of 2.
  • a multiplier 521 multiplies the sine wave from the frequency signal source 524 having / 2.
  • the cosine wave from the frequency signal source 524 is multiplied by the multiplier 522.
  • the signals m 3 (t) and m 4 (t) are restored by passing the outputs of the multipliers 521 and 522 through a Nyquist filter (NFL). That is, the demodulator 5 0 0, US B to the transmitted signal, by multiplying the LSB each carrier frequency, the original signal mi before modulation (t), m 2 (t ),; ma (t; , M 4 t).
  • NNL Nyquist filter
  • This signal has the frequency ⁇ .
  • the signal m 4 (t) can be extracted by detection with sin (o ⁇ —WoZS) t.
  • the modulation scheme according to the second embodiment places a single sideband at exactly the same position as the OFDM spectrum arrangement.
  • a demodulation method different from the demodulation method of the second embodiment is proposed for the model in the spectrum arrangement in the second embodiment.
  • FIG. 21 shows the configuration of demodulator 600 of the present embodiment.
  • the demodulation device 600 inputs the received signal to a bandpass filter (BPF) 6001.
  • BPF bandpass filter
  • the received signal passed only by the required bandwidth by the BPF 601 consists of a frequency signal source 605 that generates a carrier frequency ⁇ , multipliers 602, 603, and a phase shifter 604. Enter the quadrature detector.
  • the received signal is detected by the quadrature detector at the lower sideband carrier frequency.
  • the orthogonally detected signal is input to an analog-to-digital converter (A / D) 608, 609 via a low-pass filter (LPF) 606, 607.
  • the signals quantized by the analog-to-digital converters (AZD) 608 and 609 are Fourier-transformed by a fast Fourier transform (FFT) circuit 610, and then a signal detector (DET (DETector)) 6 1 Entered in 1. Then, the original signals (t), m 2 t), m 3 vtj, and m 4 ( ⁇ ) are detected by the signal detector 6 11.
  • FIGS. 22C and 22C show the spectrum arrangement of the detection output (output of multiplier 603) on the cosine wave side. Specifically, it shows the baseband spectrum and its FFT output when detected by the LSB carrier frequency cosine wave (output of multiplier 603). It is something.
  • the imaginary frequency plane (world with a delay of 712) is drawn as a vertical plane, with the real frequency plane as the horizontal plane.
  • Figure 22A shows the baseband spectrum detected at the LSB carrier frequency (output of multiplier 603)
  • Figure 22B shows the concept of the FFT output
  • Figure 22C shows the actual Indicates FFT output.
  • the output signal from the low-pass filter (LPF) 607 is input to the FFT circuit 610 after being quantized by the analog-to-digital converter (A / D) 609.
  • the oversampling frequency of the analog-to-digital converter (A / D) 609 is set to at least twice the entire baseband bandwidth.
  • sampling is performed at least twice the frequency to take advantage of the Nyquist residual symmetry principle.
  • sampling is performed at a speed four times or more. Taking the examples of FIGS. 22A to 22C, sampling is performed at four times the speed.
  • the signal amplitude corresponding to each frequency is obtained from the circuit 610 at the position shown in FIG. 22B.
  • an alias is generated and the output shown in FIG. 22C is generated. Can be obtained.
  • the signal group AR1 is a signal m 3 (t) modulated in the real part of the upper sideband.
  • the signal group AR 2 is a signal (t) modulated by the real part of the lower sideband.
  • Signal group AR 3 is equal to signal group AR 1 and can be considered an alias. That is, the signal (t) and the signal m 3 (t) are double-sideband signals, and are separated by the matrix operation effect of the FFT, although the spectrum overlaps. Furthermore, according to the Nyquist residual symmetry principle, for example, in the case of a roll-off rate of 0.5, the spectrum on both sides of the central spectrum becomes completely own information.
  • FIGS. 23A to 23C show the spectrum arrangement of the detection output (output of the multiplier 602) on the sine wave side. Specifically, the baseband spectrum and its FFT output when detected with the LSB carrier frequency sine wave (output of multiplier 602) It is shown.
  • the imaginary frequency plane (world of ⁇ / 2 delay) is drawn as a vertical plane with the real frequency plane as the horizontal plane. Note that Figure 23 23 shows the baseband spectrum detected by the LS ⁇ ⁇ carrier wave sine wave (output of multiplier 602), Figure 23B shows the concept of the FFT output, and Figure 23C shows the alias.
  • the output signal from the low-pass filter (LPF) 606 is quantized by the analog-to-digital converter (A / D) 608 and then input to the FFT circuit 610.
  • the signal amplitude corresponding to each frequency is obtained from the circuit 610 at the position shown in FIG. 23B, but an alias is generated because the signal is actually discretized, and an alias is generated as shown in FIG. 23C. You can get the output.
  • the signal group AR 4 is a signal m 4 (t) modulated by the imaginary part of the upper sideband.
  • the signal group AR 5 is a signal m 3 which is modulated in the lower sideband real part (t).
  • the signal group AR 6 is equal to the signal group AR 4 and can be considered as an alias.
  • the target signal is contained within a finite limited band, it can be considered that the signal is composed of only a finite number (2M + 1) of frequency components.
  • the SSB multiplexed signal can be a periodic function s (t) with a period T having a common symphony period.
  • this periodic function s (t) is represented by a complex Fourier series, the following equation is obtained.
  • the Fourier transform of the finite number of time signal sample values is defined by the following equation.
  • the solution is 0 except for the n-th column, and the exponent of each term is 0 in the n-th column. Therefore, the sum of the n-th column is N s n .
  • s n that is, s (n) is a complex signal, and is expressed by the following equation.
  • the signal detector (DET) 611 calculates the logical product of the signal on each carrier frequency and the signal on the adjacent frequency on the USB or LSB side.
  • FIG. 24 shows a model of the signal detector (DET) 611.
  • Each of the signal detectors (DET) 6 11 1 determines a signal while looking at the logic of the upper and lower data centering on the output data at the position of the carrier frequency. I-axis component and Q-axis on the same frequency There is a side component, and it becomes an even function when it is output from quadrature detection.
  • the signal detector (DET) 611 in FIG. 24 determines this, and separates and eliminates the interference wave side, that is, the odd function component.
  • FIG. 22A shows a modulated signal demodulated by demodulator 600 of the present embodiment.
  • the modulated signal is composed of four types of signals of the SSB system, and FIG. 22A shows a state where these are arranged in a complex frequency space.
  • the modulated signal is transmitted in the wireless space in this state and reaches the receiving side.
  • the Nyquist roll-off rate ⁇ is set to 0 in the modulation system, the spectra on the USB and LSB sides will not overlap. As the Nyquist roll-off rate ⁇ approaches 1, the broadband components of USB and LSB overlap.
  • Demodulator 600 receives the signal of FIG. 22A, and discretizes this signal by sampling at a sampling period as short as 14 or more of the symbol period.
  • the Nyquist roll-off ratio ⁇ is 0, the low-frequency two-spectrum spectrum is the same as the US spectrum, while the high-frequency two-spectrum spectrum is the same.
  • the factory will be the LSB.
  • the middle gap is zero.
  • the Nyquist roll-off rate ⁇ is not 0, some crosstalk occurs, and the LS component enters the low-frequency spectrum and the high-frequency spectrum increases. Ingredients of US ⁇ ⁇ enter into the le.
  • the amount of the spectrum that has entered the other side can be easily estimated by looking at the amount on the own spectrum side.
  • the signal detector (DET) 611 corrects and removes the amount of spectrum that has entered the other party, thereby extracting interference-free USB and LSB signals.
  • the signal detector (DET) 61 1 is each a complex signal By separating the USB and LSB into a real part and an imaginary part, demodulation is completed by returning the information signal that has been independently modulated in a complex orthogonal manner on the modulation side again. That is, the signal detector (DET) 611 separates the real component and the imaginary component from the complex SSB signal.
  • FIG. 22C illustrates the concept of using aliasing in sampling.
  • the signal dropped to the baseband signal band on the receiving side is sampled at a quarter of the symbol frequency as described above, a spectrum is generated in the baseband band, but at the same time, An alias component is also generated on the high frequency side.
  • the aliasing is used to convert the SSB into a DSB (Double Side Band) signal to directly convert the original symbol. It is possible to reproduce the signal.
  • DSB Double Side Band
  • the DSB signal requires a signal that is symmetrical on the low frequency side and the high frequency side with respect to the center frequency.However, in FIG.22B, since there is only a sampling result with band-limited sampling, I can't. Here, the alias effect in sampling is lower than that of the U.S.B.carrier by copying the spectrum component obtained between the U.S.B. and L.S.B. carriers in parallel up and down on the frequency axis. Vertically symmetric spectral components centered on the respective carrier can be obtained on the band side and on the higher band side than the LSB carrier. This state is the DSB, that is, the original information signal component itself.
  • FIG. 24 shows a model of a signal detector (DET) 611 for converting the alias into a DSB signal. It is shown that a limited spectrum can be obtained from the band-limited received signal, but a signal group converted into a DSB can be obtained by moving in parallel (using an alias).
  • DET signal detector
  • Pl and P2 denote DSB blocks 611a for extracting information on the real axis side of LSB and USB, respectively.
  • P 3 is an alias for P 1 Is shown. This shows that the signal at the upper or lower end of the FFT output can be overlapped with some of the signals at P1 and P3. Therefore, the same result is obtained by using the output of P3 instead of the output of P1.
  • the DSB block 611b for extracting information on the imaginary axis side is indicated by Q1, Q2, and Q3.
  • the reason why some of the input signals of Q1 and Q3 overlap is the same as the reason described in the description of Pl and P3.
  • the information on the imaginary axis is, therefore, Q 1 or Q 3 is DS B corresponding to L S B, and Q 2 is DS B corresponding to U S B.
  • the signal transmission speed is remarkably improved as compared with the conventional quadrature modulation method within the frequency bandwidth required by the conventional quadrature modulation method.
  • a modulation device that can be improved can be realized, and a demodulation device that can satisfactorily demodulate a modulation signal from the modulation device can be realized.
