JPH11501405A

JPH11501405A - 話者依存時間スケーリング技術を使用した通信システムおよび方法

Info

Publication number: JPH11501405A
Application number: JP8526247A
Authority: JP
Inventors: サチャマーティ・スーニル; ダナリーチ・クリフォード; ジョンシュウェンデマン・ロバート; シウィアク・カジミーア; ジョセフクズニッキ・ウィリアム
Original assignee: モトローラ・インコーポレーテッド
Priority date: 1995-02-28
Filing date: 1996-01-26
Publication date: 1999-02-02
Also published as: EP0870299A1; EP0870299A4; CA2213699C; CA2213699A1; WO1996027184A1; BR9607731A; US5920840A; CN1176702A; TW347619B; KR100289359B1; MX9706530A; KR19980702558A

Abstract

(57)【要約】波形類似性をベースとした重複加算技術（ＷＳＯＬＡ）の修正されたものを使用する音声の時間スケール変更のための方法は、メモリに入力音声信号の一部を記憶するステップ、前記入力音声信号の一部を分析して推定されたピッチの値を提供するステップ（１２）、前記推定されたピッチの値に応じてセグメントサイズを決定するステップ（１４）、および与えられた時間スケーリング係数に対しかつ前記決定されたセグメントサイズに応じて前記入力音声信号を時間スケーリングするステップ（１８）を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】話者依存時間スケーリング技術を使用した通信システムおよび方法技術分野この発明は一般的には音声圧縮および伸長技術に関し、かつより特定的には波形類似性をベースとした重複加算技術（ＷａｖｅｆｏｒｍＳｉｍｉｌａｒｉｔｙｂａｓｅｄＯｖｅｒｌａｐ−Ａｄｄ：ＷＳＯＬＡ）の修正版を使用した音声圧縮および伸長の方法および装置に関する。発明の背景限られた帯域幅またはメモリを有する用途における音声信号の伝送または処理は典型的には結果として得られる音声出力信号の品質を低減するかあるいはそのような音響信号の処理における柔軟性を低下させるトレードオフとなる。時間スケール変更を使用する音楽または音声のスピードアップまたはスローダウン（これはピッチを変えないことが好ましい）はいくつかを挙げればディクテイション、音声メール、およびサウンドトラック編集を含む数多くの用途を有している。他の特定の用途である、音声メッセージのページング、は現在の技術によっては大きなページングシステムに対して経済的に実現できそうにない。音声ページのために必要とされる送信時間（ａｉｒｔｉｍｅ）はトーン、数字または英数字ページについて必要とされるものよりずっと大きい。今日の技術では、音声ページングサービスは理想的ではない音声品質再生によりトーン、数字または英数字ページングと比較して経済的に可能ではない。音声メッセージページングを制限する他の制約は帯域幅およびページングチャネルの帯域幅を使用する現在の方法である。これに対し、英数字ページングの成長は、個人的なキーボードまたはオペレータセンタへの電話呼の形式で、ページングターミナルへ英数字メッセージを送るためのキーボード入力装置への限られたアクセスによって制限されている。音声システムはこれらの入力の事項を克服するが、それは発呼者は単に電話機を取り上げ、アクセス番号をダイアルしかつメッセージを話すことができるからである。さらに、今日の音声ページングシステムはいずれも、例えば、ＦＬＥＸ^TMとしても知られたモトローラ社の新しい高速ページングプロトコル構造を活用していない。現存する音声ページングシステムは、高いバッテリセイビング比率、マルチチャネル走査能力、データを備えた音声のようなモードの混合、アクノレッジバックページング（発呼パーティへの戻り受信の許容）、位置検出能力、特に大都市領域における、システムおよび周波数の再使用、および失われたメッセージ部分の選択的再送信によるレンジ延長を含む、ＦＬＥＸ^TMプロトコルの利点の多くを欠いている。音声信号の時間スケーリングを含むページングの態様に関しておよびディクテイションおよび音声メールのような他の用途に関して、時間スケーリングの現在の方法は設計者が与えられた制約の中でアプリケーションを最適化できるようにする適切な音声品質および柔軟性を提供する理想的な組合せを欠いている。従って、経済的に実現可能であり、与えられた構成の中で最適化を可能にする上での柔軟性のある、かつより特定的にページングの用途に関して、さらにモトローラ社のＦＬＥＸ^TMプロトコルの利点を保持する音声通信システムの必要性が存在する。発明の概要前記波形類似性をベースとした重複加算技術（ＷＳＯＬＡ）の修正版を使用した音声の時間スケール変更のための方法は、入力音声信号の一部をメモリに格納する段階、前記入力音声信号の部分を分析して推定されたピッチの値を提供する段階、前記推定されたピッチの値に応じてセグメントサイズを決定する段階、および与えられた時間スケール係数に対しかつ決定されたセグメントサイズに応じて前記入力音声信号を時間スケーリングする段階を備えている。本発明の別の態様では、少なくとも１つの送信ベースステーションおよび複数の選択呼出し受信機を有する音声圧縮を使用する通信システムは、送信ベースステーションにおいて、ＷＳＯＬＡ−ＳＤ技術および直角位相振幅変調技術を使用してオーディオ信号を圧縮し処理された信号を提供する処理装置、および該処理された信号を送信するための直角位相振幅変調送信機を具備する。また、前記複数の選択呼出し受信機の各々に、前記送信された処理信号を受信するための選択呼出し受信機モジュール、直角位相振幅復調技術およびＷＳＯＬＡ−ＳＤ伸長技術を使用して前記受信された処理信号を復調し再生された信号を提供する処理装置を備えている。本発明のさらに別の態様では、圧縮された音声信号を受信するための選択呼出し受信機は、送信された処理信号を受信するための選択呼出し受信機、そして単側波帯復調技術およびＷＳＯＬＡ−ＳＤ伸長技術を使用して前記受信された処理信号を復調し再生された信号を提供する処理装置を備えている。本発明のさらに別の態様では、音声の時間スケールまたは周波数スケール変更のための波形の類似性をベースとした重複加算技術（ＷＳＯＬＡ）の修正版を使用する電子装置は、入力音声信号の一部を記憶するためのメモリ、入力音声の前記一部を分析して推定されたピッチの値を提供しかつさらに該推定されたピッチの値に応じてセグメントサイズを決定するためのプロセッサ、および前記決定されたセグメントサイズに応じて入力音声信号の時間スケーリングまたは周波数スケーリングを行うための装置を具備する。図面の簡単な説明図１は、本発明に係わる音声通信システムのブロック図である。図２は、本発明に係わるベースステーション送信機のブロック図である。図３は、本発明に係わるベースステーション送信機の詳細な電気的ブロック図である。図４は、本発明に係わる他のベースステーション送信機の詳細な電気的ブロック図である。図５、本発明に係わるベースステーション送信機の音声処理、符号化および変調部分のブロック図である。図６は、本発明に係わる６単側波帯信号送信機のスペクトルアナライザ出力を示す。図７は、本発明に係わる選択呼出し受信機の詳細な電気的ブロック図である。図８は、本発明に係わる他の選択呼出し受信機の詳細な電気的ブロック図である。図９は、本発明に係わる他の選択呼出し受信機の詳細な電気的ブロック図である。図１０は、本発明に係わる出シグナリングプロトコルの送信フォーマットを示すタイミング図である。図１１は、本発明に係わる音声フレームの詳細を含む発信シグナリングプロトコルの送信フォーマットを示す他のタイミング図である。図１２は、本発明に係わる出シグナリングプロトコルの制御フレームおよび２つのアナログフレームを示す他のタイミング図である。図１３〜図１７は、本発明に係わるＷＳＯＬＡ時間スケーリング（圧縮）方法のいくつかの反復に対するタイミング図を示す。図１８〜図２２は、本発明に係わるＷＳＯＬＡ−ＳＤ時間スケーリング（圧縮）方法のいくつかの反復に対するタイミング図を示す。図２３および図２４は、本発明に係わるＷＳＯＬＡ−ＳＤ時間スケーリング（伸長）方法の反復に対するタイミング図を示す。図２５は、本発明に係わるＷＳＯＬＡ−ＳＤ時間スケーリング方法全体のブロック図を示す。好ましい実施形態の詳細な説明図１を参照すると、本発明の音声圧縮および伸長技術を説明する通信システムが選択呼出しシステム１００のブロック図で示されており、該選択呼出しシステム１００は該システム１００において選択呼出し受信機に送信するために音声をベースとした選択呼出しが開始される電話機１１４のようなオーディオ信号を受けるための入力装置を備えている。電話機１１４（またはコンピュータのような他の入力装置）を通して入力される各々の選択呼出しは典型的には（ａ）システムにおける選択呼出し受信機の少なくとも１つの受信機アドレス、および（ｂ）音声メッセージを備えている。前記開始された選択呼出しは典型的にはフォーマットおよびキューイングのために送信機ベースステーションまたは選択呼出しターミナル１１３に提供される。ターミナル１１３の音声圧縮回路１０１は提供された音声メッセージの時間的長さを圧縮するよう作用する（そのような音声圧縮回路１０１の詳細な動作は図２、図３および図４の後の説明において述べる）。好ましくは、音声圧縮回路１０１は時間スケーリング技術および単側波帯変調技術を使用してオーディオ信号を圧縮して処理された信号を提供するための処理装置を含む。前記選択呼出しは次に選択呼出し送受信機１０２に入力され、そこでアンテナ１０３を通して無線により送信される無線周波信号に変調として加えられる。好ましくは、前記送信機は前記処理された信号を送信するための直角位相振幅変調送信機である。選択呼出し受信機１１２内のアンテナ１０４は前記変調された送信無線周波信号を受信しかつそれを前記処理された信号または無線周波信号を受信するための選択呼出し受信機モジュールまたは無線周波受信機モジュール１０５に入力し、そこで前記無線周波信号は復調されかつ受信機アドレスおよび圧縮された音声メッセージ変調が復元される。前記圧縮された音声メッセージは次にアナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１１５に提供される。好ましくは、前記選択呼出し受信機１１２は単側波帯復調技術および時間スケーリング伸長技術を使用して受信された処理信号を復調し再生された信号を提供するための処理装置を含む。前記圧縮された音声メッセージは次に音声伸長回路１０６に提供され、そこで前記音声メッセージの時間長は好ましくは所望の値に伸長される（本発明において使用されるそのような音声伸長回路１０６の詳細な動作は図７および図８の後の説明において述べる）。前記音声メッセージは次にそれを再生されたオーディオ信号へと増幅するためにオーディオ増幅器１０８のような増幅器に与えられる。前記復調された受信機アドレスは無線周波受信機１０５からデコーダ１０７に供給される。もし前記受信機アドレスがデコーダ１０７に格納された受信機アドレスのいずれかと整合すれば、警報部１１１が任意選択的に作動され、選択呼出しが受信されたことの短時間のセンサ指示を選択呼出し受信機１１２のユーザに提供する。前記短時間のセンサ指示はオーディオ信号、振動のような触覚的信号、または光のような可視的信号、あるいはそれらの組合せから構成することができる。増幅された音声メッセージは次にオーディオ増幅器１０８からメッセージの告知およびユーザによる検閲のために警報部１１１内のオーディオスピーカへと供給される。デコーダ１０７はメモリを備えることができ、該メモリに受信された音声メッセージを格納しかつ１つまたはそれ以上の制御部１１０の作動により検閲のために反復して呼び出すことができる。本発明の別の態様では、図１の部分は例えばディクテイション装置、音声メールシステム、応答装置、またはサウンドトラック編集装置の一部として同様に考えることができる。選択呼出し送信機１０２および無線周波受信機１０５の除去を含むシステム１００の無線部分を除去することにより、該システムは任意選択的に点線で示されるように音声圧縮回路１０１からＡ／Ｄ１１５を通して音声伸長回路１０６へとハードワイヤ接続することができる。従って、音声メール、応答装置、サウンドトラック編集またはディクテイションシステムにおいては、入力装置１１４は音声圧縮回路１０１を有するターミナル１１３への音声信号のような音響入力信号を供給することになる。音声伸長回路１０６および制御部１１０は音声メール、応答装置、ディクテイション、サウンドトラック編集または他の用途のシステムにおいて出力音声信号に対する聴取および操作の手段を供給する。この発明は明らかに特許請求された発明の時間スケーリング技術がページングの他に数多くの用途を有することを意図している。ここで開示されるページングの例は単にこれらの用途の内の１つを例示するものに過ぎない。次に図２を参照すると、ページング送信機１０２とターミナル１１３のブロック図が示されており、ターミナル１１３は選択呼出し送信機１０２に結合されかつ空中線またはアンテナ１０３を使用してメッセージを送信する時間圧縮モジュール１６０に結合された振幅圧縮およびろ波モジュール１５０を含んでいる。図３および図４を参照すると、図２のブロック図のさらに低いレベルのブロック図が示されている。この圧縮音声ページングシステムは極めて帯域幅効率がよくかつ直角位相振幅（ＱＡＭ）または単側波帯（ＳＳＢ）変調の基本概念および音声信号の時間スケーリングを使用して２５ｋＨｚのチャネル当たり典型的には６〜３０の音声メッセージをサポートすることを意図したものであることを銘記すべきである。好ましくは、第１の実施形態においてかつまた図６を参照すると、圧縮音声チャネルまたは音声通信資源は６２５０Ｈｚだけ離された３つのサブチャネルからなる。各々のサブチャネルは２つの側波帯およびパイロットキャリアからなる。これら２つの側波帯の各々は第１の方法では同じメッセージを有するか、あるいは第２の方法では各々のサイドバンドに別個の音声メッセージをもつかまたは上側および下側サイドバンドの間に分割された単一のメッセージをもつことができる（すべて希望に応じてかつ設計に応じて同じ受信機または異なる受信機に向けられている）。前記単一のサブチャネルは実質的に６２５０Ｈｚの帯域幅を有し、各々のサイドバンドは実質的に３１２５Ｈｚの帯域幅を占有している。実際の音声帯域幅は実質的に３００〜２８００Ｈｚである。あるいは、直角位相振幅変調を使用することができ、この場合は２つの独立の信号が信号のＩおよびＱ成分を介して直接送信され各々のサブチャネルの信号を形成する。送信のために必要とされる帯域幅はＱＡＭおよびＳＳＢの場合で同じである。図２のモジュール１５０および１６０は各々異なる音声信号によって使用するために反復することができ（２５ｋＨｚ幅のチャネルでは６倍までかつ５０ｋＨｚ幅のチャネルでは１４倍まで）、音声メッセージの効率的なかつ同時的な送信（示された例では６まで）を可能にする。それらは次に加算装置（図示せず、しかしながら図５を参照）において加算することができ、かつ好ましくは１０２において複合信号として処理される。別個の信号（図示せず）はＦＬＥＸ^TMプロトコル（後に説明する）のＦＭ変調を含みこれは任意選択的にソフトウエアであるいはハードウエアのＦＭ信号エキサイタとして発生することができる。好ましくは、ここで示された例においては、入り音声メッセージはターミナル１１３によって受信される。本システムは好ましくは必要な圧縮を行うために時間スケーリング機構または技術を使用する。本発明において使用される好ましい圧縮技術は最適の品質を提供するために入りメッセージに対して特定的なあるパラメータを必要とする。好ましくは、時間スケール圧縮の技術は音声信号を圧縮されない音声と同じ帯域幅特性を有する信号に処理する。（いったんこれらのパラメータが計算されると、音声は所望の時間スケーリング圧縮技術を使用して圧縮される）。この時間スケール圧縮音声は次にデジタルコーダを使用して符号化されて送信機に分配するのに必要なビットの数を低減する。ページングシステムの場合は、サイマルカストページングシステムにおける複数のまたは多数のサイマルカストサイトの送信機に分配される符号化された音声は振幅圧縮のようなさらなる処理のために再びデコードされる必要がある。入り音声信号の振幅圧縮（好ましくは音節コンパンダ（ｓｙｌｌａｂｉｃｃｏｍｐａｎｄｅｒ）を使用する）は送信機において使用されてチャネル損傷（ｃｈａｎｎｅｌｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ）に対する保護を与える。波形類似性をベースとした重複加算技術またはＷＳＯＬＡとして知られた時間スケーリング技術は音声を非圧縮音声と同じ帯域幅特性を有するアナログ信号に符号化する。ＷＳＯＬＡのこの特性はそれをＳＳＢまたはＱＡＭ変調と組み合わせ達成される総合的な圧縮が複数のＱＡＭまたはＳＳＢサブチャネル（この例では、３つの音声チャネル）の帯域幅圧縮比およびＷＳＯＬＡの時間圧縮比（典型的には１〜５）の積となるようにすることができるようにする。本発明では、後に説明するかつ“ＷＳＯＬＡ−ＳＤ”と称される、ＷＳＯＬＡの修正版が使用される。ＷＳＯＬＡ−ＳＤはＷＳＯＬＡの互換性を維持しＳＳＢまたはＱＡＭ変調との組合せを可能にする。好ましくは、適応差分パルス符号変調コーダ（ＡＤＰＣＭ）が使用されて音声をその後送信機に分配されるデータに符号化する。送信機においては、前記デジタルデータがデコードされてＷＳＯＬＡ−ＳＤ圧縮音声が得られこれは次に振幅圧伸されて（ｃｏｍｐａｎｄｅｄ）チャネルノイズに対する保護を提供する。この信号はヒルバート変換されて単側波帯信号を得る。あるいは、前記信号は直角位相変調されてＱＡＭ信号を得る。次にパイロットキャリアが前記信号に加えられかつ最終的な信号は、好ましくは、１６ｋＨｚのサンプリングレートに補間されかつアナログに変換される。これは次に変調されかつ送信される。本発明は混合モード（ｍｉｘｅｄ−ｍｏｄｅ）（音声またはデジタル）１方向または２方向通信システムとして動作させることができアナログ音声および／またはデジタルメッセージを順方向チャネル（ベース送信機から発信）によって選択呼出し受信機ユニットに伝達しかつ付加的に任意選択的な送信機を有する同じ選択呼出し受信機ユニットからアクノレッジメントを任意選択的な逆方向チャネルによって（ベース受信機への入り）受信することができる。本発明のシステムは好ましくはアドレシングおよび音声メッセージングの双方のために順方向チャネルにおいてＦＬＥＸ^TMと同様の同期フレーム構造を使用する（モトローラ・インコーポレイテッドによる高速ページングプロトコルであり、かつ米国特許第５，２８２，２０５号の主題であり、該米国特許は参照のためここに導入される）。２つのタイプのフレームが使用され、すなわち制御フレームおよび音声フレームである。制御フレームは好ましくはアドレシングおよび携帯用音声ユニットの（ＰＶＵ）の形式の選択呼出し受信機に対しデジタルデータを伝達するために使用される。前記音声フレームはＰＶＵにアナログ音声メッセージを伝達するために使用される。両方の形式のフレームは長さにおいて標準的なＦＬＥＸ^TMフレームと同じでありかつ両方のフレームは標準的なＦＬＥＸ^TM同期と共に開始する。これら２つの形式のフレームは単一の順方向チャネルに時間多重される。本発明に対するフレーム構造は図１０、図１１および図１２を参照して後により詳細に説明する。変調に関しては、好ましくは２つの形式の変調が本発明の順方向チャネルにおいて使用される。すなわち、デジタルＦＭ（２レベルおよび４レベルＦＳＫ）およびＡＭ（ＳＳＢまたはパイロットキャリアを備えたＱＡＭ）である。デジタルＦＭ変調は両方の形式のフレームの同期部分に対して、かつ制御フレームのアドレスおよびデータフィールドに対して使用される。ＡＭ変調（各サイドバンドは独立に使用できあるいは単一のメッセージでいっしょに組み合わせることができる）は音声フレームの音声メッセージフィールドにおいて使用される。前記送信のデジタルＦＭ部分は６４００ＢＰＳ（３２００ボーのシンボル）のシグナリングをサポートする。前記送信のＡＭ部分は帯域制限された音声（２８０Ｈｚ）をサポートしかつ一対の音声信号に対し６．２５ｋＨｚを必要とする。後に示される、プロトコルは１つのチャネル全体を６．２５ｋＨｚのサブチャネルに細分し、かつ各サブチャネルおよびＡＭサイドバンドを独立のメッセージに使用することにより低減されたＡＭ帯域幅の利点を得る。本発明の音声システムは好ましくは２５ｋＨｚまたは５０ｋＨｚの順方向チャネルによって動作するよう設計されるが、他のサイズのスペクトルも本発明の意図する範囲内にある。２５ｋＨｚの順方向チャネルは制御フレームの間に単一のＦＭ制御信号をサポートし、かつ音声フレームのメッセージ部分の間に３つまでのＡＭサブチャネル（６つの独立した信号）をサポートする。５０ｋＨｚの順方向チャネルは制御フレームの間に時間ロックして動作する２つのＦＭ制御信号をサポートし、かつ音声フレームのメッセージ部分の間に７つまでのＡＭサブチャネル（１４の独立した信号）をサポートする。もちろん、異なるサイズの帯域幅およびサブチャネルおよび信号の数を使用する他の構成も本発明の範囲内にある。ここで開示される例は単に例示的なものでありかつここで特許請求される可能性ある広い範囲を示すものに過ぎない。変調およびスペクトルのサブチャネル化によって達成されるスペクトル効率に加えて、本発明は、他の実施形態において、音声を１〜５倍の係数で時間スケーリングする話者依存（ｓｐｅａｋｅｒｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）音声圧縮技術を使用することができる。同じメッセージの異なる部分または異なるメッセージに対してサブチャネルの双方のＡＭサイドバンド（あるいは、２つのＱＡＭ成分）を使用することにより、サブチャネルごとの総合的な圧縮率または係数は２〜１０倍となる。音声品質は典型的には時間圧縮係数の増大と共に低減する。本発明の音声システムにおいて好適に使用される圧縮技術は前に述べたように波形類似性をベースとした重複加算技術（ＷＳＯＬＡ）として知られた時間スケーリング技術の修正された形式である。ＷＳＯＬＡの修正された形式は使用される特定の話者または音声に依存し、従って「ＷＳＯＬＡ−話者依存（ＷＳＯＬＡ−Ｓｐｅａｋｅｒｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）」に対して“ＷＳＯＬＡ− ＳＤ”と称され、これについては後に説明する。