  • the present invention relates to a new modulation method for improving the frequency utilization rate in wireless communication, such as mobile communication or wireless LAN (Local Area Network) requiring high-speed signal transmission in a limited frequency band. Widely applicable to wireless communication devices used for

Abstract

限られた周波数帯域で従来の変調方式と比較して信号伝送速度を格段に向上し得る変調装置を開示する。変調装置１００は、第１及び第２の周波数引き上げ型ＳＳＢ変調器１１０、１２０を有する。各ＳＳＢ変調器１１０、１２０は搬送周波数がシンボル速度の逆数（すなわち入力シンボルの基本周波数）に相当する周波数だけ差をもつように構成されている。高い搬送周波数に設定されたＳＳＢ変調器１２０により得られたＬＳＢ信号と、低い搬送周波数に設定されたＳＳＢ変調器１１０により得られたＵＳＢ信号とを加算器１３０で合成することで変調信号を得る。

Description

明 細 書 変調装置、 復調装置、 変調方法および復調方法 技術分野
本発明は、 S S B (Single Side Band) 技術を用いた変調装置、 復調装置、 変調方法及び復調方法に関する。 背景技術
近年、 情報処理技術の普及といわゆる I T (Information Technology) 化社 会の急速な進展により、 情報通信の拡大と要求は目覚しいものがある。 社会と 社会の間は当然のことながら、 さらには個人と社会をつなぐ通信インフラにつ いても、 無線化と高速化が望まれている。 こうした移動通信に対する一層の需 要は、 豊富な周波数資源をも枯渴させてしまう。
現在、 周波数利用効率の向上を図るために研究されている主たる対象は、 M I MO (Multilnput Multi Output) に代表されるように無線伝搬に関わる技 術の向上である。 しかしながら、 自由空間とりわけ屋外環境の空間において所 望の無線通信路を確保することは様々な困難がある。 特に端末が高速で移動す るような状況ではなおさらである。 多重化は更に困難を極める。
これを考慮すると、 まず確実な改良をベースバンドで確立すべきであると考 えられる。 ベースバンドでの改良については、 これまでにも先駆者が A S K、 P S K：、 Q AM、 C DMA, そして O F DMなど新しい方式を開発し続けてき た。 このように本質的な解決方法としては、 ベースバンドにおける変調効率の 向上が切望されるところである。
先ず、 信号速度を 2倍にした際の信号密度を考えると、 図 1 Bに示すように なる。 なお図 1 Aは 1軸上のナイキスト信号波形を示しており、 シンボル周期 T毎にナイキスト信号 1波が配置される。 図 1 Bはシンボル周期 T内にナイキ ス ト信号を 2波収容した場合を示しており、 伝送速度は 2倍となる。 し力 し、 図 1 Bのように単純にシンボル周期 T内にナイキスト信号を 2波収容すると、 図 1 Aで示した場合と比較して、 周波数帯域が 2倍に広がってしまうので好ま しくない。
従来、 S SB (Single Side Band) 方式は、 受信系のキャリア再生に工夫を 要する以外は、 伝搬環境の変化にも強いことが知られている。 S SB方式を適 用することで、 ビット誤り率特性を向上させる技術が、 例えば米国特許第 6, 091， 781号 （特開平 1 1— 239 189号公報） に記載されている。 図 2A、 図 2 B及び図 2 Cに、 上記文献に記載されている原理を示す。 図 2 Aに示すような基本となる I軸信号と Q軸信号を S SB化することにより、 図 2 Bに示すような S SB化された I軸信号と S SB化された Q軸信号を得、 こ れを結合することで図 2 Cに示すような S SB— QP SK信号を形成する。 この処理は、 具体的には、 図 3に示すような回路構成により実現される。 先 ず同相データ信号 X (n) 及び直交データ信号 Y (n) に対してそれぞれ補間 器 1、 2によってゼロを補間する。 補間器 1の出力は、 遅延回路 3を介して信 号結合器 7に送出されると共にヒルベルトフィルタ 4により ヒルベルト変換 を施された後に信号結合器 8に送出される。 また補間器 2の出力は、 ヒルベル トフィルタ 5によりヒルベルト変換を施された後に信号結合器 7に送出され ると共に遅延回路 6を介して信号結合器 8に送出される。 信号結合器 7の出力 はパルス整形フィルタ 9を介してミキサ 1 1に与えられ、 信号結合器 8の出力 はパルス整形フィルタ 10を介してミキサ 12に与えられる。 ミキサ 1 1では パルス整形フィルタ 9の出力信号によってコサイン搬送波 c o s (ωα t) が 変調され、 ミキサ 12ではパルス整形フィルタ 10の出力信号によってサイン 搬送波 s i n (ω0 t) が変調される。 そしてミキサ 1 1、 1 2からの Iチヤ ネル RF信号及び Qチャネル RF信号が信号結合器 1 3によって結合される ことにより、 S SB— QPSK信号 Z ( t) が得られる。 このように上記文献 に記載された構成によれば、 S SB化を図るために I軸信号と Q軸信号のそれ ぞれのヒルベルト変換成分を生成し、 これらを直交変調する。
これにより、 上記文献によれば、 従来の I軸信号と Q軸信号が一方的にコサ イン乗算とサイン乗算に決めつけられていた欠点を、 S SB化により解消し、 伝送特性を改良することができる。 これにより、 上記文献には、 S SB— QP SKは理論的に、 QPSKや S SBと等しい周波数利用効率をもちながら (例： 2bps/Hz)、 レイリ一フェージング路では Q PSKや S SBよりも等化不完全性 に対して耐性があり、 さらに S SB— QPS Kの包絡線変化は Q P S Kよりも 6dB少ないことが示されている、 と記載されている。
しかしながら、 上記文献に記載されている技術は、 S SB方式を適用するこ とで、 ビット誤り率特性を向上させるための技術であり、 根本的には、 限られ た周波数帯域で従来に比して格段に多くの信号伝送を可能とするものではな レ、。 発明の開示
本発明の目的は、 限られた周波数帯域で従来の変調方式と比較して信号伝送 速度を格段に向上し得る変調装置、 復調装置、 変調方法及び復調方法を提供す ることである。
この目的は、 第 1の入力シンボルを S S B変調して US B信号を得る第 1の 周波数引き上げ型 S SB変調器と、 第 2の入力シンボルを S SB変調して LS B信号を得る第 2の周波数引き上げ型 S S B変調器と、 前記 U S B信号と前記 L SB信号を結合する結合器と、 を具備し、 前記第 2の周波数引き上げ型 S S B変調器によって、 前記第 1の周波数引き上げ型 S SB変調器で用いる搬送波 周波数に対して入力シンボルの基本周波数だけ高レ、搬送波周波数を用いて S SB変調を行うことにより達成される。 図面の簡単な説明
図 1 Aは、 シンボル周期に 1波のナイキスト信号を配置した状態を示す図； 図 1 Bは、 シンボル周期に 2波のナイキスト信号を配置した状態を示す図； 図 2 Aは、 S SB化の元となる I軸信号と Q軸信号を示す図；
図 2 Bは、 S S B化された I軸信号と Q軸信号を示す図；
図 2 Cは、 S S B— QP SK信号を示す図；
図 3は、 従来の変調装置の構成を示すプロック図；
図 4 Aは、 一般的な QP SK信号の I軸信号と Q軸信号のスぺク トルを示す 図；
図 4Bは、 信号伝送速度を 2倍にしたときの周波数帯域幅の広がりを示す 図；
図 4Cは、 実施の形態での I軸信号と Q軸信号の S SB化を示す図； 図 4Dは、 実施の形態での S SB化信号の多重化の様子を示す図； 図 5は、 実施の形態 1の変調装置の構成を示すブロック図；
図 6 Aは、 実施の形態の変調装置により得られる US B信号の様子を示す 図；
図 6Bは、 実施の形態の変調装置により得られる L S B信号の様子を示す 図；
図 6 Cは、 実施の形態の変調装置により得られる S S B多重化変調信号の様 子を示す図；
図 7は、 位相偏移型 S S B変調器の構成を示すブロック図；
図 8 Aは、 入力信号 u (t) を偶関数 Veven(t)と奇関数 Vodd(t)の合成で示 した場合のスぺク トルを示す図；
図 8 Bは、 入力信号 u ( t) のヒルベルト変換出力を入力信号 u (t) の成 分である偶関数成分 Veven( t )と奇関数成分 Vodd( t )で表した図；
図 8 Cは、 入力信号 u ( t) に c o s ω ι1;を乗算したものを示す図； 図 8 Dは、 入力信号 u ( t ) をヒルベルト変換した u' ( t ) に s i n o^ tを乗算したものを示す図；
図 8 Eは、 図 8 Cに示した信号と図 8 Dに示した信号の差を示す図； 図 8 Fは、 図 8 Cに示した信号と図 8 Dに示した信号の和を示す図； 図 9 Aは、 偶関数成分を示す図；
図 9 Bは、 奇関数成分を示す図；
図 1 0 Aは、 U S B信号を示す図；
図 1 0 Bは、 U S B信号に c o s ω を乗算したものを示す図； 図 1 0 Cは、 L S B信号を示す図；
図 1 O Dは、 L S B信号に s i η ω α tを乗算したものを示す図； 図 1 0 Eは、 ローパスフィルタ出力 （復調信号） を示す図；
図 1 1は、 実施の形態 1の復調装置の構成を示すプロック図
図 1 2は、 I I R型のディジタルヒルベルトフィルタの構成例を示すプロッ ク図；
図 1 3は、 帯域幅確認のための L S B信号のシミュレーション結果を示す 図；
図 1 4は、 帯域幅確認のための U S B信号と L S B信号との合成信号のシミ ュレーシヨン結果を示す図；
図 1 5は、 通信品質確認のための B E R対 S /Nのシミュレーション結果を 示す図；
図 1 6は、 S S B変調器の他の構成例を示すブロック図；
図 1 7 Aは、 実施の形態 1により得られる L S B信号の周波数複素空間上の スぺク トノレを示す図；
図 1 7 Bは、 実施の形態 1により得られる U S B信号の周波数複素空間上の スぺク トルを示す図；
図 1 7 Cは、 実施の形態 1により得られる S S B多重化変調信号の周波数複 素空間上のスぺク トルを示す図；
図 1 8は、 実施の形態 2により形成する S S B多重化変調信号の周波数複素 空間上のスぺクトルを示す図；
図 1 9は、 実施の形態 2の変調装置の構成を示すプロック図； 図 20は、 実施の形態 2の復調装置の構成を示すプロック図；
図 2 1は、 実施の形態 3の復調装置の構成を示すブロック図；
図 22 Aは、 L S Bの搬送波周波数 c o s i n e波で検波した場合のベース バンドスぺク トルを示す図；
図 22 Bは、 FFT出力の概念を示す図；
図 22。は、 エイリアスを含む実際の F FT出力を示す図；
図 23Aは、 LSBの搬送波周波数 s i n e波で検波した場合のベースバン ドスぺクトルを示す図；
図 23 Bは、 F FT出力の概念を示す図；
図 23 Cは、 エイリアスを含む実際の F FT出力を示す図；
及び
図 24は、 DET (detector) の原理構成を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
本発明の概要は、 従来の直交変調の 2倍 （実施の形態 1) 又は 4倍 （実施の 形態 2) の高速のシンボル速度の情報信号を変調するものである。 通常、 この ような操作を行うと、 必要となる周波数帯域幅は 2倍又は 4倍となる。 本発明 は、 送信信号を多重 S SB化することにより元の周波数帯域幅内に収容するも のである。 さらにこのような変調信号に対する復調方式を提案する。
以下、 本発明の実施形態について、 添付図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 4 A〜図 4 Dに、 本発明の変調方式の概念を示す。 図 4 Aは従来の基本的 な QP SK方式による I軸と Q軸のスぺクトルを示したものである。 この従来 の QP SKのもつ伝送速度を 2倍に向上させるためには、 図 4 Bのように周波 数帯域幅 BWiを 2倍にしなければならない。 それでは周波数利用効率は改善 されない。 そこで、 本実施の形態では、 I軸信号と Q軸信号を S SB化させる ことによりそれぞれの側帯波幅を元の側帯波の 2倍である全周波数帯域幅 B に拡張し （図 4C)、 さらに同一周波数上に多重化する （図 4D) ことによ り、 2倍の伝送速度を可能にしながらも与えられた周波数帯域幅のままでの通 信を実現する。 すなわち上記従来技術で説明した S SB— QPSKに比して伝 送速度を 2倍とすることができる。
図 5に、 図 4 A〜図 4 Dに示した本実施の形態の概念を実現するための構成 を示す。 図 5に示す実施の形態の変調装置 100において、 送信される信号 f (t)はシリアル一パラレル変換器 (S/P) 10 1によって 2系統の並列信号 とされる。 従来の信号速度に比して 2倍とすることが可能となることから、 こ の信号群を B i t 1, 3と B i t 2， 4と名づける。 この 2系統の信号は各々 ナイキストフィルタ （NF L) 102、 103によってナイキスト信号とされ る。