本発明の動作は逆方向（ベース受信機への入り：ｉｎｂｏｕｎｄｔｏｔｈｅｂａｓｅｒｅｃｅｉｖｅｒ）チャネルが利用可能な場合に強化される。周波数分割単信（ｓｉｍｐｌｅｘ）モードの動作はサポートされる１つの入り（ｉｎｂｏｕｎｄ）動作モードである。（共に本発明の譲受人、モトローラ・インコーポレイテッド、に譲渡された、米国特許第４，８７５，０３８号および第４，８８２，５７９号は入りチャネルによる複数のアクノレッジ信号の使用について説明しておりかつここに参照のため導入される）。周波数分割単信においては、別個の専用のチャネル（通常出チャネルと対になっている）が入り送信のために設けられる。８００〜９６００ＢＰＳの入りデータレートは１２．５ｋＨｚのチャネル帯域幅内に入るものと考えられる。本発明のシステムは逆方向チャネルの利用可能性に応じていくつかのモードの１つで動作することができる。いずれの逆方向チャネルも利用可能でない場合は、システムは好ましくはアドレシングおよび音声メッセージングの双方のためにサイマルカストモードで動作する。逆方向チャネルが提供されたとき、システムはターゲット（ｔａｒｇｅｔｅｄ）メッセージモードで動作することができ、これによってメッセージは携帯用音声ユニットの近くに位置する単一のまたはある部分集合の送信機によってのみ放送される。前記ターゲットメッセージモードは携帯用音声ユニットを位置決めするためのサイマルカストアドレシングによって特徴付けられる。逆方向チャネルによる携帯用音声ユニットの応答はロケーションを提供し、それに続き携帯用音声ユニットへの局部的な（ｌｏｃａｌｉｚｅｄ）メッセージ送信がある。ターゲットメッセージモードの動作はそれがサブチャネルの再使用の機会を提供する点で有利であり、かつその結果このモードの動作は数多くのシステムにおいて大きなシステム容量につなげることができる。図３は、本発明に係わる送信機３００の第１の実施形態のブロック図を示す。アナログ音声信号はアンチエイリアス・ローパスフィルタ３０１に入力され、該ローパスフィルタ３０１は、該フィルタにさらに結合されるアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３０３のサンプリングレートの２分の１より上のすべての周波数を強力に減衰させる。ＡＤＣ３０３は好ましくは前記アナログ音声信号をデジタル信号に変換し、それによってさらなる信号処理がデジタ処理技術を使用して行うことができるようにする。デジタル処理は好ましい方法であるが、同じ機能はアナログ技術によって行うこともでき、あるいはアナログおよびデジタル技術の組合せによって行うこともできる。ＡＤＣ３０３に結合されたバンドパスフィルタ３０５はそのカットオフ周波数より低いおよび高い周波数を強力に減衰させる。より低いカットオフ周波数は好ましくは３００Ｈｚであり、これは重要な音声周波数を通過させることができるが、パイロットキャリアと干渉するような低い周波数を減衰させる。上のカットオフ周波数は好ましくは２８００Ｈｚでありこれは重要な音声周波数を通過させるが隣接送信チャネルと干渉する可能性のあるより高い周波数を減衰させる。自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック３０７がフィルタ３０５に結合されて異なる音声の音量レベルを等しくするのが好ましい。ＡＧＣブロック３０７に好適に結合された時間圧縮ブロック３０９は音声信号の送信のために必要な時間を短縮し、一方バンドパスフィルタ３０５の出力におけるものと実質的に同じ信号スペクトルを維持する。前記時間圧縮方法は好ましくは（後に説明する）ＷＳＯＬＡ−ＳＤであるが、他の方法も使用できる。振幅圧縮ブロック３１１、および受信機７００（図７）における対応する振幅伸長ブロック７２０は受信音声の見かけの（ａｐｐａｒｅｎｔ）信号対雑音比を増大するためによく知られた圧伸（ｃｏｍｐａｎｄｉｎｇ）装置を形成する。圧伸比率は好ましくはデシベルで２〜１であるが、他の比率も本発明によって使用することができる。ページングシステムのような通信システムの特定の場合は、装置３０１〜３０９はページングターミナル（図１の１１３）に含まれかつ図３の残りの構成要素はページング送信機（図１の１０２）を構成するようにすることができる。そのような場合、ページングターミナルとページング送信機との間に典型的にはデジタルリンクがある。例えば、ブロック３０９の後の信号はパルス符号変調（ＰＣＭ）技術を使用して符号化されかつ次にＰＣＭを使用してデコードされてページングターミナルとページング送信機との間で転送されるビットの数を低減することができる。いずれにしても、振幅圧縮ブロック３１１に結合された第２のバンドパスフィルタ３０８はそのカットオフ周波数より下のおよび上の周波数を強力に減衰させてＡＧＣ３０７、時間圧縮ブロック３０９または振幅圧縮ブロック３１１によって発生されるいずれのスプリアス成分をも除去する。下側のカットオフ周波数は好ましくは３００Ｈｚであり、これは重要な音声周波数を通過できるようにするが、パイロットキャリアと干渉する可能性のあるより低い周波数を減衰させる。上側カットオフ周波数は好ましくは２８００Ｈｚであり、これは重要な音声周波数を通過させるが隣接送信チャネルと干渉する可能性のあるより高い周波数を減衰させる。前記時間圧縮音声サンプルは好ましくは音声メッセージ全体が処理されるまでバッファ３１３に格納される。これは時間圧縮された音声メッセージが次に全体として送信できるようにする。このバッファリング方法は好ましくはページングサービス（これは典型的には非リアルタイムサービスである）のために使用される。他のバッファリング方法も他の用途のためには好ましく使用することができる。例えば、２方向リアルタイム通話を含む用途では、この形式のバッファリングによって生じる遅延は耐えられないものとなるであろう。その場合、幾つかの通話の小さなセグメントをインタリーブするのが好ましい。例えば、もし時間圧縮比が３：１であれば、３つのリアルタイム音声信号が単一のチャネルによって送信できる。これら３つの送信は前記チャネルにおいて１５０ミリセカンドのバーストでインタリーブすることができ、かつ結果として生じる遅延は好ましくないものではない。バッファ３１３からの時間圧縮された音声信号はヒルバート変換フィルタ３２３にかつ該ヒルバート変換フィルタと同じ遅延を有するがそれ以外は信号に影響を与えない時間遅延ブロック３１５の双方に供給される。時間遅延ブロック３１５（加算回路３１７を通って）およびヒルバート変換フィルタ３２３の出力は、それぞれ、上部サイドバンド（ＵＳＢ）単側波帯（ＳＳＢ）信号の同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を形成する。前記時間遅延の出力およびヒルバート変換フィルタの否定（ｎｅｇａｔｉｖｅ）（３２５）は、それぞれ、下部サイドバンド（ＬＳＢ）単側波帯信号の同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）成分を形成する。従って、前記送信は、点線接続で示されるように、下部サイドバンドまたは上部サイドバンドのいずれかによることができる。１つの時間圧縮された音声信号を送信するために上部サイドバンドが使用されている間に、下部サイドバンドは同時に下部サイドバンドによって動作する他の同様の送信機を使用することにより第２の時間圧縮された音声信号を送信することができる。ＳＳＢは送信帯域幅の効率的な使用およびクロストークに対する耐性のため好ましい変調方法である。両側波帯振幅変調（ＡＭ）または周波数変調（ＦＭ）を使用することができるが、送信のために少なくとも２倍の帯域幅を必要とする。また、１つの時間圧縮された音声信号を直接Ｉ成分を介してかつ第２の時間圧縮された音声信号を直接Ｑ成分を介して送信することもできるが、本実施形態では、この方法はマルチパス受信が受信機において生じた場合に２つの信号の間でクロストークを受けやすい。直流（ＤＣ）信号が前記信号のＩ成分に加えられてパイロットキャリアを発生し、これは前記信号と共に送信されかつ受信機（７００）によって利得および位相変動の影響または送信チャネルにおけるフェーディングを実質的に打ち消すために使用される。前記信号のＩおよびＱ成分はそれぞれデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）３１９および３２７によってアナログ形式に変換される。これは２つの信号は次にそれぞれローパス再生フィルタ３２１および３２９によってろ波されてデジタル−アナログ変換プロセスから生じるスプルアス周波数成分を除去する。直角位相振幅変調（ＱＡＭ）変調器３３３は前記ＩおよびＱ信号を低い電力レベルで無線周波（ＲＦ）キャリアへと変調する。他の変調方法、例えば、変調信号の直接デジタル合成、もＤＡＣ（３１９および３２７）、再生フィルタ（３２１および３２９）、およびＱＡＭ変調器３３３と同じ目的を達成する。最後に、リニアＲＦ電力増幅器３３５は前記変調されたＲＦ信号を所望の電力レベル、典型的には５０ワットあるいはそれ以上、まで増幅する。次にＲＦ電力増幅器３３５の出力は送信アンテナに結合される。他の変形も実質的に同じ結果を生じさせることができる。例えば、振幅圧縮は時間圧縮の前に行うことができ、あるいは完全に除去することができ、装置はそれでも実質的に同じ機能を達成する。図４は、本発明に係わる送信機４００の第２の実施形態のブロック図を示す。図４においては、上部および下部サイドバンドの双方が使用されて同時に同じ時間圧縮信号の異なる部分を送信する。送信機４００は好ましくは図３に示されるように結合されかつ構成されたアンチエイリアス（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓ）フィルタ４００、ＡＤＣ４０３、バンドパスフィルタ４０５、ＡＧＣ４０７、時間圧縮ブロック４０９、振幅圧縮ブロック４１１、およびバンドパスフィルタ４０８を含む。図４の送信機の動作は音声メッセージ全体が処理されかつバッファ４１３に記憶されるまでは図３の場合と同じである。バッファ４１３に格納された時間圧縮音声サンプルは次に上部または下部サイドバンドによって送信されるべく分配される。好ましくは、時間圧縮音声メッセージの第１のハーフは一方のサイドバンドによって送信されかつ時間圧縮音声メッセージの第２のハーフは他方のサイドバンドによって送信される（あるいは、直接前記ＩおよびＱ成分の各々によって送信される）。バッファ４１３からの時間圧縮音声信号の第１の部分は第１のヒルバート変換フィルタ４２３および第１の時間遅延ブロック４１５の双方に供給され、前記第１の時間遅延ブロック４１５はヒルバート変換フィルタ４２３と同じ遅延を有するがそれ以外は信号に影響を与えない。（加算回路４１７を通った）第１の時間遅延および（加算回路４６５を通った）第１のヒルバート変換フィルタ４２３の出力は同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）信号成分であり、これらはＱＡＭ変調器のＩおよびＱ入力に結合された時、時間圧縮音声サンプルの第１の部分からのみの情報を有する上部サイドバンド信号を発生する。バッファ４１３からの第２の時間圧縮音声信号は第２のヒルバート変換フィルタ４６１および第２の時間遅延ブロック４５７の双方に供給され、前記第２の時間遅延ブロック４５７はヒルバート変換フィルタ４６１と同じ遅延を有するがそれ以外では信号に影響を与えない。