ナイキストフィルタ 102から出力されたナイキスト信号は周波数引き上 げ型 S SB変調器 1 10に入力されると共に、 ナイキストフィルタ 103から 出力されたナイキスト信号は周波数引き上げ型 S S B変調器 1 20に入力さ れる。 周波数引き上げ型 S SB変調器 1 10は、 周波数信号源 1 12と乗算器 1 1 3、 1 14からなる直交変調部と、 ヒルベルト変換器 1 1 1とを有する。 また周波数引き上げ型 S SB変調器 120は、 周波数信号源 122と乗算器 1 23、 124からなる直交変調部と、 ヒルベルト変換器 1 21とを有する。 周波数引き上げ型 S SB変調器 1 10に入力される信号 B i t 1， 3のナイ キスト信号は、搬送周波数 ω ιにシンボル周波数 ω。の 1Z2を減じた周波数 ω i— ω。 2を持つ周波数信号源 1 1 2からの余弦波が乗算器 1 1 3にて乗算 される。 また同時に信号 B i t 1， 3のナイキス ト信号をヒルベルト変換器 1 1 1に通した信号に、上記 ω ι— ω。/2なる周波数信号源 1 12からの正弦波 が乗算器 1 14にて乗算される。 次に加算器 1 15にてこの 2つの出力の和を とることにより、 信号 B i t 1， 3を載せ搬送周波数を ω ι— ω。/ 2とする上 側 S SB信号 （USB信号） 力 S得られる。
一方、 周波数引き上げ型 S SB変調器 120に入力される信号 B i t 2, 4 のナイキスト信号は、搬送周波数 ω ιにシンボル周波数 ω。の 1Z2を加算した 周波数 ω ι + ω。Ζ2を持つ周波数信号源 1 22からの余弦波が乗算器 124 にて乗算される。 また同時に信号 B i t 2, 4のナイキスト信号をヒルベルト 変換器 121に通した信号に、上記 ω ι + ω0Ζ2なる周波数信号源 122から の正弦波が乗算器 1 23にて乗算される。 次に加算器 1 25にてこの 2つの出 力の和をとることにより、 信号 B i t 2, 4を載せ搬送周波数を ω ι + ω。 2 とする下側 S SB信号 （LSB信号） が得られる。
そして周波数引き上げ型 S SB変調器 110から出力される US B信号 （図 6 A)と、周波数引き上げ型 S SB変調器 120から出力される L SB信号（図 6 B) を、 信号結合器 130にて結合することにより、 図 6 Cに示すような S S B多重化変調信号が得られる。
このように本実施の形態においては、 L SB信号を得るための周波数引き上 げ型 S SB変調器 1 20は、 U SB信号を得るための周波数引き上げ型 S SB 変調器 110で用いる搬送波周波数に対して入力シンボルの基本周波数だけ 高い搬送波周波数を用いて S SB変調を行う。 これにより、 L SB信号と US B信号を同一周波数帯域に多重することができる。
ここで本実施の形態の理解のために、 図 7に示すような一般的な位相偏移型
S SB変調器について説明する。 ここで図 8 A〜図 8 Fに、 図 7の位相偏移型
S S B変調器 200の動作をスぺク トルで示す。 変調信号関数として、 次式の ような複素解析関数をとるならば S SB信号を得ることができる。
Figure imgf000010_0001
ここで （1) 式において u' ( t) は入力信号 u ( t) のヒルベルト変換を 表す。
次式のように、 図 7の上側回路（遅延回路 201、バランスドミキサ 202) では入力信号 u ( t) を搬送波 c o s ω i tと乗算し、 下側回路 （ヒルベルト 変換器 203、 バランスドミキサ 204) では入力信号 u ( t) のヒルベルト 変換後の信号 u' (t) を搬送波 s i n ^ tと乗算する。 M^XCOSiO,
= "(t)x (e '+e- ()
M'(t)xsino) (2)
= り x丄 (e i— e- ) 図 8 Aは、 入力信号 u ( t ) を偶関数 Veven(t)と奇関数 Vodd(t)の合成で示 した場合のスペク トルを示したものである。 図 8 Bは、 入力信号 u ( t ) のヒ ルベルト変換出力を入力信号 u ( t) の成分である偶関数成分 Veven(l:)と奇 関数成分 Vodd(t)で表したものである。 図 8 Cは入力信号 u ( t) に c o s co xtを乗算したものを示し、図 8 Dは入力信号 u ( t) のヒルベルト変換した u ' ( t ) に s i η ω tを乗算したものを示したものである。 この結果を、 次式 に示すように合成 （ここでは減算） する。
witlxcosWjt -w'(/)xsin
Figure imgf000011_0001
( 3) 式の結果からも明らかなように、 変調されるべき信号 f ( t) は搬送 周波数 ω ,による解析信号 e j ω 11の上に乗り、 負周波数領域で対をなす搬送周 波数一 ω ιによる解析信号 e i wl tの上に乗る信号は f ( t ) と共役の f * ( t) となる。 すなわち、 スペク トルは周波数軸上で正負対称 （線対称） となり S S Bとなることが証明される。 図 8 Eは両者の差を表し、 US B (上側側波帯 S S B) となっていることを示しており、 図 8 Fは両者の和を表し、 L S B (下 側側波帯 S S B) となっていることを示している。
ここで図 8 Eは図 8 C—図 8 Dで得られる US Bを示し、 図 8 Fは図 8 C + 図 8 Dで得られる L S Bを示す。 また図 8 A〜図 8 Fでは、 図 9 Aに示すよう な三角形の記号で偶関数成分を表し、 図 9 Bに示すような弧状の記号で奇関数 成分を表すものとする。
次に、 本実施の形態において必要とする同一周波数上に重畳可能な US B、 L S Bの生成について示す。
まず搬送波周波数 での S S B信号 5^(t)は以下のようになる。但しここで は、 変調される元の信号を m(t)とし、 m(t)から生成される解析信号を /(/)で表 す。 はゾ(りと複素共役の信号とする。 これを (りで表現したものを/ (りに 対しては/; ί+ (りとし、 に対しては m_ (りと表す。解析信号は、 ヒルベルト変 換を HT ]で表すとき、 m(t)が正則ならば、
y(t) = +(t) = (t) +ノ H[ (t)]、 および (り =w—(り =m (り-ゾ H| ^(り]で定義さ れる。 また、 一般に /[m(t)] = ~/ (t)が成り立つ。
これにより、 前述の S SBの定義により US B信号は、 次式で表される。
= m_(t)ej +m+(t)e- t
= {^( - jH[m(t)]}e ' + {m{t) +ゾ H[ (t)] (4)
= m(t)(e t + e- ') - [m( ](e ' - β~ '
= 2m(t) cos ct¾t + 2H[m(t)] sin 次に U S Bに直交する L S B信号について図 6 Cを用いて説明する。 図 6 C は、 S S B— QP SK方式の複素周波数領域における概念図を示し、 USBが 実平面内、 L SBが虚軸平面内に配置されている。 同じ帯域の中に USBと L SBを直交配置するためには、 一方を虚数軸空間に置かなければならない。 図 6 Cでは US Bを実軸に、 L S Bを虚数軸に置いている。 虚数軸空間への置き 方は、 虚数ここでは jを乗算することで可能にする。 また、 US Bに対して解 析信号の位相空間での回転方向を逆にすることから、 変調周波数の 、 と解析信号/ (t)、 /'(りの組み合わせを USBと逆にする必要がある。 したがつ て具現化する数式は、 次式となる。 S LSB (0
Figure imgf000013_0001
= -jm+(i)eJ(0lt + jm_(t)e- t
= -J{m{t) + jH[m(t)]}eJa>>' + j{m(t) -ゾ H[w (り] (
= H[w( ](e ' + e' t)- jm(t)(eMt - e~ ')
= 2H[m(t)] cos + 2m(t) sin wt 次に上記の式を用いて、 U S Bと L S Bを同一周波数帯域に重ねるために、
US Bを 。/2だけ周波数を下げ、 L S Βを 。/2だけ周波数を上げる。 このと き、 U S B信号は、 次式で表される。
ハ ，
SusB ) = m +{
= m{t)cos{wx
Figure imgf000013_0002
また L S B信号は、 次式で表される。
-ΆωιΑ
SLSB (
Figure imgf000013_0003
2
ΤΤΓ , .Ί . ο)η . .. . . α>η . 、 '')
= H[m(t)]cos(yj + - )ί + m(t) 5ΐη(ωι + - )ί ここで、 直交化 S S Bの信号の 2入力を/ «,(), m2(t)とすると、 それぞれの解 析信号
Figure imgf000013_0004
は、 次式のように表すことができる。
m {t) = m,(t) + jH[mx{t)]
m, ) = rn {t)-jH[m {t)}
m2 ) = rn2{t) + jH[m2{t)} (8)
m2.{t) = rn2(t)-jH[m2(t)]
そして m t), w2(t)を U S B , L S Bとする直交化 S S B信号 ^。；^ ）は次 式のように表される。
ハ ー )'、
Figure imgf000013_0005
= ( cosiw, - ^-) t+H[mi(t)]sin( l -¾t + H[/w2(i )]003(0), +— ) + m2(t)sin((w] +^-)t
2 ^ 2 2
…… (9)
この式を具現化する回路構成例が、 図 5に示したものである。 US B, L S Bそれぞれの数式の最後の結果を見れば、 本実施の形態の変調系の構成を示す 図 5と完全に一致していることが理解できる。
上述したように本実施の形態によれば、 簡易な構成により、 従来の直交変調 方式が必要とする周波数帯域幅の範囲内で従来の伝送速度の 2倍の伝送速度 を得る変調方式を得ることができる。
次に、 上述のように本実施の形態の変調方式により形成された変調信号を復 調する本実施の形態の復調方式について説明する。
先ず、 その原理について説明する。 S S B信号は同期的に復調できる。 例え ば U S B信号と c o s c c tとの乗算はそのスぺク トルを ± co c移動したもの になる。 この信号を低域フィルタに通すと、 必要なベースバンド信号が得られ る。 これは L S B信号についても同様である。 S S B信号の時間領域表現を求 めるために、 信号 f ( t ) の解析信号 （Pre— envelope (前包絡線） ）の概念を 使う。
図 1 O A〜図 1 0 Eに、 図 8 Eに示す U S B信号と図 8 Fに示す L S B信号 からなる S S B受信信号を復調する場合における、 各処理でのスぺク トル配置 を示す。 ここで図 1 0 A〜図 1 0 Eでは、 図 8 A〜図 8 Fと同様に、 図 9 Aに 示すような三角形の記号で偶関数成分を表し、 図 9 Bに示すような弧状の記号 で奇関数成分を表すものとする。
S S B信号を受信すると、 受信系において以下の数式で示すような動作を行 うようにする。 まず図 1 0 Aに示す U S B信号に対して、 次式に示すように c o s ω x tを乗算する。
Figure imgf000014_0001
-ゾ 2coii
{f(t)e f {t)e At) + f it)} これにより、 その結果を示す図 1 OBからも明らかなように、 搬送波周波数 の 2倍に達する高周波成分とベースバンド成分が生成される。
次に搬送波周波数の 2倍に達する ±2 ω ιの成分を LP Fで除去すると、 次 式のようになり、 送信信号が復調される （図 10E) 。 {/ '
Figure imgf000015_0001
+f(t) + f(t)}
→/( + /*( なお、 （1 1) において、 矢印 「→」 はフィルタを通すことを示す。 すなわ ち、 矢印 「→」 の後の数式は、 フィルタ通過後の信号を示す。 これは、 後述す る他の式においても同様である。
L S B信号についても同様に、送信信号 (図 10 C)に s i ηω ι tを乗算する ことにより、 図 10Dに示すように U S B信号の場合と同様に搬送波周波数の 2倍に達する高周波成分とベースバンド成分を生成する。 そしてここでも LP Fで高域成分を除去する。 これにより、 図 10Eで示すように、 送信信号が復 調される。 これらの処理を数式で表すと、 次式のようになる。
ひ 2)
Figure imgf000015_0002
→/* (り + /(り
図 1 1に、 本実施の形態の復調装置の構成例を示す。 復調装置 300は、 2 基の周波数引き下げ型復調器 310, 320を有する。 復調装置 300は、 受 信した変調信号をバンドパスフィルタ （BPF) 301を介して 2基の周波数 引き下げ型復調器 310、 320に入力する。
周波数引き下げ型復調器 3 10は、 周波数信 源 31 3と乗算器 31 1から なる復調器を有する。 周波数引き下げ型復調器 310は、 入力信号に対して、 搬送周波数 ω にシンボル周波数 ω。の 1/2を減じた周波数 ω — ωο/Ζを 持つ周波数信号源 3 1 3からの余弦波を乗算器 31 1にて乗算する。 その出力 がナイキストフィルタ （NFL) 330を通過することにより、 元の信号 B i t 1， 3が得られる。
周波数引き下げ型復調器 320は、 周波数信号源 322と乗算器 321から なる復調器とを有する。 周波数引き下げ型 S SB復調器 320は、 入力信号に 対して、 搬送周波数 ω iにシンボル周波数 ω。の 1ノ2を加算した周波数 ω i + ω。/ 2を持つ周波数信号源 322からの余弦波を乗算器 321にて乗算する。 その出力がナイキストフィルタ （NFL) 331を通過することにより、 元の 信号 B i t 2, 4が得られる。
なお、 本実施の形態を通して記述するナイキストフィルタは、 ナイキスト特 性を送受で総合的に得るために、 厳密にはルートナイキストロールオフフィル タと定義されるものである。
次に、 2系統の信号 B i t 1 , 3と信号 B i t 2, 4がパラレル一シリアル 変換器 （P/S) 332に入力されることにより、 P/S 332から受信デー タ f (t) が出力される。
次に数式を用いて、 図 1 1の復調装置 300を用いれば、 U S B信号と L S B信号とが直交多重化されてなる図 6Cに示すような受信信号 （すなわち変調 装置 100からの送信信号） から、 それぞれの信号を抽出できる理由を説明す る。
復調装置 300では、先ず、 U SB上の情報 lひ）を得るために周波数引き下 げ型 S SB復調器 3 10により、 次式に示すように、 c o s (ω ι— 。 ^) tを乗じる。
S SSB-QPSK (0 X COSCiW, - - )ί
—— + H[w2( ]cos(aj, +—)t + ηι2(ί)5ΐη(ωι +— )/}
Figure imgf000016_0001
x cosiiy, -―) t
Figure imgf000016_0002
この出力を L P F 3 1 4を通すことにより、 次式で示される信号を得ること ができる。 — w t) +— [ 2(t)]cos<w0t +— OT2(t)sina)。t (14) ここで、 信号 " (り， 2(りはナイキスト波であることを用いる。 すなわち、 m{ (/) = (-1)" ,
Figure imgf000017_0001
(m, nは整数)を代入すると、 次式を得
<。t ω0ι ることができる。
1 、 1 / m l-cosftV 1 . 1 m sincont . (15)
2 2 ω0ί 2 ω0ί ここで、 シンボル点を示す t = 0の値を見ると、 次式、 (-i "xoxi+ (- i)m xox。 (l6)
Figure imgf000017_0002
となり、 /M,(t)を抽出できる。
同様に、 U S B上の情報 (りを得るために周波数引き下げ型 S S B復調器 3 1 0により、 次式に示すように、 s i n (ω ι + ω。 2) tを乗じる。 sSSB-QPSK (t) x sinCco, +
= {m, (t) cos(Wl - ^-) t + H[m )] {m, - t + H[m2 (り] cosim, + ^-) t + m2 (t) sinO! + ^-)t) x sin(o, +―) ί
1 1 1 1
= -m、 (t) sin +— w, ( sin co0i -— [/w, (t)] cos 2ω^ί +― H[mt (t)] cos a>。t +
+ - cos 2(ω, +¾}
Figure imgf000017_0003
(17) この出力を L P F 3 1 5を通すことにより、 次式で示される信号を得ること ができる。 1
― m (t) sin ω0ί +丄 H[mx (t)] 0t + -m2(t) (18)
ム
ここで、
Figure imgf000018_0001
/Μ りはナイキスト波であることを用いる。 すなわち、
^( = (_1)π5ϊη« w2( (_irsino (m， nは整数） を代入すると、 次式を得る
ω0 ω0ί ことができる。
1 „ sinc i . 1 , „ 1一 suift i 1 ,
― (一 1) ― X sin coQt +― (一 1) ― cos ωΌί +— w2 (t) (19)
2 ω0ί 2 co0t 2
ここで、 シンボル点を示す t = 0の値を見ると、 次式、
1 . ,、„ 1— cos2 >nt 1 , ハ„1— cos(«nt 1 ,、
-(-!)" °- (-1)" °-xcos 0t + -m2(t)
2 2ω0ί 2 2
'丄（一 I)"xlx0—丄（― 1)"χ0χ1 +丄 w2(t)
2 2 2 ^
(20) w2(t) となり、 2(t)を抽出できる。
なお、 一般には L P Fの代わりにルートナイキストロールオフフィルタを用 いる。 この場合には、 送信系のナイキストフィルタは同じくルートナイキスト ロー
ここで参考として、 図 1 2に、 送信側で用いるヒルベルト変換器の具体的構 成例として、 I I R型のディジタルヒルベルトフィルタを示す。 ヒノレべノレト変 換の原理について簡単に説明する。 スぺク トル M+ (ω) =Μ (ω) u (ω) と M— (ω) =Μ (ω) u (—ω) の逆フーリエ変換を m+ ( t ) と m— ( t) とするとき、 2 m+ ( t ) を m ( t ) の解析信号と呼ぶ。 | Μ+ (ω) | と | Μ ― (ω) I はそれぞれ ωの偶関数ではないから、 m+ ( t ) と m— ( t ) は複素 信号である。 さらに M+ (ω) と Μ— (ω) は共役であるから、 m+ ( t ) と m—
( t ) も共役である。 ここで mh ( t ) は m ( t ) のヒルベルト変換であり、 次式で表される。 m ) =丄广^！ (21)
π^~∞ t-a
かく して本実施の形態においては、 第 1及び第 2の周波数引き上げ型 S S B 10、 1 20を設け、 S SB変調器 1 10、 120の搬送周波数をシ ンボル速度の逆数 （すなわち入力シンボルの基本周波数） に相当する周波数だ け差をもつようにし、 かつ高い搬送周波数に設定した S S B変調器 120から L S B信号を得ると共に低い搬送周波数に設定した S S B変調器 1 1 0から USB信号を得、 この LSB信号と USB出力の和を変調出力とする構成を採 る。 これにより、 I軸信号と Q軸信号を S SB化させることによりそれぞれの 側帯波幅を元の側帯波の 2倍である元の両側波帯 BW 1にまで拡張し（図 4 C)、 さらに L SB信号を形成する際に USB信号を形成する際に用いる搬送波周 波数に対して入力シンボルの基本周波数だけ高い搬送波周波数を用いて S S B変調するので、 LSB信号と US B信号を同一周波数上に多重化することが でき （図 4D) 、 2倍の伝送速度を可能にしながらも与えられた周波数帯域幅 のままの変調信号を得ることができる。 この結果、 従来の直交変調方式が必要 とする周波数帯域幅の範囲内で、 従来の直交変調方式のもつ信号伝送速度の 2 倍の伝送速度を達成できる変調装置 100を実現できる。
また第 1及び第 2の周波数引き下げ型復調器 310、 320を設け、 復調器 310の搬送周波数をシンボル速度の逆数 （すなわち送信シンボルの基本周波 数） に相当する周波数だけ差をもつようにし、 かつ高い搬送周波数に設定した 復調器 320から L S B信号を得ると共に低い搬送波周波数に設定した復調 器 310から US B信号を得るようにしたことにより、 U SB信号と L SB信 号とが直交多重化されてなる受信信号から、 それぞれの信号を抽出できる復調 装置を実現できる。
これにより、 周波数利用効率を 2倍に高め'ることができ、 例えば利用ュ一ザ 一数を 2倍程度に高める効果や、 既存の周波数割当の中で伝送速度を 2倍にす る効果を得ることができる。
図 1 3、 図 14及び図 15に、 本実施の形態の変調装置 100及び復調装置 300を用いた場合のシミュレーション結果を示す。 本発明の目的は周波数利 用効率の改善にある。 したがって第 1に確認すべきことは帯域幅が確実に目的 を満たすか否かにある。 図 13は I—Q軸の一方を構成する S SB出力で、 下 側帯幅 （LSB) である。 一 3 dB帯域幅が 0. 5Hzであることが分かる。 また— 50 d B減衰までの帯域幅が 1 H zに抑えられる。 図 14は I , Qそれ ぞれからの US Bと L S Bを同一の帯域に重ねたもので、 1 H zの帯域に入つ ていることが確認できる。
次に確認すべきことは、 本発明での提案方式の通信品質が 16 Q AMより優 れていることである。 図 15は、 AWGN (Additive White Gaussian Noise) 環境下での BE R (Bit Error Rate) 対 S^N (SN比） を示すものである。 図 15からも明らかなように、 本実施の形態の変調装置 100、 復調装置 30 0を用いれば、 QP SKとほぼ同等の BE Rを得ることができ、 同等の伝送速 度をもつ 1 6 Q AMに対しては 10— 2点でも 4 d B以上の SZN特性を得る ことができる。
なおこの実施の形態では、 周波数引き上げ型の S SB変調器として、 図 5に 示すようなヒルベルト変換部を有する S SB変調器 1 10、 1 20を用いて本 発明の変調方法を実施する場合について説明したが、 本発明を実施するための S S B変調器の構成はこれに限らない。
要は、 第 1の入力信号を S SB変調して US B信号を得る第 1の周波数引き 上げ型 S SB変調器と、 第 2の入力信号を S SB変調して L SB信号を得る第 2の周波数引き上げ型 S S B変調器とを用意し、 第 2の周波数引き上げ型 S S B変調器によって、 第 1の周波数引き上げ型 S SB変調器で用いる搬送波周波 数に対して入力シンボルの基本周波数だけ高い搬送波周波数を用いて S S B 変調を行うようにすればよい。
同様に、 この実施の形態では、 周波数引き下げ型復調器として、 図 1 1に示 すような復調器 310, 320を用いて本発明の復調方法を実施する場合につ いて説明したが、 本発明を実施するための復調器の構成はこれに限らない。 要は、 入力した変調信号を復調して第 1の復調信号を得る第 1の周波数引き 下げ型復調器と、 入力した変調信号を復調して第 2の復調信号を得る第 2の周 波数引き下げ型復調器とを用意し、 第 2の周波数引き下げ型復調器によって、 第 1の周波数引き下げ型復調器で用いる搬送波周波数に対して送信シンボル の基本周波数だけ高い搬送波周波数を用いて復調を行うようにすればよい。 周波数引き上げ型 S S B変調器としては、 従来種々のものが提案され実用化 されているが、 その一例として図 1 6に示すようなものがある。 図 1 6の S S B変調器は、 バランスドミキサ、 ローパスフィルタ、 バランスドミキサを 2系 統設け、 入力信号 X ( t ) を各系統に入力させ、 各系統の出力を加減器により 加減することにより L S B信号、 U S B信号を得るものである。 ここで一方の 系統のバランスドミキサにはコサイン波を入力させ、 他方の系統のバランスド ミキサにはサイン波を入力させる。 そして各バランスドミキサに入力させるコ サイン波、 サイン波の周波数 Ω、 c を適宜選定することにより、 所望帯域の L S B信号、 U S B信号を得るようにする。
つまり、 図 5の周波数引き上げ型 S S B変調器 1 1 0、 1 2 0に代えて、 図 1 6に示すような周波数引き上げ型 S S B変調器を用いても本発明を実施す ることができる。 この際、 L S B信号を得るための S S B変調器が、 U S B信 号を得るための S S B変調器での搬送波周波数に対して入力シンボル X ( t ) の基本周波数だけ高い搬送波周波数の L S B信号を得ることができるように、 バランスドミキサに入力させるコサイン波、 サイン波の周波数 Ω、 ωの値を適 宜選定すればよい。
(実施の形態 2 )
本実施の形態では、 実施の形態 1よりもさらに周波数利用効率が向上する変 調方式及び復調方式を提案する。
まず、 本実施の形態の構成を説明する前に、 実施の形態 1での信号の配置の 仕方と、 本実施の形態での信号の配置の仕方を比較する。
図 1 7八〜図1 7 Cは、 実施の形態 1での信号の配置の仕方を示すものであ る。 実施の形態 1の変調装置 1 0 0は、 第 2の周波数引き上げ型 S S B変調器 1 2 0によって図 1 7 Aに示すようなスぺク トルの L S B信号を得ると共に、 第 1の周波数引き上げ型 S S B変調器 1 10によって図 1 7 Bに示すような スぺク トルの US B信号を得、 これらを結合することで図 1 7 Cに示すような スぺク トルの変調信号を得るものである。
これに対して、 本実施の形態では、 図 18に示すようなスぺク トルの変調信 号 （S SB多重化変調信号） を形成することを提案する。 図 18と図 1 7Cを 比較すると明らかなように、 本実施の形態 （図 18) のような信号配置をとる ことにより、 同一の周波数帯域で実施の形態 1 (図 1 7C) の倍の信号を伝送 することが可能となる。
すなわち、 実施の形態 1は、 直交系 I軸信号を周波数軸の実軸上の US B (上 側波帯)に配置すると共に、直交系 Q軸信号を周波数軸上の虚軸（実軸から π/2 だけ遅延する系） 上の L SB (下側波帯)に配置して、 これらを 2重化した S S Bシステムということができる。
これに加えて、 本実施の形態では、 I軸上 （実軸上） の L SB信号と、 Q軸 上 （虚軸上） の L S B信号を新たに形成し、 これらも多重化して伝送するよう にする。
図 1 9に、本実施の形態の変調装置 400の構成を示す。変調装置 400は、 入力信号 V ( t ) を、 シリアル一パラレル変換器 (S/P) 401によって 4 本の並列信号に分流する。 これらの 4信号を、∞1 (t)、 m2 ( t )、m3 (t)、 m4 ( t) 、 と呼ぶこととする。
信号 ir^ ( t) は、 ナイキストフィルタ 402を通して L SB変調器 （周波 数引き上げ型 S S B変調器） 410に入力される。 LSB変調器 410は、 入 力される信号 mi ( t) のナイキスト信号に、 搬送周波数 ω iにシンボル周波数 ω。の 1Z2を加えた周波数 ω ι + ω。/2を持つ周波数信号源 4 12からの正 弦波を乗算器 41 3にて乗算する。 また同時に信号 mi ( t) のナイキスト信 号をヒルベルト変換器 41 1に通した信号に、上記 ω ι + ω。/2なる周波数信 号源 41 2からの余弦波を乗算器 414にて乗算する。 次に加算器 41 5にて この 2つの出力の和をとることにより、 信号 (t) を載せ搬送周波数を ω ι + ω。 2とする周波数実軸上の L S B信号 （LSB— I) が得られる。
信号 m2 ( t) は、 シンボル周期 Tの 1/2の遅延を与える遅延器 403及 びナイキストフィルタ 404を通して L SB変調器 （周波数引き上げ型 S SB 変調器） 420に入力される。 L S B変調器 420は、 半シンボル周期分だけ 遅延された信号 m2 (t) のナイキス ト信号に、 搬送周波数 ω ιにシンボル周波 数 ω。の 1/2を加えた周波数 ω ι + ω。Ζ 2を持つ周波数信号源 422からの 余弦波を乗算器 424にて乗算する。 また同時に半シンボル周期分だけ遅延さ れた信号 m2 (t) のナイキスト信号をヒルベルト変換器 421に通した信号 に、上記
Figure imgf000023_0001
なる周波数信号源 422からの正弦波を乗算器 423に て乗算する。 次に加算器 425にてこの 2つの出力の和をとることにより、 信 号 m2 (t) を載せ搬送周波数を ω ι + ω。 2とする周波数虚軸上の LSB信 号 （LSB— Q) が得られる。