第２の時間遅延の出力（加算回路４５９および４１７を通った）および第２のヒルバート変換フィルタ４６１の出力の否定（４６３）（かつ再び加算回路４６５を通った）は同相（Ｉ）およびは直角位相（Ｑ）信号成分であり、これらはＱＡＭ変調器のＩおよびＱ入力に結合された時、時間圧縮音声サンプルの第２の部分からのみの情報を有する上部サイドバンド信号を発生する。上部および下部サイドバンド信号のＩ成分は（加算回路４５９によって）ＤＣパイロットキャリア成分と加算されて送信のための複合Ｉ成分を形成する。上部および下部サイドバンド信号のＱ成分は（加算回路４６５によって）加算されて送信のための複合Ｑ成分を形成する。要素４１５，４２３，４５７，４６１，４１７，４５９，４６３，４６５，４１９，４２７，４２１および４２９はプリプロセッサを形成し、該プリプロセッサは前処理された（ｐｒｅｐｒｏｃｅｓｓｅｄ）ＩおよびＱ信号成分を発生し、これらの成分はＱＡＭ変調器４５３に結合された時、各々のサイドバンドに独立した情報を有する、２つの単側波帯信号を有する、サブキャリアＦ_Aを備えた低レベルのサブチャネル信号を発生する。送信機４００はさらに図３において述べたように配置されかつ構成されたＤＡＣ４１９および４２７、再生フィルタ４２１および４２９、ＱＡＭ変調器４３３、およびＲＦ電力増幅器４５５を備えている。図４の送信機の残りの部分の動作は図３の場合と同じである。好ましくは、図３および図４のそれぞれ送信機３００および４００の双方において、アンチエイリアスフィルタ、再生フィルタ、ＲＦ電力増幅器および任意選択的にアナログ−デジタル変換器およびデジタル−アナログ変換器のみが別個のハードウエア要素である。装置の残りは好ましくはプロセッサ、好ましくはデジタル信号プロセッサ、によって動作することができるソフトウエアに導入することができる。図７は、本発明に係わる図３の送信機３００に関連して好適に動作する受信機７００のブロック図を示す。受信アンテナが受信機モジュール７０２に結合されている。受信機モジュール７０２は、ＲＦ増幅器、ミキサ、バンドパスフィルタ、および中間周波（ＩＦ）増幅器（図示せず）のような、伝統的な受信機要素を含む。ＱＡＭ復調器７０４は受信信号のＩおよびＱ成分を検出する。アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）７０６はこれらのＩおよびＱ成分をさらに処理するためにデジタル形式に変換する。デジタル処理が好ましい方法であるが、同じ機能はまたアナログ技術またはアナログおよびデジタル技術の組合せによって行うこともできる。他の方法の復調、例えば、シグマ−デルタ変換器、または直接デジタル復調、も前記ＱＡＭ復調器７０４およびＡＤＣ７０６と同じ目的を達成することができる。フィードフォワード自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック７０８は時間圧縮音声信号と共に送信される、パイロットキャリアを位相および振幅基準信号として使用し送信チャネルにおいて生じる振幅および位相ひずみの影響を実質的に打ち消す。フィードフォワード自動利得制御の出力は受信信号の修正されたＩおよびＱ成分である。該修正されたＱ成分はヒルバート変換フィルタ７１２に供給され、かつ前記修正されたＩ成分はヒルバート変換フィルタ７１２と同じ遅延を有するがそれ以外には信号に影響を与えない時間遅延ブロック７１０に供給される。もし時間圧縮音声信号が上部サイドバンドによって送信されれば、ヒルバート変換フィルタ７１２の出力は（加算回路７１４を通して）時間遅延ブロック７１０の出力に加えられ復元されたまたは再生された時間圧縮音声信号を生成する。もし前記時間圧縮音声信号が下部サイドバンドによって送信されれば、ヒルバート変換フィルタ７１２の出力は前記時間遅延ブロック７１０の出力から減算され（７１６）復元されたまたは再生された時間圧縮音声信号を生成する。再生された時間圧縮音声信号は好ましくはメッセージ全体が受信されるまでバッファ７１８に格納される。他のバッファリング方法も可能である。（図３の説明を参照。）振幅伸長ブロック７２０は図３の振幅圧縮ブロック３１１と組み合わせて動作し圧伸（ｃｏｍｐａｎｄｉｎｇ）機能を達成する。時間伸長ブロック７２２は図３の時間圧縮ブロック３０９と組み合わせて動作しかつ好ましくは音声をその本来の時間フレーム（変換器７２４を通してのオーディオ出力のために）または他のアプリケーションが指示するように他の時間フレームに再構成する。１つのアプリケーションは任意選択的にデジタル化された音声を計算装置７２６に転送することを含み、この場合受信機−コンピュータインタフェースはＰＣＭＣＩＡまたはＲＳ−２３２インタフェースあるいは技術的に知られた任意の種類のインタフェースとすることができる。時間圧縮方法は好ましくはＷＳＯＬＡ−ＳＤであるが、他の方法も、送信機および受信機において相補的（ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ）な方法が使用される限り、使用することができる。構造上の他の変形も実質的に同じ結果を生じさせることができる。例えば、振幅圧縮は時間圧縮の後に行うことができ、あるいは完全に省略することもでき、かつ装置はそれでも実質的に同じ機能を達成するであろう。図８は、本発明に係わる図４の送信機と組み合わせて動作する受信機７５０のブロック図を示す。図８の受信機はアンテナ、受信機モジュール７５２、ＱＡＭ変調器７５４、ＡＤＣ７５６、フィードフォワードＡＧＣ７５８、時間遅延ブロック７６０、そしてヒルバート変換フィルタ７６２を備えこれらは図７において説明したのと同様に配置されかつ構成されている。図８の受信機の動作は、時間遅延ブロック７６０およびヒルバート変換フィルタ７６２の出力までは図７と同じである。ヒルバート変換フィルタ７６２の出力は（加算回路７６４を通して）時間遅延ブロック７６０の出力に加えられて上部サイドバンドによって送信された音声メッセージの第１のハーフに対応する再生された時間圧縮音声信号を生成する。ヒルバート変換フィルタ７６２の出力は時間遅延ブロック７６０の出力から減算され（７６６）下部サイドバンドによって送信された音声メッセージの第２のハーフに対応する復元または再生された時間圧縮音声を生成する。前記２つの再生された時間圧縮音声信号はメッセージ全体が受信されるまでそれぞれ上部サイドバンドおよび下部サイドバンド用バッファ７６８および７６９に記憶される。次に、前記メッセージの第１のハーフに対応する信号および前記メッセージの第２のハーフに対応する信号が順次振幅伸長ブロック７７０に供給される。振幅伸長ブロック７７０は図４の振幅圧縮ブロック４１１と組み合わせて動作し圧伸機能を行う。図８の受信機の残りの部分の動作は図７のものと同じである。時間伸長ブロック７７２は図４の時間圧縮ブロック４０９と組み合わせて動作しかつ好ましくは音声をその本来の時間フレームにまたは他のアプリケーションが指示または要求するのに応じて他の時間フレームに再構成する。前記時間圧縮方法は好ましくはＷＳＯＬＡ−ＳＤであるが、送信機および受信機において相補的な方法が使用される限り、他の方法も使用できる。他の構成も実質的に同じ結果を生じさせることができる。例えば、振幅圧縮は時間圧縮の後に行い、あるいは完全に削除することができ、かつ装置はそれでも実質的に同じ機能を達成する。図３および図４の送信機の構成と同様に、図７および図８の構成要素の多くは、これらに限定されるものではないが、ＡＧＣ、単側波帯またはＱＡＭ復調器、加算回路、振幅伸長ブロック、および時間伸長ブロックを含めてソフトウエアで実施できる。すべての他の構成要素は好適にハードウエアで構成できる。もし本発明の音声処理、符号化および変調部分がハードウエアで構成される場合は図５の構成を使用することができる。例えば、図５の送信機５００はそれぞれのパイロットキャリアの周波数（５８１〜５８３）にセットされた一連の対の単側波帯エキサイタ（５７１〜５７６）を含む。エキサイタ５７１〜５７６およびパイロットキャリア５８１〜５８３は別個の音声処理経路に対応する。ＦＭ信号エキサイタ５７７（前に述べた同期、アドレスおよびデータフィールドのために使用されるデジタルＦＭ変調に対する）信号を含めて、これらすべての信号は加算増幅器（ｓｕｍｍｉｎｇａｍｐｌｉｆｉｅｒ）５７０に供給され、該加算増幅器５７０は次にリニア増幅器５８０によって増幅されかつその後送信される。ＦＭエキサイタ５７７の低レベル出力はまた加算増幅器５７０においてリニアに組み合わされる。加算増幅器５７０の複合出力はリニアＲＦ電力増幅器５８０によって所望の電力レベル、通常５０ワットまたはそれ以上、に増幅される。リニアＲＦ電力増幅器５８０の出力は次に送信アンテナに結合される。いくつかのサブチャネルの信号を組み合わせるために他の手段を使用することもできる。例えば、図４における４１７および４６５の出力において得られた、いくつかのデジタルベースバンドＩおよびＱ信号は周波数的にそれらのそれぞれのサブキャリアオフセット周波数に変換され、デジタル形式で結合され、次にキャリア周波数への変調のためにアナログ形式に変換することができる。図９を参照すると、本発明に係わる他の受信機ユニット９００が示されている。受信機９００はさらに前記ＦＬＥＸ^TMシグナリングプロトコルにおいて使用されるＦＭ変調された制御信号を検出しかつデコードするための手段を導入している。ブロック９０２は受信機フロントエンドおよびＦＭバックエンドである。デジタル自動周波数コントローラ（ＤＡＦＣ）および自動利得コントローラ（ＡＧＣ）がブロック９０２に導入されている。ブロック９０６はサポート用チップ９５０を備えた無線プロセッサを含み、かつブロック９１１，９１４および９１６はすべての出力装置を含む。ブロック９０４はプロセッサ９０６の制御の下で動作するバッテリセイバまたはバッテリ節約回路である。ブロック８５０はリニアデコーダであり、これに続きアナログ−デジタル変換器およびランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）ブロック８６８が設けられる。受信機ブロック９０２は好ましくは米国特許第５，２３９，３０６号（この特許は本発明の譲受人に譲渡されかつ参照のためここに導入される）に記載されたＤＡＦＣおよびＡＧＣの追加を含む修正されたＦＭ受信機であり、かつ大部分の受信機利得の後のしかしながらＦＭ復調器の前のポイントで中間周波（ＩＦ）出力を提供する。モトローラのＦＬＥＸ^TMプロトコルに両立するページャを制御する同じプロセッサは適切にアドレス認識およびＦＭ復調信号のメッセージデコードを含む本発明のすべてのプロトコル機能を取り扱うことができる。さらに、ＦＭ変調されたアドレス（かつ多分メッセージポインタのコードワード）に応じて、プロセッサ９０６はアナログ−デジタル変換およびＲＡＭブロック８６８の動作を開始する。ブロック８６８はリニアデコーダブロック８５０の出力におけるＩ（同相）およびＱ（直角位相）リニア変調信号のいずれかまたは双方をサンプルする。信号サンプルは直接アドレスカウンタの助けによりかつプロセッサ９０６からの制御信号に応じてＲＡＭに書き込まれる。音声はチャネルの単一の音声帯域幅を占有するＳＳＢ信号として、あるいは等価的に前に述べたようにＩまたはＱチャネルのいずれかによって送信することができる。