信号 m3 ( t) は、 シンボル周期 Tの 1 2の遅延を与える遅延器 405及 びナイキストフィルタ 406を通して US B変調器 （周波数引き上げ型 S SB 変調器） 430に入力される。 U SB変調器 430は、 半シンボル周期分だけ 遅延された信号 m3 ( t) のナイキス ト信号に、 搬送周波数 ω にシンボル周波 数0 。の1ノ2を減じた周波数0) 1 _ )。//2を持っ周波数信号源432からの 正弦波を乗算器 433にて乗算する。 また同時に半シンボル周期分だけ遅延さ れた信号 m3 (t) のナイキスト信号をヒルベルト変換器 43 1に通した信号 に、上記 0^ — 0)。, 2なる周波数信号源 432からの余弦波を乗算器 434に て乗算する。 次に加算器 435にてこの 2つの出力の和をとることにより、 信 号 m3 (t) を載せ搬送周波数を ω i— i oZSとする周波数実軸上の USB信 号 （USB— I) が得られる。
信号 m4 ( t) は、 ナイキス トフィルタ 407を通して USB変調器 （周波 数引き上げ型 S SB変調器） 440に入力される。 USB変調器 440は、 入 力される信号 m4 (t) のナイキスト信号に、 搬送周波数 ω ιにシンボル周波数 0> 0の1/2を減じた周波数0 1 — 0。//2を持っ周波数信号源442からの余 弦波を乗算器 444にて乗算する。 また同時に信号 m4 ( t) のナイキスト信 号をヒルベルト変換器 44 1に通した信号に、上記 ω ι— ω。Ζ2なる周波数信 号源 442からの正弦波を乗算器 443にて乗算する。 次に加算器 44 5にて この 2つの出力の和をとることにより、 信号 m4 ( t) を載せ搬送周波数を ω ι 一 ω。Ζ 2とする周波数虚軸上の USB信号 （US B— I ) が得られる。
変調装置 400は、 L S B変調器 4 1 0により得た周波数実軸上の L S B信 号 （L S B— I ) と、 L SB変調器 4 20により得た周波数虚軸上の L SB信 号 （L SB— Q) とを加算器 45 1で加算する。 また US B変調器 43 0によ り得た周波数実軸上の US B信号 （USB— I ) と、 U SB変調器 440によ り得た周波数虚軸上の US B信号（US B_Q) とを加算器 4 52で加算する。 さらに、 加算器 4 5 1と加算器 45 2の加算出力を加算器 45 3で加算するこ とにより、 最終的な S SB多重化変調信号を得る。
これにより、 変調装置 400においては、 実施の形態 1の変調装置 1 00と 比較して、 周波数帯域幅を広げずに、 さらに倍の信号伝送速度を実現すること ができるようになる。
ここで (t) 、 m2 ( t) 、 m3 ( t) 、 m4 (t) の変調を式で示す。 L SB実軸側 （L S B— I ) ：
}
Figure imgf000024_0001
•(22) L SB虚軸側 （L SB— Q) ：
s m (り = H[m2 (t)] cosC^ + - m2 (t) sin ( +
ム
Figure imgf000025_0001
1 バ^) (
= j{m2(i)-j-H[m t)]}e -j{m2{t) + jH[m2{t)]}e
2 }
= jm2_(t)e 2 -jm2+(t)e 2
•(23)
USB実軸側 （US B_ I ) ：
^USB- (0 = m3 (i) cos - ¾t - H[m3 (Γ)] sini^ - ^-) t )
Figure imgf000025_0002
= {^3 (0 + jH[m, ' ' + ^{m3 (t) - jH[m3 — '
Figure imgf000025_0003
USB虚軸側 （US B— Q) ：
^USB-^ (0 = H[m (り] cos ( - ) ί + m4(0 sin(Ml - ム 2
1 rrr 、， f ゾ(》 '一 )' -ゾ( )'、 .1 / wバ - )' -JX^)'
= + i{m4( -ゾ H[ 4(,)]} — '}
Figure imgf000025_0004
. A '— ' . ヽ - - )' (25)
これらを総合 （結合） すると、 変調出力すなわち加算器 453からの出力は 次式で与えられる。 dSSB-QPSK
= SLSB-Re (0 + SLSB- a (0 + S USB -Re (0 + SUSB-\ (0
= mx {t) ^-) t + H[Wj (T)] sinOi + ^-) t
2
•(26)
Figure imgf000026_0001
次に、 本実施の形態の受信系について説明する。
図 20に、 本実施の形態の復調装置の構成例を示す。 復調装置 500は、 2 基の周波数引き下げ型復調器 510、 520を有する。 復調装置 500は、 受 信した変調信号をバンドパスフィルタ （BPF) 50 1を介して 2基の周波数 引き下げ型復調器 5 10、 520に入力する。
周波数引き下げ型復調器 5 10は、 周波数信号源 5 14と、 乗算器 5 1 1、 512と、 π/2移相器 513とを有する。周波数引き下げ型復調器 510は、 入力信号に対して、搬送周波数 ω :にシンボル周波数 ω。の 1 / 2を加えた周波 数 ω ι + ω。 2を持つ周波数信号源 5 14からの正弦波を乗算器 5 1 1にて 乗算する。 また周波数信号源 514からの余弦波を乗算器 5 12にて乗算する。 各乗算器 51 1, 5 1 2の出力は、 ナイキストフィルタ （NFL) を通過する ことにより、 信号 ( t) 、 m2 ( t) が復元される。
周波数引き下げ型復調器 520は、 周波数信号源 524と、 乗算器 52 1、 522と、 πΖ2移相器 523とを有する。周波数引き下げ型復調器 520は、 入力信号に対して、搬送周波数 ω にシンボル周波数 ω。の 1 2を減じた周波 数 ω ι_ω。/2を持つ周波数信号源 524からの正弦波を乗算器 521にて 乗算する。 また周波数信号源 524からの余弦波を乗算器 522にて乗算する。 各乗算器 521、 522の出力は、 ナイキストフィルタ （NFL) を通過する ことにより、 信号 m3 (t) 、 m4 ( t) が復元される。 すなわち、 復調装置 5 0 0は、 送信された信号に US B、 L S Bそれぞれの 搬送波周波数を乗算することで、 変調前の元の信号 mi ( t ) 、 m2 ( t) 、 ； m a ( t； 、 m4 t ) を復元する。
まず L S B上の情報 mi ( t) を得るために、 次式に示すように c o s (ω J
。
Figure imgf000027_0001
= {SLSB-K, (0 + SLSB-im (0 + SUSB-Re (0 + SUSB-^ (0} X。03(6^ + ~ )ί ω \^ . υ 一 τ ，_: 、 . ω
= {m {t) cosi , + -) t + H\mx (T)] sm(m[ +ュ) t
+ H[/w2(/)]cos(<w1 +— )/-/w2(t)sin(<y1 +—)(
2
ω0 / ヽ，— :„/,.、 ω0 •(27)
+ m3 (ί)
Figure imgf000027_0002
- -) t - H[m3 (T)] sin(ft)1 "-)t + H[m4 (/)] cos -―) t + m4 (り sin^ -―) ί} x cos( l + ^-)t まず mi (t) の抽出について、 次式に示すように式を展開する。
Figure imgf000027_0003
= m1(t)cos2(i»1 +^-)t+H[m1(T)]sm(wl +^) tcos^ . .
=
Figure imgf000027_0004
ここで L P Fを通すことで次式を得る。
Figure imgf000027_0005
(29)
→- ） 次に干渉波の一つとなる m2 ( t) の除去について述べる。
{H[m2 (り] cos^ + ^-) t - m2 (ί) sin^ + )t} x cos +
=
=
Figure imgf000027_0006
ここで L P Fを通すことで次式を得る。
Figure imgf000028_0001
この信号は ( t) と直交するので ( t) のサンプリングスロッ ト t = 0 においては 0である。
次に、 干渉波の一つとなる m3 (t) の除去について述べる。 {m3(t) cos( 1— ~ °-)t - Η[ηι3(Τ)]8ίη(ωι -~ °-)t}xcos( l +^-)t
= ntj (t) cos(ct;1 -) t οο^{ω +―) t - H[m3 (T)] sin(cw1 -) ί x cos(<W] +—-) t
= 2ωχί - sin ω0ί)
Figure imgf000028_0002
(32) ここで L Ρ Fを通すことで次式を得る。
― m3(t)(cos 2ωί + cosiu0t)— H[w3( )](sin 2ωχί一 sin ω0ί)
ι ι (33)
→—m3(i) cos ω0ί +— H[m3 ( )] sin ω0ί この信号は周波数 ω。を搬送波とする下側 S S Bすなわち L S Bである。 すな わち周波数 ω。から下方に向けてナイキスト特性で減衰するスぺク トルを有す る。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにおける 0から上方に向け てナイキスト特性を有するフィルタに対しては ω。/ 2以上で激しい減衰がな される。 とくにロールオフ率を 0にした場合にはナイキストフィルタを通過す ることはできない。 また、 一般に実施されているように、 ロールオフ率を 0に するまでもなく、 後段に強固な誤り訂正機能を持たせることでナイキスト帯域 幅よりも狭くする通信が多いので、 本方式においてもこれを準用することによ り信号 m3 (t) は十分に通過が阻止される。
つぎに干渉波の一つとなる ( t) の除去について述べる。
Figure imgf000029_0001
= H[m4 (/)] cos^ -―) t cos(o>j +―) t - m4 (t) 5Ϊη(ω,— -) t co ^ +―) t
2 ' 2 2
=—H[m4 (t)](cos 2ωχί + cos ω0ί)— m4 ) (sin 2ω、ί sin ω0ί)
•(34) ここで L P Fを通すことで次式を得る。 ― H[m4(t)] cos 2 + costty)— m4(/)(sin 2ωχί - sin ω0ί)
•(35)
→― H[mA (t)] cos ω0ί +— mA (t) sin ω0ί この信号は虚数領域において周波数 ω。を搬送波とする下側 S S Βすなわち L SBである。 すなわち周波数 ω。から下方に向けてナイキス ト特性で減衰する スぺク トルを有する。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにおける 0から上方に向けてナイキスト特性を有するフィルタに対しては ω。Ζ2以上 で激しい減衰がなされる。 とくにロールオフ率を 0にした場合にはナイキスト フィルタを通過することはできない。 また、 一般に実施されているように、 口 ールオフ率を 0にするまでもなく、 後段に強固な誤り訂正機能を持たせること でナイキスト帯域幅よりも狭くする通信が多いので、 本方式においてもこれを 準用することにより信号 m4 (t) は十分に通過が阻止される。 同時に mi (t) のサンプリングスロット t = 0においては第 1項の Η [m4 ( t ) ] 2が 0 となるので第 1項も第 2項も 0である。
次に、 LSB上の情報 m2 (t) を得るために、 次式に示すように s i η (ω i + tを乗算する。 SSB-QPSK ： sin(ft), +―) t
1 2
= iSLSB-Re (0 + ¾S-Im (0 + ^t/ffi-Re (0 + ¾S-Im (0} X + ) ί
= {Wj (t) cosO, + ^-) ί + Him, (T)] sinCiy, + ^-) ί + H[m2 (t)] cosOi + ) t一 m2 (t)
Figure imgf000030_0001
+―) t + m3 ( ^-) t - H[m2 (T)] sini^ - ^-) t ω ^ ■ _ ヽ .、 、 、 · ' 0)η (36)
H[w4 (t)] cos(fii -" )f + m4 ） sinO!—— -) t x sinf •
ω1 +―) i
2 2 まず mi (t) の排除について次式に示すように式を展開する。
{my (り cos^ + ) t + H[m, (T)] si (Ml + ^-) t) x sin^! + ^-) t
2
= ( ) cosCio, + ^-) t sin^ + )ί + H[m, (T)] sin2 ( + ^-) t (Γ)] {1 - cos 2{ωχ + ¾t}
Figure imgf000030_0002
•(37) ここで L Ρ Fを通すことで次式を得る。 -m1( sin2(iMl +^) t + iH ir)] {1-0052(0, +ψ)ί}
•(38)
→ H (r)] この信号は m2 ( t) と直交するので m2 (t) のサンプリングスロット t = においては である。
次に、 m2 ( t) の抽出を行う。
{Η[ηι2(ί)]οο5(ωι +ュ) ί- w2(り sinO, + x sin^ +¾t
= H[m2(t)]cos(wl + sin(iy1 + ^-)t-m2(i) sin2 (ω, +^-)ί
2 •(39)
1
=— H[m2 (t)] sin 2{ω, + ¾t --m2 (t)(l - cos 2(ωγ + ^-) t ここで L P Fを通すことで次式を得る。
= -H[m2(t)]sin2(iyi 2(t)(l-cos2( + ) t
ム 2 2 2 (40)
1 ,、 こうして m2 ( t) の抽出を行うことができる。
次に、 干渉波の一つとなる m3 ( t) の除去について述べる。
{m2 (t) cos^! -―) t - H[m3 (Γ)] 5Ϊ (ωι -— )/} χ ^n(ωl +―) ί
= tj (t) cos( l - ^-)t sin(iw1 +―) t一 Hlntj (Γ)] sin(ct1—— -) t x sin(o>1 +— =— m3 (t)(sin 2co、t + sin ω0ί)— H[»¾ (^^(cos Ιω^ - cos ω0ί)
(41) ここで L P Fを通すことで次式を得る。
1 1
― t)i sin Ιω^ + sin ω0ί)— H[w, 11 ')](cos 2ωχί - cos ω0ΐ)
2 i i 2 .········ (42)
→— 3(t)sinft t +— H[w3( )] cosa>0/ この信号は虚数領域において周波数 ω。を搬送波とする上側 S S Βすなわち U SBである。 すなわち周波数 ω。から上方に向けてナイキスト特性で減衰する スぺク トルを有する。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにより十 分に通過が阻止される。 同時に m2 ( t) のサンプリングスロット t =0にお いては第 2項の Η [m3 (t) ] Z2が 0となるので第 1項も第 2項も 0であ る。
次に、 干渉波の一つとなる m4 ( t) の除去について述べる。
{H[m4 ( )] cos(o, -― )/ + w4 (t) sin^ -―) t) χ 5Ϊη(ω1 +―) t
= H[m4(t)] -―) t η ωχ +—) t
Figure imgf000031_0001
1 1
H[m4 (t)]^sin 2Wyt + sin 0t) +— m4 (/)(cos 2ωχί - cos ω0ΐ) (43) ここでし P Fを通すことで次式を得る。
— H[m4 )] (sin 2ω^ + sin ω0ί) +― m4 (t)(cos Ιω^ - cos ω0ί)
1 1 (44)
→—H[m4 (/)] sina>0t— m4 (t) cos ω0ί この信号は周波数 ω。を搬送波とする下側 S SBすなわち L SBである。 す なわち周波数 ω。から下方に向けてナイキスト特性で減衰するスぺク トルを有 する。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにおける 0から上方に向 けてナイキスト特性を有するフィルタに対しては ω。Ζ 2以上で激しい減衰が なされる。 とくにロールオフ率を 0にした場合にはナイキストフィルタを通過 することはできない。 また、 一般に実施されているように、 ロールオフ率を 0 にするまでもなく、 後段に強固な誤り訂正機能を持たせることでナイキスト帯 域幅よりも狭くする通信が多いので、 本方式においてもこれを準用することに より信号 m4 (t) は十分に通過が阻止される。
次に、 USB上の情報 m3 (t) を得るために、 次式に示すように c o s (ω ω /2) tを乗算する。
SSSB-QPSK
Figure imgf000032_0001
= {SLSB-R, (0 + SLSB_LM (0 + SUSB_RE (t) + SUSB_LM ( )} COS^! - - )ί
= {mt (t) cos^! + ^-)t + H mx (T)] si ( 1 +—M
+ H[m2 (t)]
Figure imgf000032_0002
+— )/ - m? (/) sin(<¾j +— )/ .. ■(45)
+ m3 (t) cos( l—— -V - H[m3 (T)] sinO, -— )/
+ H[w4 (t)] cos^!—— -) t + mi (t) sin(iyj -) ΐ} x cos^ - ί まず干渉波となる mi ( t ) の除去について述べる。
{mj (/) cosOi + ) t + H[mx (T)] sinOi +— )/} x cos(ft>, -" -) t
= mi (t) cos( 1 +―) t οο5(ωι—— -)/ + H[mx (T)] sinO! +―) t cosO!—— -) t
2 2
= (り (cos 2ωί + cosi«0t) •H[m1(7')](sin ωγί + sin ω0ί) (46) ここで L Ρ Fを通すことで次式を得る。 ―
Figure imgf000033_0001
→—ml (ί)οο8ω0ί +— H[ml(T )] sin ω0ί
この信号は周波数 ω。を搬送波とする下側 S S Bすなわち L S Bである。 すな わち周波数 ω。から下方に向けてナイキスト特性で減衰するスぺク トルを有す る。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにおける 0から上方に向け てナイキスト特性を有するフィルタに対しては ω。 2以上で激しい減衰がな される。 とくにロールオフ率を 0にした場合にはナイキストフィルタを通過す ることはできなレ、。 また、 一般に実施されているように、 ロールオフ率を 0に するまでもなく、 後段に強固な誤り訂正機能を持たせることでナイキスト帯域 幅よりも狭くする通信が多いので、 本方式においてもこれを準用することによ り信号 ( t ) は十分に通過が阻止される。
次に、 干渉波の一つとなる m2 ( t ) の除去について述べる。
{H[m2(t)]cos((U1 +¾t-m2( sin(<w1 +—)t}x o^ -—) t
= H[/n2(i)]cos(a)j +―) i cos^!— -) t-OT2(t)sin((u1 +— )tcos(ft>! -) t
=—H[m2 (t)](cos 2ωχί + cos ω0ί) - m2 (t)(sin 2<w + sin >0 ) •(48) ここで L P Fを通すことで次式を得る。
― H[m2(/)](cos 2ω^ + cosoy) - w2(t)(sin 2ωχί + sin ω0ί)
•(49)
H[m2(t)] cos ω0ί-ηί2 (t) sin ω0ί この信号は虚数領域の周波数 ω。を搬送波とする下側 S S Βすなわち L S Βで ある。 すなわち周波数 ω。から下方に向けてナイキスト特性で減衰するスぺク トルを有する。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにおける 0から 上方に向けてナイキスト特性を有するフィルタに対しては ω。Ζ 2以上で激し い減衰がなされる。 とくにロールオフ率を 0にした場合にはナイキストフイノレ タを通過することはできない。 また、 一般に実施されているように、 ロールォ フ率を 0にするまでもなく、 後段に強固な誤り訂正機能を持たせることでナイ キスト帯域幅よりも狭くする通信が多いので、 本方式においてもこれを準用す ることにより信号 m2 ( t ) は十分に通過が阻止される。 同時に m3 ( t ) のサ ンプリングスロット t = 0においては第 1項の H [m2 ( t) ] ノ 2が 0とな るので第 1項も第 2項も 0である。
次に、 抽出すべき m3 ( t ) について述べる。
{m3 (t) cos(i¾―" )t + H[m3 (T)] sin( 1 -" °- t} x cos((¾ } )t
= m2(t) cos2 (ω1 -" + H[mi(T)]sm( 1 -^-)txcos( l -" •(50) = 3 (り {1 + cos 2 ωχ ~ )ί} + H[m, (T)] sin 2{ωχ - ^-) t ここで L P Fを通すことで次式を得る。 丄 m3 (0(1 + cos 2(ωι - ^-) ί} + -H[m3 (T)] sin 2{ωχ - ^-) t
•(51) 3(t) こうして m3 ( t ) は抽出される。
次に、 干渉波の一つとなる m4 ( t) の除去について述べる t
{H[m4 (/)] cos^ -— 2-)t - w4 ( sin(ft>! -―) t} χ∞8(ωι -— )/
= Him^ lcos2^ -" ^-) t-w4(t)sin(iy1 -~ ^-) tcos( l— ~ -)
•(52)
=― H[m4 ( ] {1 + cos 2(ω1―" °-)t} -— m4(t) sin 2(0, -" °-)t ここで L P Fを通すことで次式を得る。 H[m4 ( ]{1 + cos 2{ω - ψ)ή - - m4 (t) sin 2{ω -^) ί ( ）
Figure imgf000035_0001
この信号は m3 ( t) と直交するので m3 ( t) のサンプリングスロット t = 0 においては 0である。
次に、 L SB上の情報 m4 (t) を得るために、 次式のように s i n (ω ι— ω0/2) tを乗算する。
. ( co0
SSSB-QPSK A SlnVft,l ~
= isLSB-Re (0 + sLSB_lm (0 + sUSB_Re (i) + sUSB_lm (t)} x sinOi - t = {mx (t) cosC^ + ψ)ί + Η[τηλ (Τ)] sinO, + ^-) ί
+ H[m2 (t)] cosOi +— )/ -m2(t) sinf ω1 +―) t
2 •(54)
+ m3 (0 COS - ^-) t - H[m3 (Τ)] 5Ϊη(ω, - ^-)ί
ム
+ H[m4 (t)] cos( l -―) t + m4 (t) sin(i«1—— -) t} x sin(a>j - ^-) i
2 z 2 まず mi ( t) の排除について述べる。
{m1(t)cos(w1 +^-)t + H[m1(T)]sin( l + ^)t} x sin^ -) ί
2
= m, (0 cos^! + ^-) t sin ( - ^-) t + H[w (T)] sin^' + ^-) ΐ sin^ - ^-) t
2 2. 2^
=—mx (t)(sin 2ωχ1一 sin a ) + _ H[w, (r)]icos 2ωχί - cos ω,ί)
(55) ここで L PFを通すことで次式を得る。
1 1
― mx (ハ (sin 2ωχί - sin y ) + _ H[mj i )](cos Ιω1 - cos ω0ί )
2 1 1 2 ······■·· (56)
→— ml (t) sin ω0ί— H[mj ( )] cos ω0ί この信号は虚数領域において周波数 ω。を搬送波とする上側 S S Βすなわち U S Bである。 すなわち周波数 ω。から上方に向けてナイキスト特性で減衰する スぺク トルを有する。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにより十 分に通過が阻止される。 同時に m4 ( t ) のサンプリングスロッ ト t = 0にお いては第 2項の H [m i ( t ) ] / 2が 0となるので第 1項も第 2項も 0であ る。
次に、 m2 ( t ) の排除について次式のように式を展開する。 {H[m2 (t)]∞5(ω1 +―) t - m2 (t) sin(iy1 +—^)ί} χ sm(wl -―) t = H[m2 (り] ί
Figure imgf000036_0001
1 1
=― H[m, ( t )](sin 1ωχί -sin ω0ί)— m2 (t)( cos ιωγί - cos ω0ΐ)
2 (57) ここで LP Fを通すことで次式を得る。
1 1
=一 H[ 2(ハ] (sin 2ωχ - sin ω0ί)— m2(/)(cos Ιω^ί - cos co0t)
2 2 (58)
1 1
→— [m2 (t)] sin ω0ί +—ιη2 (ί) cos ω0ί この信号は周波数 ω。を搬送波とする上側 S S Bすなわち U S Bである。 すな わち周波数 ω。から上方に向けてナイキスト特性で減衰するスぺク トルを有す る。 したがって次に設けてあるナイキストフィルタにより十分に通過が阻止さ れる。
次に、 干渉波の一つとなる m3 ( t) の除去について述べる。 -" L)t
Figure imgf000036_0002
= m3 (t) cos( l _ ~ -) t sin( l―" -)t - H[m3 (T)] sin2 ( ! -" -) ί … · •(59)
2 1 2
= -m3 ( sin 2(ω, -^)/-- H (Γ)](1 - sin 2{ω - ^ -)) ここで L P Fを通すことで次式を得る。
\ ^3 ( in 2{ω, -) t-~ H[m3 (T)](l - sin 2{ω, - )）
1 (60)
→--H[m (T)] この信号は m4 ( t) と直交するので m4 ( t) のサンプリングスロット t = 0 においては 0である。
次に、 m4 ( t) の抽出について述べる。
{H[w4(/)]cos(iy1 -—) t + m4(t)sm( 1―" -) tjx ^ -—) t
= H[ 4( )]cos(ft>,—— -)/ sin(ft>] -—) t + 4(り2 sin(o1 -) t (6ι)
= -H[m4(i)]sin2(iy1 - + - m4 ( {1 - sin 2(ωι―" '^)ί} ここで LP Fを通すことで次式を得る。
Figure imgf000037_0001
こうして m4 ( t) の抽出を行うことができる。
以上を総合すれば、 信号 (t) m2 (t) m3 ( t) m4 ( t) を多 ィ匕し 7こ L) 群 SSSB-QPSK = SLSB-Re (0 + SLSB-lm (り + S USB -Re (0 + SUSB-hn (0 に対して、 信号 ( t) の抽出においては c o s (ω ι + ω。ノ 2) tを乗算 し L P Fで高域不要成分を除去し、 サンプリングタイム t = 0で信号抽出する ことが可能である。
同様にして、 信号 m2 ( t) に関しては、 s i n ( ^ + ωο ^) tによる 検波で、信号 m3 ( t) に関しては、 c o s (α^— ωο ^) tによる検波で、 信号 m4 ( t) に関しては、 s i n (o^— WoZS) tによる検波で、 抽出す ることができる。
(実施の形態 3)
実施の形態 2において示した純アナログ的復調方式においては、 ナイキスト ロールオフ率ならびにロールオフフィルタに拠るところが大であり、 この方法 では復調後の信号に干渉波成分の混入が皆無とは言えない面がある。
し力 し、 受信におけるスぺク トルをみれば明らかなように、 実施の形態 2の 変調方式は O F DMのスぺク トル配置とまったく同様の位置に片側波帯を置 いている。
この点に着目して、 本発明の発明者らは、 重なり合う隣接スぺク トルを完全 に除去することはフーリェ変換手段により可能であることを見出した。
本実施の形態では、 実施の形態 2におけるスぺク トル配置でのモデルに対し て実施の形態 2の復調方式とは異なる復調方式を提案する。
図 2 1に、 本実施の形態の復調装置 6 0 0の構成を示す。