ＩおよびＱ信号の各々は同時に同じＲＦ帯域幅を２つのアナログの単側波帯（ＳＳＢ）として占有する。音声帯域幅は２．８ＫＨｚのオーダであり、従ってもしアナログＳＳＢがＩおよびＱチャネル情報から再生される場合は各々約６．４ＫＨｚの信号サンプリングレートが典型的に前記アナログ−デジタル変換器に要求される。アナログ−デジタル変換器は８ビット精度でサンプルする（もちろん１０ビット程度が好ましいが）。アナログ−デジタル変換器によるダイレクトメモリアクセスはその速度および電力がチャネルデータレートの直接の関数ではないプロセッサを使用することができるようにする。すなわち、マイクロプロセッサはダイレクトメモリアクセスと共に使用でき、もしアナログ−デジタル変換されたデータがマイクロプロセッサを通してメモリに読まれるべき場合はかなり高速のプロセッサが必要となる。前記アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）、デュアルポートＲＡＭおよびアドレスカウンタはブロック８６８としてグループ化されている。第２のＲＡＭＩ／Ｏポートは直列または並列とすることができ、かつ毎秒６または１２Ｋサンプルのレートで動作する。第２のＲＡＭＩ／Ｏポートはプロセッサがサンプルされた音声またはデータを抽出し、復調機能を処理し、かつ圧縮音声を伸長しあるいはデータをフォーマットすることができるように設けられている。回復された音声は音声プロセッサ９１４および変換器９１６を介して再生され、一方フォーマットされたデータは表示装置９１１上に表示することができる。再び図９を参照すると、詳細な電気的ブロック図は本発明のデュアルモード通信受信機の受信機動作をさらに詳細に説明するために使用できる。ＦＭ変調フォーマットで、あるいはリニア変調フォーマット（ＳＳＢのような）で変調された、送信された情報信号はアンテナ８０２によって捕捉され、該アンテナ８０２は該情報信号を受信機セクション９０２に、かつ特に無線周波（ＲＦ）増幅器８０６の入力に結合する。前記メッセージ情報は、ＶＨＦバンドおよびＵＨＦバンドにおけるもののような、任意の適切なＲＦチャネルによって送信される。ＲＦ増幅器８０６は、９３０ＭＨｚのページングチャネル周波数で受信された信号のもののような、受信された情報信号を増幅し、増幅された情報信号を第１のミキサ８０８の入力に結合する。本発明の好ましい実施形態においては周波数シンセサイザまたは局部発振器８１０によって発生される、第１の発振器信号もまた第１のミキサ８０８に結合される。第１のミキサ８０８は前記増幅された情報信号および前記第１の発振器信号を混合して４５ＭＨｚのＩＦのような、第１の中間周波数、またはＩＦ、信号を提供し、これは第１のＩＦフィルタ８１２の入力に結合される。特に他のページングチャネル周波数が使用される場合には、他のＩＦ周波数も同様に使用できることが理解されるであろう。オンチャネル（ｏｎ−ｃｈａｎｎｅｌ）情報信号であるＩＦフィルタ８１２の出力は第２の変換セクション８１４の入力に結合され、これについては後にさらに詳細に説明する。第２の変換セクション８１４は前記オンチャネル情報信号を、これもまたシンセサイザ８１０によって発生される、第２の発振器信号を使用して、４５５ＫＨｚのような、下側の中間周波数に混合する。第２の変換セクション８１４は結果として得られた中間周波信号を増幅してＦＭ復調セクション９０８にまたはリニア出力セクション８２４に結合するのに適した第２のＩＦ信号を提供する。受信機セクション８０４は伝統的なＦＭ受信機と同様の方法で動作するが、伝統的なＦＭ受信機と異なり、本発明の受信機セクション８０４はまた前記第２の変換セクション８１４に結合され、かつ前記第２のＩＦ信号を適切にサンプルして受信機の同調を割り当てられたチャネルに維持するために周波数シンセサイザ８１０に結合される周波数訂正信号を提供する自動周波数制御セクション８１６を含んでいる。受信機の同調の維持は特にＱＡＭ（すなわち、ＩおよびＱ成分）および／またはリニア変調フォーマットで送信されるＳＳＢ情報の適切な受信のために重要である。第１および第２の発振器周波数を発生するために周波数シンセサイザを使用することは、例えば、ＦＬＥＸ^TMプロトコルにおけるような、コードメモリのプログラミングおよび／または無線により受信されたパラメータによることなどによって選択される、複数の動作周波数に対する受信機の動作選択を可能にする。自動周波数制御セクション８１６からの周波数訂正信号によって調整できる固定周波数発振回路のような、他の発振回路も同様に使用できることが理解されるであろう。自動利得制御８２０はまた本発明のデュアルモード受信機の第２の変換セクション８１４に結合されている。自動利得制御８２０は第２のＩＦ信号のサンプルのエネルギを推定または評価しかつＲＦ増幅器８０６のための所定の利得を維持するためにＲＦ増幅器８０６に対して結合される利得訂正信号を提供する。利得訂正信号はまた第２の変換セクション８１４に結合し第２の変換セクション８１４のための所定の利得を維持する。ＲＦ増幅器８０６および第２の変換セクション８１４の利得の維持はリニア変調フォーマットで送信される高速データ情報の適切な受信のために必要とされ、かつさらに本発明のデュアルモード受信機を伝統的なＦＭ受信機と区別する。メッセージ情報または制御データがＦＭ変調フォーマットで送信される場合、第２のＩＦ信号は、後に詳細に説明するように、ＦＭ復調セクション９０８に結合される。ＦＭ復調セクション９０８は第２のＩＦ信号を当業者によく知られた方法で復調して復元または再生データ信号を提供し、これは前記ＦＭ変調フォーマットで送信されたメッセージ情報および受信アドレスに対応する２進情報の流れ（ｓｔｒｅａｍ）である。復元されたデータ信号は入力／出力ポート、またはＩ／Ｏポート８２８の入力を通して、デコーダおよびコントローラとして機能する、マイクロコンピュータ９０６の入力に結合される。マイクロコンピュータ９０６は通信受信機９００の完全な動作制御を提供し、いくつかを挙げれば、デコード、メッセージ記憶および読出し、表示制御、および警報のような機能を提供する。装置９０６は好ましくはモトローラ社によって製造されるＭＣ６８ＨＣ０５型マイクロコンピュータのような単一チップマイクロコンピュータであり、かつ動作制御のためにＣＰＵ８４０を含む。内部バス８３０は装置９０６の動作要素の各々を接続する。Ｉ／Ｏポート８２８（図９において分割して示されている）は複数の制御およびデータラインを提供し、バッテリセイバスイッチ９０４、オーディオプロセッサ９１４、表示装置９１１、およびデジタル記憶装置８６８のような、外部回路から装置９０６への通信を提供する。タイマ８３４のようなタイミング手段が使用されて、バッテリセイバのタイミング、警報タイミング、およびメッセージ記憶および表示タイミングのような、通信受信機の動作のために必要なタイミング信号を発生するのに使用される。発振器８３２はＣＰＵ８４０の動作のためのクロックを提供し、かつタイマ８３４のための基準クロックを提供する。ＲＡＭ８３８は通信受信機９００の動作を制御する種々のファームウエアルーチンを実行する上で使用される情報を記憶するために用いられ、かつまた数字メッセージのような短いメッセージを記憶するために使用することもできる。ＲＯＭ８３６は、前記復元されたデータ信号のデコード、バッテリセイバ制御、デジタル記憶セクション８６８におけるメッセージ記憶および読出し、そしてページャ動作およびメッセージ提示の一般的な制御などを含む、装置９０６の動作を制御するために使用されるファームウエアルーチンを含む。警報発生器８４２は前記ＦＭ変調されたシグナリング情報のデコードに応じて警報信号を提供する。コードメモリ９１０（図示せず）はＩ／Ｏポート８２８を介してマイクロコンピュータ９０６に結合している。コードメモリは好ましくはＥＥＰＲＯＭ（電気的に消去可能かつプログラム可能なリードオンリメモリ）であり、通信受信機９００が応答する１つまたはそれ以上の所定のアドレスを格納している。前記ＦＭ変調されたシグナリング情報が受信されたとき、それは当業者によく知られた方法でデコーダとして機能する、装置９０６によってデコードされる。前記復元または再生されたデータ信号の情報が記憶された所定のアドレスのいずれかと整合したとき、その後に受信される情報がデコードされてＦＭ変調フォーマットで変調された付加的な情報が受信機に向けられているか否か、あるいは該付加的な情報がリニア変調フォーマットで変調されているか否かを判定する。前記付加的な情報がＦＭ変調フォーマットで送信された場合には、復元されたメッセージ情報は、後にさらに説明するように、マイクロコンピュータのＲＡＭ８３８に、あるいはデジタル記憶セクション８６８において受信されかつ記憶され、かつ警報発生器８４２に対し警報信号が発生される。該警報信号は変換器９１６をドライブするオーディオ処理回路９１４に結合され、可聴警報を伝達する。触覚的または振動的警報のような、他の形式の検知可能な警報も同様にユーザに警報するために提供することができる。付加的な情報がリニア変調フォーマット（ＳＳＢまたは「ＩおよびＱ」のような）で送信されるべき場合は、マイクロコンピュータ９０６はポインタ情報をデコードする。該ポインタ情報は受信機に対して前記付加的な情報が送信されるべきチャネル帯域幅内でサイドバンドのどのような組合せであるか（あるいはＩおよびＱ成分のどのような組合せであるか）に関して指示する情報を含む。装置９０６は現在のバッチの終りまで、ＦＭ変調フォーマットで送信される情報の監視およびデコードの動作を維持し、現在のバッチの終りで次の割り当てられたバッチまであるいは前記ポインタによって識別されるバッチに到達するまで受信機への電源を停止し、その間に高速データが送信される。装置９０６は、Ｉ／Ｏポート８２８を介してバッテリセイビング制御信号を発生し、これはバッテリセイバスイッチ９０４に結合してＦＭ復調器９０８への電源を停止し、かつリニア出力セクション８２４、リニア復調器８５０、およびデジタル記憶セクション８６８への電源を供給し、これについては後に説明する。今やＳＳＢ（または「ＩおよびＱ」）情報を伝達する、第２のＩＦ出力信号はリニア出力セクション８２４に結合される。リニア出力セクション８２４の出力は直角位相検出器８５０、特に第３のミキサ８５２の入力に結合される。第３の局部発振器もまた第３のミキサ８５２に結合され、該発振器は、もちろん他の周波数も同様に使用できるが、３５〜１５０ｋＨｚの範囲の周波数であるのが好ましい。リニア出力セクション８２４からの信号は前記第３の局部発振器の信号８５４と混合され、第３のミキサ８５２の出力に第３のＩＦ信号を生成し、これは第３のＩＦ増幅器８５６に結合される。第３のＩＦ増幅器は入力信号から出力信号をバッファリングする低利得増幅器である。前記第３の出力信号はＩチャネルミキサ８５８およびＱチャネルミキサ８６０に結合される。前記Ｉ／Ｑ発振器８６２は第３のＩＦ周波数で直角位相発振信号を提供し、これらの信号はＩチャネルミキサ８５８およびＱチャネルミキサ８６０において第３の出力信号と混合されてミキサ出力にベースバンドＩチャネル信号およびＱチャネル信号を提供する。該ベースバンドＩチャネル信号はローパスフィルタ８６４に結合され、かつベースバンドＱチャネル信号はローパスフィルタ８６６に結合され、圧縮されかつ圧伸された音声信号を表す一対のベースバンドオーディオ信号を提供する。前記オーディオ信号はデジタル記憶セクション８６８、特にアナログ−デジタル変換器８７０の入力に結合される。