復調装置 6 0 0は、 受信信号を帯域フィルタ （B P F) 6 0 1に入力する。 B P F 6 0 1によって必要な帯域幅のみ通過させられた受信信号は、 搬送周波 数 ω を発生する周波数信号源 6 0 5と乗算器 6 0 2、 6 0 3と 移相器 6 04とからなる直交検波器に入る。
これにより、 受信信号は、 直交検波器によって下側波帯搬送波周波数で検波 される。 直交検波された信号は、 ローパスフィルタ （L P F) 6 0 6、 6 0 7 を介してアナログ一ディジタル変換器（A/D) 6 0 8, 6 0 9に入力される。 アナログ—ディジタル変換器 （AZD) 6 0 8、 6 0 9によって量子化され た信号は、 高速フーリエ変換 （F FT) 回路 6 1 0によってフーリエ変換され た後、 信号検出器 （DET (DETector) ) 6 1 1に入力される。 そして信号 検出器 6 1 1によって元の信号 ( t) 、 m2 t ) 、 m 3 v t j 、 m4 ( τ ) が検出される。
ここで低域通過フィルタ （L P F) 6 0 7でベースバンド帯域に下ろされた 信号のスぺク トノレを、 図 2 2 Β、 図 2 2 Cに示した。 図 2 2 Α〜図 2 2 Cは c o s i n e波の側の検波出力 （乗算器 6 0 3の出力） のスぺク トル配置を示し たものである。 具体的には、 L S Bの搬送波周波数 c o s i n e波で検波した 場合 （乗算器 6 0 3の出力） のベースバンドスペク トルとその F FT出力を示 すものである。実周波数面を水平面として、虚数周波数面（71 2遅れの世界） を垂直面で描いてある。 なお図 22 Aは L SBの搬送波周波数で検波した場合 (乗算器 603の出力） のベースバンドスペク トルを示し、 図 22 Bはその F FT出力の概念を示し、 図 22Cはエイリアスを含む実際の F FT出力を示す。 上述したようにローパスフィルタ （LPF) 607からの出力信号は、 アナ ログ一ディジタル変換器 (A/D) 609により量子化された後に、 FFT回 路 610に入力される。
このとき、 アナログ—ディジタル変換器 (A/D) 609のオーバーサンプ リング周波数を、 ベースバンド全帯域幅の少なくとも 2倍とする。 通常の OF DMにおいては各サブキャリアの中心本数倍で済むところであるが、 本方式で はナイキスト残留対称原理を生かすために少なくともその 2倍の周波数でサ ンプリングを行う。 本実施の形態では、 4倍以上の速度でサンプリングを行う ようになつている。 図 22 A〜図 22 Cの例をとれば、 4倍の速度でサンプリ ングを行っている。
この結果、 丁回路610からは、 図 22 Bの位置にそれぞれの周波数に 対応した信号振幅が得られるが、 実際には離散化されているためにエイリアス が生成されて図 22 Cのような出力を得ることができる。
図 22 Cにおいて信号群 A R 1は、 上側波帯実数部で変調された信号 m3 (t) である。 また信号群 A R 2は下側波帯実数部で変調された信号 (t) である。 信号群 AR 3は信号群 AR 1と等しく、 エイリアスと考えてよい。 すなわち、 信号 (t) と信号 m3 (t) は、 両側波帯信号となり、 スぺク トルが重なり合うにも関わらず、 FFTの持つマトリクス演算効果により分離 される。 さらにナイキスト残留対称原理により例えばロールオフ率.0. 5の場 合は中心スぺク トルの両隣のスぺク トルも完全に自分の情報となる。
図 23 A〜図 23 Cは s i n e波の側の検波出力 （乗算器 602の出力） の スぺク トル配置である。 具体的には、 L SBの搬送波周波数 s i n e波で検波 した場合 （乗算器 602の出力） のベースバンドスペク トルとその FFT出力 を示すものである。 実周波数面を水平面として、 虚数周波数面 （π/2遅れの 世界） を垂直面で描いてある。 なお図 23 Αは L S Βの搬送波周波数 s i n e 波で検波した場合 （乗算器 602の出力） のベースバンドスペク トルを示し、 図 23 Bはその F FT出力の概念を示し、 図 23 Cはエイリアスを含む実際の F FT出力を示すものである。 ' 上述したようにローパスフィルタ （LPF) 606からの出力信号は、 アナ ログ一ディジタル変換器 (A/D) 608により量子化された後に、 FFT回 路 610に入力される。 アナログ—ディジタル変換器 （A/D) 608におい ても、 アナログ一ディジタル変換器 (A/D) 609と同様に、 オーバーサン プリング周波数がベースバンド全帯域幅の少なくとも 2倍に設定されている。 本実施の形態では、 4倍以上のサンプリング周波数でサンプリングを行うよ うになつている。 図 23 A〜図 23 Cにおいても、 上述した図 22A〜図 22 Cと同様に 4倍の速度でサンプリングを行っている。
この結果、 丁回路6 10からは、 図 23 Bの位置にそれぞれの周波数に 対応した信号振幅が得られるが、 実際には離散化されているためにエイリアス が生成されて図 23 Cのような出力を得ることができる。
図 23 Cにおいて信号群 AR 4は、 上側波帯虚数部で変調された信号 m4 (t) である。 また信号群 A R 5は下側波帯実数部で変調された信号 m3 ( t) である。 信号群 AR 6は信号群 AR 4と等しく、 エイリアスと考えてよい。 な お、 直交検波部にて s i n e波により検波した場合には、 図 23B、 図 23C は偶対称な信号となる。
ここで FFT回路 610による信号の抽出について式で示す。
いま、 対象とする信号は有限の制限された帯域内に収容されるものであるの で、 有限個 （2M+ 1) の周波数成分でのみ構成されているものと見なせる。 このときこの S SBの多重化された信号は、 シンポノレ周期を共通に持つ周期 T の周期関数 s (t) とすることができる。 この周期関数 s (t) を複素フーリ ェ級数で表現すると次式のようになる。 M
，
5(り= .cke •(63) さらに、 s (t) の 1周期 Tを N分割してサンプリングすると、 次式のよう に離散化した表現となる。
M
s(mT/N)= ckejk^mT,N (64) ここで ω。=2 πΖΤを代入すると、 次式のように、 ω。の支配を受けない形 になる。
Μ
]2τϋ ηΙΝ
s(mT/N)= keJ〜 (65) さらにフーリエ変換後の ω。幅当たりのスぺク トル本数を η とすると、 次式 のように表せる。 s (mTiN) „+rN (66)
Figure imgf000041_0001
これは N元 1次連立方程式を示すことが分かる。
この有限個の時間信号サンプル値のフーリエ変換を次式で定義する。
Figure imgf000041_0002
これはマトリックスとして次式のように表わされる。
Figure imgf000041_0003
Figure imgf000041_0005
このマトリックスは、 次式に示すように、 両辺に e j 2 " nZN ( k = 0， 2， …， N- l) を掛けて合計することにより解くことができる。
eJ2mlN
Figure imgf000041_0004
… (69) 上式により、 その解は n列目以外はすべて 0となり、 n列目は各項の指数部 が 0となる。 したがって n列目の和は N s nとなる。
ここで s nすなわち s (n) は複素信号なので、 次式で表す。
s(n) = sre(n) + jsim(n) (70) このとき、 s (n) のフーリエ変換 S (k) は、 （6 7) 式より、 次式のよ うに表すことができる。
S(k) = Sk =^{sre(n) + jsim(n)}e-^,N
= {sre (") + Pim (n)){cos{2nnk IN)-j sin ん I N))
N-l
= J [sre (") COS(2TTWん I N) + sim (") sin(2 ん / N) (71) + j{sjm («) cos,{2jmk IN) - sre (") s {2 k IN)}'] ここで S (k) の実部を S r e (k) 、 S i m (k) とすると、 これらは次式の ように表すことができる。
N-1
Sim (ん） = Y {-sre (n) s {2jmk I N) + sim (") cos(2jtnk / N)} (72)
N-l
Sre(k) = {sre (n) cos(2mk/N) + sim («) s {2mk I N)} (73) この本方式はすべて S S Bすなわち解析信号すなわち時間軸上で位相空間 を正または負の一方向に回転するもので形成されている。 とくにナイキスト残 留対称原理に基づく信号による本方式は、 ナイキスト帯域幅内では自信号の回 転は確実に保障される。
この性質の利点を生かすために本方式では、 信号検出器 （DET) 6 1 1に よって、 各搬送波周波数上の信号と U S Bもしくは L S Bの側の隣接周波数上 の信号同士の論理積を取る。
図 2 4は、 信号検出器 （DET) 6 1 1のモデルを示す。 信号検出器 （DE T) 6 1 1は、 それぞれ搬送波周波数の位置の出力データを中心に上下のデー タとの論理を見ながら信号を判定する。同一の周波数上には I軸側成分と Q軸 側成分があり、 直交検波から出力された段階では偶関数となる。 図 24の信号 検出器 （DET) 6 1 1はこれを判定して干渉波側すなわち奇関数成分を分離 排除する。
この原理を、 本発明の変調信号の特性も含めて、 さらに詳しく説明する。 上述したように図 22 Aは、 本実施の形態の復調装置 600が復調する変調 信号を示すものである。 具体的には、 変調信号は S SB方式の 4種類の信号か らなり、 図 22Aは、 これを複素周波数空間に配置した状態を示している。 変 調信号は、 この状態で無線空間を伝送されて受信側に届く。
変調系でナイキス トロールオフ率 αを 0にした場合には、 U SB側と L SB 側のスペク トルが重なることはなレ、。 ナイキストロールオフ率 αを 1に近づけ るほど、 USBと L SBの広帯域成分が重なる。
復調装置 600は、 図 22 Aの信号を受けて、 シンボル周期の 1 4以上の 短いサンプリング周期でサンプリングすることでこの信号を離散化する。
サンプリング周期をシンボル周期の 1Z4にした場合、 この離散化されたデ ータを F FT回路 6 10に通すと、 図 22 Bに示すようにシンボル周波数の間 を 4等分した位置に周波数スぺク トルを持つ出力が得られる。
この 4等分のそれぞれの位置のスぺクトルは、 ナイキストロールオフ率 αが 0の場合には、 低域側の 2スぺク トルは US Βのものとなり、 一方、 高域側の 2スぺク トノレは L S Bのものとなる。中間のスぺク トノレはゼロとなる。 し力、し、 ナイキストロールオフ率 αが 0でない場合には、 若干のクロストークが発生し、 低域側のスぺクトルの中に L S Βの成分が入り込むと共に、 高埤側のスぺクト ルの中に US Βの成分が入り込む。
ただし、 ナイキストの残留対称原理により、 相手側に入り込んだスぺク トル の量は、 自スぺクトル側の量を見て容易に推定できる。
信号検出器 （DET) 61 1は、 この相手側に入り込んだスペク トル量を修 正して除去することにより、 干渉のない US B信号と L SB信号を取り出すも のである。 同時に、 信号検出器 （DET) 61 1は、 それぞれ複素信号である USBと LSBを、 実数部と虚数部に分離することにより、 変調側において複 素直交に独立に変調した情報信号を再び元に戻すことで、 復調が完了させる。 すなわち、 信号検出器 （DET) 6 1 1は、 複素 S SB信号から実数成分と虚 数成分を分離するものでもある。
図 22 Cに示したものは、 サンプリングにおけるエイリアスの発生を利用す る考え方を示したものである。 受信側でベースバンド信号帯域まで落とした信 号を、 上述したようにシンボル周波数の 1/4の周期でサンプリングすると、 ベースバンド帯域内にスぺク トルが生成されるが、 同時に低域側にも高域側に もエイリァス成分が発生する。
最終的なベースバンド信号に戻す際に F FT出力の示す周波数成分のみの 情報で行う方法以外に、 このエイリアスを利用して S S Bを D S B (Double Side Band) 信号にすることにより直接に元のシンボル信号を再生することが 可能である。
D S B信号は、 中心周波数を軸として低域側と高域側に対称となる信号を必 要とするが、 図 22 Bには、 帯域制限されたサンプリングでのサンプリング結 果しかないので、 D S B化することはできない。 ここで、 サンプリングにおけ るエイリアス効果は、 U SB搬送波と L SB搬送波の間に得られるスぺク トル 成分を周波数軸上に上下に並行移動してコピーすることで、 US B搬送波より も低域側と、 L S B搬送波よりも高域側に、 それぞれの搬送波を軸とした上下 対称のスペク トル成分を得ることができる。 この状態が DSBであり、 すなわ ち元の情報信号成分そのものである。
図 24は、 このエイリアスを用いて D SB信号化するための信号検出器 （D ET) 6 1 1のモデルを示したものである。 帯域制限された受信信号からは、 限られたスぺク トルしか得られないが、並行移動する（エイリァスを利用する） ことで D SB化した信号群が得られることを示している。
図 24において、 P l、 P 2はそれぞれ L S Bと US Bの実軸側の情報を取 り出す D SBブロック 6 1 1 aを示したものである。 P 3は P 1のエイリアス であることを示している。 F FT出力の上端もしくは下端の信号が P 1、 P 3 の一部の信号で重複できることを示したものである。 したがって P 1の出力の 代わりに P 3の出力を用いても同一の結果となる。
同様に、 虚軸側の情報を取り出す D SBブロック 61 1 bを Q 1、 Q2、 Q 3で示している。 Q 1と Q 3の一部の入力信号が重複していることは、 P l、 P 3の説明で述べた理由と同一である。 虚軸側の情報は、 したがって Q 1、 も しくは Q 3が L S Bに相当する D S Bで、 Q 2が U S Bに相当する D S Bとな る。
以上から、 通常の OFDM復調回路に見られる F FTを若干強化したシステ ムにより OFDMに比較して 2倍の情報量を受信復調できることが分かる。 本発明は、 上述した実施の形態に限定されずに、 種々変更して実施すること ができる。
以上説明したように本発明によれば、 簡単な回路構成で、 従来の直交変調方 式が必要とする周波数帯域幅の範囲内で、 従来の直交変調方式と比較して信号 伝送速度を格段に向上し得る変調装置を実現できると共に、 その変調装置から の変調信号を良好に復調できる復調装置を実現できる。
本明細書は、 2003年 7月 25日出願の特願 2003— 280519、 2 003年 1 1月 1 2日出願の特願 2003— 382324及び 2004年 4 月 1 9日出願の特願 2004— 15 1056に基づく。 その内容はすべてここ に含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 無線通信における周波数利用率の向上を図る新たな変調方式に関 わるものであり、 例えば限られた周波数帯域で高速信号伝送が要求される移動 通信や無線 LAN (Local Area Network)等に用いられる無線通信機器に広く 適用し得る。

Claims

請求の範囲
1 . 第 1の入力シンボルを S S B変調して U S B信号を得る第 1 の周波数引き上げ型 S S B変調器と、
第 2の入力シンボルを S S B変調して L S B信号を得る第 2の周波数引き 上げ型 S S B変調器と、
前記 U S B信号と前記 L S B信号を結合する結合器と、
を具備し、 前記第 2の周波数引き上げ型 S S B変調器は、 前記第 1の周波数 引き上げ型 S S B変調器で用いる搬送波周波数に対して入力シンボルの基本 周波数だけ高い搬送波周波数を用いて S S B変調を行う
ことを特徴とする変調装置。
2 . 入力した変調信号を所定の搬送波周波数の余弦波で復調して 第 1の復調信号を得る第 1の周波数引き下げ型復調器と、
入力した変調信号を前記第 1の周波数引き下げ型復調器で用いた搬送波周 波数よりもシンボルの基本周波数だけ高い搬送波周波数の正弦波で復調して 第 2の復調信号を得る第 2の周波数引き下げ型復調器と
を具備することを特徴とする復調装置。
3 . 入力した変調信号を所定の搬送波周波数で直交検波すること により第 1及び第 2の検波信号を得る検波器と、
前記第 1及び第 2の検波信号を、 当該検波信号の全帯域幅の 4倍以上のォー バーサンプリング周波数で量子化するアナログ一ディジタル変換器と、 量子化された前記第 1及び第 2の検波信号をフ一リェ変換する F F T回路 と、
前記 F F T回路の出力信号に基づき、 各搬送波周波数上の信号と、 U S B又 は L S Bの側の隣接周波数上の信号同士を用いて、 変調前の信号を検出する信 号検出器と
を具備する復調装置。
4 . 第 1の入力シンボルを S S B変調して U S B信号を得る U S B信号形成ステップと、
第 2の入力シンボルを S S B変調して L S B信号を得る L S B信号形成ス テツプと、
前記 U S B信号と前記 L S B信号を結合するステップと、
を含み、 前記 L S B信号形成ステップでは、 前記 U S B信号形成ステップで 用いる搬送波周波数に対して入力シンボルの基本周波数だけ高い搬送波周波 数を用いて S S B変調を行う
ことを特徴とする変調方法。
5 . 変調信号を所定の搬送波周波数の余弦波で復調して第 1の復 調信号を得る第 1の復調ステップと、
変調信号を前記第 1の復調ステップでの搬送波周波数よりもシンボルの基 本周波数だけ高い搬送波周波数の正弦波で復調して第 2の復調信号を得る第 2の復調ステップと
を含むことを特徴とする復調方法。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2005117313A1 (ja) * 2004-05-25 2008-04-03 松下電器産業株式会社 変調装置、変調方法及び復調装置
JP2008085921A (ja) * 2006-09-28 2008-04-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線送信装置及び無線受信装置
JP2008258918A (ja) * 2007-04-04 2008-10-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｓｓｂ信号形成方法及び無線送信装置
JP2010010918A (ja) * 2008-06-25 2010-01-14 Panasonic Corp 変調方式および復調方式
JP2010068177A (ja) * 2008-09-10 2010-03-25 Denji Oyo Kenkyusho 変調方法および復調方法
JP2012514946A (ja) * 2009-01-06 2012-06-28 クゥアルコム・インコーポレイテッド 単一周波数帯域での複数搬送波送信
JP2013090043A (ja) * 2011-10-14 2013-05-13 Waseda Univ 受信装置及び受信方法
WO2015125957A1 (ja) * 2014-02-21 2015-08-27 学校法人早稲田大学 変復調方式ならびに変調装置および復調装置

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2008129610A1 (ja) * 2007-04-06 2010-07-22 パナソニック株式会社 送信装置及びｓｓｂ信号形成方法
WO2014142943A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Lsi Corporation Single-sideband transmitter using class-s amplifier
US9461852B2 (en) * 2014-11-20 2016-10-04 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Signal demodulation apparatus and signal demodulation method
DE102015221283B4 (de) 2015-10-30 2017-09-14 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Sender für ein optisches Freistrahl-Kommunikations-System und zugehöriges Empfängerterminal
CN108199996B (zh) * 2017-11-21 2020-07-14 上海微波技术研究所（中国电子科技集团公司第五十研究所） 基于fpga的独立边带调制信号解调方法
CN110858780B (zh) 2018-08-22 2022-07-22 华为技术有限公司 处理信号的方法和装置
US10887138B2 (en) * 2018-12-03 2021-01-05 Samsung Electronics Co., Ltd Low digital intermediate frequency (IF) image cancelling transceiver
FR3091964A1 (fr) * 2019-01-23 2020-07-24 Université De Bordeaux Dispositif de génération d’un signal modulé et chaine d’émission à radiofréquence associée

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4835791A (en) * 1987-02-20 1989-05-30 Rockwell International Corporation Single sideband signal generator
JPH02215242A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 変調装置
JPH11501405A (ja) * 1995-02-28 1999-02-02 モトローラ・インコーポレーテッド 話者依存時間スケーリング技術を使用した通信システムおよび方法
JP2003134069A (ja) 2001-10-24 2003-05-09 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US92406A (en) * 1869-07-06 Improvement in the manufacture of granulated sugar
US3628155A (en) * 1969-01-03 1971-12-14 Anthony G Muzzi Amplitude modulation intensifier method and apparatus
GB8800420D0 (en) * 1988-01-08 1988-02-10 Rca Corp Dual single sideband modulator for actv
US5477199A (en) * 1994-04-05 1995-12-19 Scientific-Atlanta, Inc. Digital quadrature amplitude and vestigial sideband modulation decoding method and apparatus
JPH09294115A (ja) * 1996-04-25 1997-11-11 Victor Co Of Japan Ltd Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法
JP3700290B2 (ja) * 1996-10-30 2005-09-28 日本ビクター株式会社 直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置
US6091781A (en) 1997-11-14 2000-07-18 Lucent Technologies Inc. Single sideband transmission of QPSK, QAM and other signals
US6628735B1 (en) * 1999-12-22 2003-09-30 Thomson Licensing S.A. Correction of a sampling frequency offset in an orthogonal frequency division multiplexing system
US7016659B1 (en) * 2003-06-12 2006-03-21 Michael L. Dorrough Amplitude modulation with time- and spectrum-shared sidebands

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4835791A (en) * 1987-02-20 1989-05-30 Rockwell International Corporation Single sideband signal generator
JPH02215242A (ja) * 1989-02-16 1990-08-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 変調装置
JPH11501405A (ja) * 1995-02-28 1999-02-02 モトローラ・インコーポレーテッド 話者依存時間スケーリング技術を使用した通信システムおよび方法
JP2003134069A (ja) 2001-10-24 2003-05-09 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP1650919A4

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2005117313A1 (ja) * 2004-05-25 2008-04-03 松下電器産業株式会社 変調装置、変調方法及び復調装置
JP4738330B2 (ja) * 2004-05-25 2011-08-03 パナソニック株式会社 変調装置、変調方法及び復調装置
JP2008085921A (ja) * 2006-09-28 2008-04-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線送信装置及び無線受信装置
JP2008258918A (ja) * 2007-04-04 2008-10-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｓｓｂ信号形成方法及び無線送信装置
JP2010010918A (ja) * 2008-06-25 2010-01-14 Panasonic Corp 変調方式および復調方式
JP2010068177A (ja) * 2008-09-10 2010-03-25 Denji Oyo Kenkyusho 変調方法および復調方法
JP4698714B2 (ja) * 2008-09-10 2011-06-08 財団法人電磁応用研究所 変調方法および復調方法
JP2012514946A (ja) * 2009-01-06 2012-06-28 クゥアルコム・インコーポレイテッド 単一周波数帯域での複数搬送波送信
US8594155B2 (en) 2009-01-06 2013-11-26 Qualcomm Incorporated Multi-carrier transmitter design on adjacent carriers in a single frequency band on the uplink in W-CDMA/HSPA
JP2014060768A (ja) * 2009-01-06 2014-04-03 Qualcomm Incorporated 単一周波数帯域での複数搬送波送信
JP2013090043A (ja) * 2011-10-14 2013-05-13 Waseda Univ 受信装置及び受信方法
WO2015125957A1 (ja) * 2014-02-21 2015-08-27 学校法人早稲田大学 変復調方式ならびに変調装置および復調装置

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