Ａ／Ｄ変換器８７０は該信号を８６４および８６６の出力における最も高い周波数成分の少なくとも２倍のレートでサンプルする。サンプリングレートは好ましくはＩおよびＱチャネルごとに６．４キロヘルツである。該データのサンプリングレートは一例として示されているに過ぎず、かつ他のサンプリングレートも受信されるオーディオメッセージの帯域幅に依存して使用できることが理解されるであろう。高速データが送信されるバッチの間に、マイクロプロセッサ９０６はカウントイネーブル信号を提供しこれはアドレスカウンタ８７２に結合される。Ａ／Ｄ変換器８７０もまた情報シンボル対のサンプリングを可能にするためイネーブルされる。Ａ／Ｄ変換器８７０は高速サンプルブロック信号を発生し、該信号はアドレスカウンタ８７２をクロックするために使用され、該アドレスカウンタ８７２はコンバータ８７０からＲＡＭ８７４へとつながるデータラインを通してサンプルされた音声信号をデュアルポートランダムアクセスメモリ８７４にロードするためのアドレスを順次発生する。高速度でデュアルポートＲＡＭ８７４にリアルタイムでロードされた音声信号はすべての音声信号が受信された後にマイクロコンピュータ９０６によって処理され、それによってマイクロコンピュータ９０６が情報をリアルタイムで処理することを要求しないことにより消費されるエネルギの大幅な低減が得られる。マイクロコンピュータ９０６はデータラインおよびアドレスラインを通して記憶された信号にアクセスし、かつ本発明の好ましい実施形態では、前記情報シンボル対を処理して英数字データが送信されている場合にＡＳＣＩＩ符号化情報を、あるいは音声が送信されている場合にデジタル化サンプルデータを発生する。前記デジタル化音声サンプルはあるいはＢＣＤ，ＣＶＳＤまたはＬＰＣをベースとした形式および必要に応じて他の形式のような他のフォーマットで格納することができる。時間圧縮音声信号の場合は、ＡＤＣ変換器８７０によってサンプルされるＩおよびＱ成分はさらにデュアルポートＲＡＭ８７４およびＩ／Ｏ８２８を介してＣＰＵ８４０によってさらに処理されて、（１）オーディオ信号を振幅伸長し、かつ（２）図７および図８の受信機の同様の動作で説明したように信号を時間伸長する。音声は次に再びＲＡＭ８７４に格納される。ＡＳＣＩＩ符号化データまたは音声データは通信受信機のユーザよって提示のために情報が要求されるまでデュアルポートＲＡＭに格納される。記憶されたＡＳＣＩＩ符号化データはユーザによって記憶されたメッセージを選択しかつ読み出すためのスイッチ（図示せず）を使用して再生される。記憶されたＡＳＣＩＩ符号化メッセージが読み出されるべき場合は、ユーザは読み出されるべきメッセージを選択しかつ読出しスイッチを作動させ、これはマイクロコンピュータ９０６がデータを再生し、かつ再生されたデータを液晶表示装置のような表示装置９１１に提示するようイネーブルする。音声メッセージが読まれるべき場合は、ユーザは読まれるべきメッセージを選択しかつ読出しスイッチを作動させ、これはマイクロコンピュータ９０６がデータをデュアルポートＲＡＭから読み出し、かつ読み出したデータをオーディオプロセッサ９１４に提示するようイネーブルし、前記オーディオプロセッサ９１４は前記デジタル音声情報をアナログ音声信号に変換し、該アナログ音声信号はユーザへの音声メッセージの提示のためにスピーカ９１６に結合される。マイクロコンピュータ９０６はまた周波数選択信号を発生することができ、該信号は周波数シンセサイザ８１０に結合されて前に述べたように異なる周波数の選択を可能にする。図１０を参照すると、タイミング図が示されており図１の無線通信システム１００によって使用される出（ｏｕｔｂｏｕｎｄ）シグナリングにおけるＦＬＥＸ^TM コーディングフォーマットの特徴的構成を示しかつ本発明の好ましい実施形態に係わる制御フレーム３３０の詳細を含んでいる。制御フレームはまたデジタルフレームとして分類される。このシグナリングプロトコルはプロトコル分割部分（ｄｉｖｉｓｉｏｎｓ）に再分され、該プロトコル分割部分は時間３１０、サイクル３２０、フレーム３３０，４３０、ブロック３４０、およびワード３５０である。１５（ｆｉｆｔｅｅｎ）までの４分の独自に識別されるサイクルが各々の時間３１０に送信される。通常、各時間ごとに１５すべてのサイクル３２０が送信される。１２８（ｏｎｅｈｕｎｄｒｅｄｔｗｅｎｔｙｅｉｇｈｔ）までのデジタルフレーム３３０およびアナログフレーム４３０を含む１．８７５秒の独自に識別されるフレームが前記サイクル３２０の各々において送信される。通常、１２８すべてのフレームが送信される。１１５（ｏｎｅｈｕｎｄｒｅｄｆｉｆｔｅｅｎ）ミリセカンド続く１つの同期およびフレーム情報信号３３１および１１個の１６０（ｏｎｅｈｕｎｄｒｅｄｓｉｘｔｙ）ミリセカンドの独自に識別されるブロック３４０が制御フレーム３３０の各々において送信される。毎秒３２００ビット（ｂｐｓ）または６４００ｂｐｓのビットレートが各々の制御フレーム３３０の間に好適に使用される。各々の制御フレーム３３０の間のビットレートは同期信号３３１の間に選択呼出し無線機１０６に通信される。ビットレートが３２００ｂｐｓである場合、図１０に示されるように１６の独自に識別される３２ビットのワードが各ブロック３４０に含まれる。ビットレートが６４００ｂｐｓである場合、３２の独自に識別される３２ビットのワードが各ブロック３４０に含まれる（図示せず）。各々のワードにおいて、当業者によく知られた方法で、少なくとも１１ビットがエラー検出および訂正のために使用され、かつ２１ビットまたはそれ以下が情報のために使用される。各ブロック３４０におけるビットおよびワード３５０は当業者によく知られた技術を使用してインタリーブ様式で送信されてプロトコルのエラー訂正能力を改善する。情報は情報フィールドにおける各々の制御フレーム３３０に含まれ、ブロック情報フィールド（ＢＩ）３３２におけるフレーム構造情報、アドレスフィールド（ＡＦ）３３３における１つまたはそれ以上の選択呼出しアドレス、およびベクトルフィールド（ＶＦ）３３４における１つまたはそれ以上のベクトルを備えている。ベクトルフィールド３３４はベクトル境界３３７で開始する。ベクトルフィールド３３４の各ベクトルはアドレスフィールド３３３のアドレスの１つに対応する。情報フィールド３３２，３３３，３３４の境界はブロック情報フィールド３３２によって規定される。情報フィールド３３２，３３３，３３４は、同期およびフレーム情報フィールド３３１に含まれるシステム情報の形式、およびアドレスフィールド３３３に含まれるアドレスの数、およびベクトルフィールド３３４に含まれるベクトルの数および形式のような、要因に依存して、変わり得る。図１１を参照すると、タイミング図が示されておりこれは図１の無線通信システムによって使用される出シグナリングプロトコルの送信フォーマットの特徴的構造を示しかつ、本発明の好ましい実施形態に従って、音声フレーム４３０の詳細を含んでいる。音声フレームはまたここではアナログフレームとして分類される。プロトコル分割部分の時間３１０、３２０およびフレーム３３０，４３０の持続時間は図１０における制御フレームに関して述べたものと同じである。各々のアナログフレーム４３０はヘッダ部分４３５およびアナログ部分４４０を有する。同期およびフレーム情報信号３３１の情報は制御フレーム３３０における同期信号３３１と同じである。前に説明したように、ヘッダ部分４３５は周波数変調されかつフレーム４３０のアナログ部分４４０は振幅変調される。ヘッダ部分４３５とアナログ部分４４０の間に遷移部分４４４が存在する。本発明の好ましい実施形態によれば、前記遷移部分は３つまでのサブチャネル４４１，４４２，４４３に対する振幅変調されたパイロットサブキャリアを含む。前記アナログ部分４４０は３つのサブチャネル４４１，４４２，４４３を含みこれらは同時に送信され、かつ各々のサブチャネルは上部サイドバンド信号４０１および下部サイドバンド信号４０２（あるいは、同相および直角位相信号）を含む。図１１に示される例では、上部サイドバンド信号４０１は１つのメッセージ断片またはメッセージフラグメント（ｍｅｓｓａｇｅｆｒａｇｍｅｎｔ）４１５を含み、これは第１のアナログメッセージの第１のフラグメントである。下部サイドバンド４０２には４つの品質評価信号４２０，４２２，４２４，４２６、４つのメッセージセグメント４１０，４１２，４１６，４１８、および１つのセグメント４１４（この例では未使用）が含まれる。２つのセグメント４１０，４１２は前記第１のアナログメッセージの第２のフラグメントのセグメントである。２つのセグメント４１６，４１８は第２のアナログメッセージの第１のフラグメントのセグメントである。第１および第２のアナログメッセージは圧縮された音声信号でありこれは３２０のサイクル２の４３０のフレーム１の第１のサブチャネル４４１に含めるためにフラグメント化されている。第１のメッセージの第２のフラグメントおよび第２のメッセージの第１のフラグメントは各々分割されて品質評価信号４２０，４２６を含み、これは３つのサブチャネル４４１，４４２，４４３の各々の下部サイドバンド４０２における所定の位置で反復される。アナログフレームに含まれるメッセージの最も小さなセグメントは音声インクリメントまたは音声増分（ｖｏｉｃｅｉｎｃｒｅｍｅｎｔ）４５０として規定され、そのうち８８がアナログフレーム４３０の各々のアナログ部分４４０において独自的に識別される。前記品質評価信号は好ましくは非変調サブキャリアパイロット信号として送信され、好ましくは持続期間において１つの音声増分であり、かつ好ましくは１つのフレームのアナログ部分内で４２０ミリセカンドより長くない間隔を有する。２つの品質評価信号の間で１つより多くのメッセージフラグメントが生じることができ、かつメッセージフラグメントは典型的には音声増分の可変全体長さを有することが理解されるであろう。図１２を参照すると、本発明の好ましい実施形態に係わる、図１の無線通信システムによって使用される制御フレーム３３０および出シグナリングプロトコルの２つのアナログフレームのタイミング図が示されている。図１２のタイミング図は制御フレーム３３０であるフレームゼロ（図１０）の例を示している。４つのアドレス５１０，５１１，５１２，５１３および４つのベクトル５２０，５２１，５２２，５２３が示されている。２つのアドレス５１０，５１１は１つの選択呼出し無線機１０６のアドレスを含み、一方他の２つのアドレス５１２，５１３は第２および第３の選択呼出し無線機１０６のためのものである。各々のアドレス５１０，５１１，５１２，５１３は関連するベクトルのプロトコル位置（即ち、どこでベクトルがスタートしかつそれがどれだけ長いか）を示すポインタを各々のアドレス内に含めることによってベクトル５２０，５２１，５２２および５２３の１つと独自的に関連している。図１２に示される例では、ベクトル５２０，５２１，５２２，５２３はまたサブチャネルの１つにおけるメッセージ部分と独自的に関連している。特に、ベクトル５２０はサブチャネル４４１の上部サイドバンドを指示することができ（図１１を参照）かつベクトル５２２はサブチャネル４４１の下部サイドバンドを指示することができる。同様に、ベクトル５２１はサブチャネル４４２の両方のサイドバンドを指示することができる。即ち、サブチャネル４４１の場合は、前記例は２つの異なるメッセージ部分が上部および下部サイドバンドによって伝達されることを示すことができる。サブチャネル４４２の場合は、１つのメッセージ部分の２つのハーフがそれぞれ上部および下部サイドバンドによって伝達される。従って、前記ベクトルは好ましくはどのサブチャネル（即ち、どの無線周波数）を受信機がメッセージのために探すべきかを示す情報、かつまた２つの別個のメッセージが前記サブチャネルから復元されるべきか否か、あるいは単一のメッセージの第１および第２のハーフが復元されるべきかを示す情報を含む。２つの異なるメッセージが同時にそれぞれ上部および下部サイドバンド（または、ＩおよびＱチャネル）によって送信される実施形態に対する１つの用途は１つのメッセージが直接的な音声ページングメッセージであり、かつ他方がページャに格納されるべき音声メールボックスのメッセージである場合である。本発明の好ましい実施形態によれば、前記ベクトル位置はベクトルがスタートするベクトル境界３３５の後のワード３５０の数およびワードにおけるベクトルの長さを識別することによって提供される。アドレスおよびベクトルの相対的な位置は互いに独立であることが理解されるであろう。該関係は矢印で示されている。各ベクトル５２０，５２１，５２２，５２３は関連するベクトルのプロトコル位置（即ち、どこでフラグメントがスタートしかつそれがどれ程長いか）を示すポインタを各々のベクトル内に含めることによってメッセージフラグメント５５０，５５１，５５２，５５３に独自に関連している。本発明の好ましい実施形態によれば、前記メッセージフラグメントの位置はフレーム４３０の数（１から１２７まで）、サブチャネル４４１，４４２，４４３の数（１から３まで）、サイドバンド４０１，４０２（またはＩまたはＱ）およびメッセージフラグメントがスタートする音声増分４５０、そして音声増分４５０に関するメッセージフラグメントの長さを識別することによって提供される。例えば、５２２のベクトル３は５５２のメッセージ２、フラグメント１を示す情報を含み、これは選択呼出しアドレス５１２を有する選択呼出し送受信機１０６に向けられており、５６０のフレーム１の音声増分４６４５０（図１２には音声増分４５０は示されていない）でスタートして配置されており、そして５２３のベクトル１３は５５３のメッセージ９フラグメント１を示す情報を含み、これは選択呼出しアドレス５１３を有する選択呼出し送受信機１０６に向けられており、５６１のフレーム５の音声増分ゼロ４５０（音声増分４５０は図１２には示されていない）でスタートするよう配置されている。本発明の好ましい実施形態に従って音声信号が説明されているが、モデム信号またはデュアルトーン多周波（ＤＴＭＦ）信号のような、他のアナログ信号もこれに変えて本発明により適応できることが理解されるであろう。また、前に説明したフレーム構造において使用されるブロック情報は通信システムにおけるより大きな総合スループットを可能にしかつ付加的な特徴を可能にするさらなる強化を達成するために使用できることも理解されるべきである。例えば、携帯用音声ユニットに送信されるメッセージはシステムに送り戻されるアクノレッジメント信号がメッセージを受信していた送信機を識別する情報を含むことを要求することができる。従って、サイマルカストシステムにおける周波数の再使用がこのようにしてメッセージを、携帯用音声ユニットに到達するために要求される１つの送信機を使用して、与えられた携帯用音声ユニットに送信することにより達成できる。さらに、いったんシステムが携帯用音声ユニットのロケーションを知ると、ターゲットのメッセージングを行うことは論理的に続くことになる。本発明の別の態様では、前にＷＳＯＬＡとして説明した時間スケーリング技術は本発明と共に使用された場合に幾つかの現存する不利益を有する。従って、話者依存となるようＷＳＯＬＡを修正する技術が開発されかつ適切に“ＷＳＯＬＡ −ＳＤ”と名付けられた。本発明におけるＷＳＯＬＡの修正をさらに理解するため、ＷＳＯＬＡの簡単な説明を行う。波形類似性をベースとした重複加算（ＷａｖｅｆｏｒｍｓｉｍｉｌａｒｉｔｙｂａｓｅｄＯｖｅｒｌａｐ−Ａｄｄ）技術（ＷＳＯＬＡ）と称される技術は他の技術と比較して高品質の時間スケール変更を達成することができかつまた他の方法よりもずっと簡単である。音声をスピードアップしまたはスローダウンするために使用された時、音声の品質はＷＳＯＬＡ技術によっても非常に良好なものとはならない。再生された音声は背景にエコー、金属音および反響音のような数多くの人工物を含む。本発明のこの態様はこの問題を克服しかつ存在する人工物を最も少なくするための幾つかの強化について述べている。ＷＳＯＬＡアルゴリズムにおける数多くのパラメータは与えられた話者および必要とされる圧縮／伸長または時間スケーリング係数に対して可能な最もよい品質を達成するために最適化されなければならない。本発明のこの態様はこれらのパラメータを決定することおよびそれらを再生された通話または音声信号の品質の改善と共に音声信号の圧縮／伸長または時間スケーリングにおいてどのように導入するかを取り扱う。ＷＳＯＬＡアルゴリズムにおいて、ｘ（ｎ）が変更されるべき入力音声信号であり、ｙ（ｎ）が時間スケールを変更された信号であり、かつαが時間スケーリングパラメータであるとする。もしαが１より小さければ、音声信号は時間的に伸長される。もしαが１より大きければ、音声信号は時間的に圧縮される。図１３〜図１７を参照すると、ＷＳＯＬＡ時間スケーリング（圧縮）方法の幾つかの反復（ｉｔｅｒａｔｉｏｎｓ）に対するタイミング図が本発明のＷＳＯＬＡ−ＳＤの好ましい方法との比較のために示されている。入力音声は適切にデジタル化されかつ記憶されているものと仮定すると、図１３は非圧縮音声入力信号に対するＷＳＯＬＡ方法の第１の反復を示している。ＷＳＯＬＡ方法は時間スケール係数α（この例ではこれは２に等しいと仮定し、もしα＞１であれば圧縮となりかつα＜１あれば伸長となる）、および入力音声特性に独立でありかつ特にピッチに独立である任意の分析セグメントサイズ（Ｓｓ）を必要とする。オーバラップセグメントサイズＳ_oは０．５＊Ｓｓとして計算されかつＷＳＯＬＡにおいて固定される。最初のＳｓサンプルは図１４に示されるように直接出力にコピーされる。出力における最後のサンプルの指数またはインデクス（ｉｎｄｅｘ）がＩ_f1るものとする。オーバラップインデクスＯ₁前記出力における最後に得られるサンプルの終わりからＳｓ／２サンプルとして決定される。今やオーバラップ加算されるサンプルはＯ₁およびＩ_f1の間である。サーチインデクス（Ｓ₁）はα＊Ｏ₁として決定される。入力信号の初期部分が出力にコピーされた後、入力からのサンプルの移動ウィンドウの決定が行われる。該ウィンドウはサーチインデクスＳ₁ 周りに決定される。前記ウィンドウの初めがＳ_i−Ｌ_offsetであるものとしかつ終わりがＳ_i＋Ｈ_offsetであるものとする。最初の反復では、ｉ＝１である。ウィンドウ内で以下に示される正規化された相互相関方程式を使用して最善の相関Ｓ_oサンプルが決定される。【数１】前記正規化されたＲ（ｋ）が最大になる遅れ（ｌａｇ）ｋ＝ｍが決定される。最善のインデクスＢ_iはＳ_i＋ｍで与えられる。平均振幅差関数（ＡｖｅｒａｇｅＭａｇｎｉｔｕｄｅＤｉｆｆｅｒｅｎｃｅＦｕｎｃｔｉｏｎ：：：ＡＭＤＦ）のような他の機構および他の相関関数も最善の整合する波形を検出するために使用することができる。Ｂ₁で始まるＳ_oサンプルは次に増大するランプ関数（ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇｒａｍｐｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって乗算され（もちろん他の重み付け関数も使用できる）かつ出力における最後のＳ_oサンプルに加算される。加算の前に、出力におけるＳ_oサンプルは低減する（ｄｅｃｒｅａｓｉｎｇ）ランプ関数によって乗算される。加算の結果得られたサンプルは入力における最後のＳ_oサンプルを置き換えることになる。最後に前の最善の整合するＳ_oサンプルのすぐ後に続く次のＳ_oサンプルが次に次の反復において使用するために出力の終わりにコピーされる。これはＷＳＯＬＡにおける最初の反復の終わりになる。次の反復のために図１５および図１６を参照すると、Ｏ₁と同様に新しいオーバラップインデクスＯ₂を計算する必要がある。同様に、新しいサーチインデクスＳ₂および対応するサーチウィンドウが前の反復において行われたように決定される。再び、サーチウィンドウ内で、最善の相関Ｓ_oサンプルが前に述べた相互相関方程式を使用して決定され、この場合決定される最善のサンプルの初めはＢ₂である。Ｂ₂で始まるＳ_oサンプルは次に増大するランプ関数によって乗算されかつ出力における最後のＳ_oサンプルに加算される。加算に先立ち、出力におけるＳ_oサンプルは低減するランプ関数により乗算される。加算の結果得られるサンプルは入力における最後のＳ_o サンプルを置き換える。最後に、前の最善の整合するＳ_oサンプルのすぐ後に続く次のＳ_oサンプルが次に次の反復において使用するために出力の終わりにコピーされ、この場合将来のｉ番目の反復はオーバラップインデクスＯ_i、サーチインデクスＳ_i、出力における最後のサンプルＩ_fi、および最善のインデクスＢ_iを有することになる。図１７は、図１３〜図１６を参照して前に述べた２つの反復からの結果として得られる出力を示す。２つの反復の間に結果として得られた出力信号に重複がないことに注目すべきである。もし前記方法が同様の様式で継続されれば、ＷＳＯＬＡ方法は音声信号全体を時間スケール（圧縮）するが、各々の反復の結果の間に決して重複がないことになる。ＷＳＯＬＡ時間スケール伸長は同様の様式で行われる。本発明の好ましい方法（ＷＳＯＬＡ−ＳＤ）に対して、ＷＳＯＬＡの幾つかの欠点または不都合が明らかになる。これらの欠点は図１８〜図２３において示されるＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法の次の例を見る場合に考慮すべきである。ＷＳＯＬＡの主たる欠点は時間スケールされた音声の最適の品質を得ることができないことであり、それはピッチ特性に係わりなくすべての入力音声に対し固定された分析セグメントサイズ（Ｓｓ）が使用されるためである。例えば、もしＳｓが入力音声信号に対して大きすぎる場合は、伸長によって結果として得られる音声はエコーおよび反響を含むであろう。さらに、もしＳｓが入力音声信号に対して小さすぎれば、伸長に応じて得られる音声は荒い（ｒａｓｐｙ）響きのものとなるであろう。ＷＳＯＬＡの第２の重要な欠点は圧縮率（α）が２より大きい場合に生じる。そのような場合、反復の間の移動ウィンドウの間隔は該方法が重要な入力音声成分をスキップするようにさせ、それによって結果として得られる出力音声の了解性（ｉｎｔｅｌｌｉｇｉｂｉｌｉｔｙ）に重大な影響を与える。反復の間の重複しないサーチウィンドウを補償するために移動ウィンドウのサイズを増大することは相互相関関数の結果として幾らかの入力音声をさらにスキップさせることになりかつさらに得られる出力音声に顕著に影響を与える可変時間スケーリングを生じさせる。ＷＳＯＬＡ方法の第３の欠点は設計者またはユーザに音声の品質およびある制約を有する与えられたシステムに対する計算の複雑さに関して（与えられた時間スケーリング係数（α）に対して）柔軟性を提供しないことである。これはオーバラップ（ｆ）の程度がＷＳＯＬＡ方法においては０．５に固定されているために特に明らかである。従って、高品質の音声再生を必要とする用途では、適切な処理能力とメモリとを想定すると、本発明のＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法は余分の計算機的な複雑さの費用を払ってより高い程度のオーバラップを使用することができより高品質の音声再生を提供することができる。これに対し、処理能力、メモリまたは他の制約によって制限されている用途では、すぐに使える特定の用途の制約を考慮して、音声の品質が希望する程度まで犠牲になるようにオーバラップの程度をＷＳＯＬＡ−ＳＤにおいて低下させることができる。図２５は、ＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法の総合的なブロック図を示す。このブロック図において、Ｓｓ，ｆおよびαは音声を圧縮するかあるいは伸長するかに応じて計算される。このＷＳＯＬＡ−ＳＤアルゴリズムはＷＳＯＬＡのみよりも再生される音声の品質において大きな改善を提供する。ＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法は話者に依存し、特に特定の話者のピッチに依存する。従って、ピッチ決定１２は分析セグメントサイズが決定された後に行われる（１４）。与えられたｆおよびα（これらはピッチ決定１２に応じて変更することができ、変更されたαを提供する（１６））に対して、ＷＳＯＬＡ−ＳＤは音声を時間スケーリングする（１８）。時間スケーリングは入力信号の伸長または圧縮のいずれかとすることができる。あるいは、周波数スケーリングされた信号をもしα＞１であればαの係数により時間スケーリングされた信号を補間することによって、あるいはもしα＜１であれば１／αの係数により時間スケーリングされた信号をデシメイトすることによって得ることができる。デシメイションの場合には、デシメイトされる信号のサンプリング周波数は少なくとも該信号の最上位（ｍｏｓｔｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ）周波数成分の少なくとも２／α倍とすべきである。（α＝０．５でありかつ最上位周波数が４０００ヘルツである場合は、前記サンプリングレートは好ましくは少なくとも１６，０００ヘルツであろう。）補間およびデシメイションはデジタル信号処理においてよく知られた技術であり、オッペンハイムおよびシェファ（Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ＆Ｓａｈａｅｆｅｒ）による「離散的時間信号処理（ＤｉｓｃｒｅｔｅＴｉｍｅＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）」に記載されている。例えば、２秒に値する入力音声が８ｋＨｚでサンプルされるものと仮定し、この場合信号が０および４０００ヘルツの間の有意の（ｓｉｇｎｉｔｉｃａｎｔ）周波数成分を有するものとする。該入力音声信号が２の係数で時間スケール圧縮されるものと仮定する。結果として得られる信号は１秒の長さを有するが、それでも０および４０００ヘルツの間の有意の周波数成分を有する。該信号はα＝２の係数で補間される（前記オッペンハイムおよびシェファを参照）。これは結果として２秒の長さの信号を生じるが、０および２０００ヘルツの間の周波数成分を有している。時間スケール領域への戻りが周波数圧縮された信号をα＝２の係数でデシメイトすることにより達成でき情報内容の喪失なしに元の時間スケーリングされた音声（０〜４０００ヘルツの間の周波数成分）が得られる。図１８〜図２２を参照すると、本発明に従ってＷＳＯＬＡ−ＳＤ時間スケーリング（圧縮）方法の幾つかの反復のタイミング図が示されている。入力音声信号は適切にデジタル化されかつ記憶されているものとし、図１８は非圧縮音声入力信号に対するＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法の最初の反復を示す。ＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法はまた入力音声信号の有声音（ｖｏｉｃｅｄ）部分の近似的なピッチ期間の決定を必要とする。ピッチ決定およびどのようにしてセグメントサイズがそこから得られるかの簡単な説明を次に行う。１）入力音声を２０ｍｓのブロックにフレーム化する。２）各ブロックのエネルギを計算する。３）ブロックごとの平均エネルギを計算する。４）ブロックごとの平均エネルギの関数として有声音を検出するためのエネルギしきい値を決定する。５）前記エネルギしきい値を使用して少なくとも５ブロックの長さの有声音の隣接または連続する（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）ブロックを決定する。６）ステップ５において検出された連続する有声音の各ブロックに対してピッチ分析を行う。これは修正された自己相関方法、ＡＭＤＦまたはクリップされた自己相関方法（Ｃｌｉｐｐｅｄａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄ）を含む種々の方法を使用して行うことができる。７）前記ピッチの値がメジアンフィルタ（ｍｅｄｉａｎｆｉｌｔｅｒ）を使用して平滑化され推定におけるエラーを除去する。８）すべての平滑化されたピッチの値を平均して話者のピッチの適切な推定または評価を得る。９）従って、セグメントサイズＳｓの計算は次のようになる。もしピッチＰが６０サンプルより大きければ、Ｓｓ＝２＊ピッチもしビッチＰが４０および６０サンプルの間であれば、Ｓｓ＝１２０もしＰが４０サンプルより小さければ、Ｓｓ＝１００上のすべての場合に８ｋＨｚのサンプリングレートが想定されている。ＷＳＯＬＡ−ＳＤにＷＳＯＬＡの説明で上に述べた欠点のいくつかを克服する利点を与える重要な要因はオーバラップまたは重複ｆの程度である。もしＷＳＯＬＡ−ＳＤにおける重複ｆの程度が０．５より大きければ、これはより複雑であることを犠牲にしてより高い品質を提供する。もしＷＳＯＬＡ−ＳＤの重複ｆの程度が０．５より小さければ、これは品質を犠牲にしてアルゴリズムの複雑さを低減する。したがって、ユーザは彼らの特定のアプリケーションの設計および使用においてより大きな柔軟性および制御を持つことができる。再び図１８〜図２３を参照すると、前記ＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法はαの時間スケール係数（これはこの例では２に等しいと想定しており、もしα＞１であれば圧縮となり、かつもしα＜１であれば伸長となる）および入力音声の特性、すなわち話者のピッチ、に対して最適化される分析セグメントサイズ（Ｓｓ）を必要とする。重複セグメントサイズＳｏはｆ＊Ｓｓとして計算され、かつある与えられたピッチ期間およびｆに対してＷＳＯＬＡ−ＳＤにおいては固定される。示された例では、ｆは０．５より大きく、より高い品質の出力音声を示している。最初のＳｓサンプルは直接出力にコピーされる。最後のサンプルのインデクスまたは指数がＩ_f1であるとする。重複指数Ｏ₁は出力において最後に得られるサンプルの終りからＳｏサンプルとして決定される。今や重複加算されるサンプルは図１９に示されるようにＯ₁とＩ_f1の間である。最初のサーチインデクスまたはサーチ指数（Ｓ₁）は図１８に見られるようにα＊Ｏ₁として決定される。入力信号の初期部分または始めの部分が出力にコピーされた後、入力音声信号からのサンプルの移動ウィンドウ（ｍｏｖｉｎｇｗｉｎｄｏｗ）のロケーションに関して決定が行なわれる。該ウィンドウはサーチインデクスＳ₁の回りであるいは付近で決定される。ウィンドウ内で、最善の相関Ｓｏサンプルが前に説明した相互相関方程式を使用して決定され、この場合決定される最善のサンプルの始めはＢ₁である。Ｂ₁で始まるＳｏサンプルは次に増大するランプ関数（もちろん、他の重み関数も使用できる）によって乗算されかつ出力における最後のＳｏサンプルに加えられる。加算の前に、出力におけるＳｏサンプルは低減するランプ関数により乗算される。加算の結果得られるサンプルは入力における最後のＳｏサンプルを置き換えることになる。最後に、前の最善の整合するＳｏサンプルの直後に続く次のＳｓ−Ｓｏサンプルが次に次の反復において使用するために出力の終りにコピーされる。これはＷＳＯＬＡ−ＳＤにおける最初の反復の終りである。次の反復のために図２０および図２１を参照すると、Ｏ₁と同様に新しい重複指数Ｏ₂を計算する必要がある。同様に、新しいサーチ指数Ｓ₂および対応するサーチウィンドウが前の反復において行なわれたように決定される。再び、サーチウィンドウ内で、最善の相関Ｓｏサンプルが前に説明した相互相関方程式を使用して決定され、この場合決定される最善のサンプルの始めはＢ₂である。Ｂ₂で始まるＳｏサンプルは次に増大するランプ関数によって乗算されかつ出力における最後のＳｏサンプルに加算される。加算の前に、出力におけるＳｏサンプルは低減するランプ関数によって乗算される。加算の結果得られたサンプルは入力における最後のＳｏサンプルを置き換えることになる。最後に、前の最善の整合するＳｏサンプルの直後に続く次のＳｓ−Ｓｏサンプルが次に次の反復において使用するために出力の終りにコピーされる。図２２は、ＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法を使用した２つの反復からの結果として得られる出力信号を示す。結果として得られる出力信号における重複の領域（Ｓｓ− Ｓｏ）があり、これは増大した了解性を保証しかつ本方法が前記ＷＳＯＬＡ方法と比較して重要な入力音声成分をスキップすることを防止する。図２３および図２４を参照すると、本発明にしたがってＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法を使用する時間スケール伸長のためのｉ番目の反復の例示的な入力タイミング図および出力タイミング図が示されている。伸長のための本方法はＯ_i、重複指数、がＳ_i、サーチ指数、よりも速く移動することを除き、本質的に図１８〜図２２に示された例と同様に機能する。より正確には、Ｏ_iは伸長の間にＳ_iよりもα 倍高速で移動する。分析セグメントサイズＳｓは入力音声のピッチ期間に依存する。重複の程度は０から１におよぶことができるが、図２３および図２４のこの例では０．７が使用されている。この場合における、時間スケーリング係数αは伸長率（ｅｘｐａｎｓｉｏｎｒａｔｅ）の逆数である。伸長率が２であると仮定すると、時間スケーリング係数α＝０．５である。重複セグメントサイズＳｏはｆ＊Ｓｓに等しく、または重複の程度×分析セグメントサイズである。したがって、重複加算のいくつかの反復および各々の最善の整合する入力セグメントに対する増大するランプ関数を使用しかつ各々の出力重複セグメントに対し低減するランプ関数を、加算の前に、使用した後、入力音声信号は前に述べたようなＷＳＯＬＡ−ＳＤの全ての利点を維持する出力音声信号として伸長される。ＷＳＯＬＡ−ＳＤアルゴリズムにおけるセグメントサイズＳｓをその瞬間におけるセグメントのピッチによって動的に適応させることによりさらなる改善が得られる。これは前に説明した機構の変更によって行なわれる。もし無声音に対してＳｓ＝１００（サンプリングレート８ＫＨｚが想定されている）の短いセグメントサイズを使用すればそれらの品質は改善されかつ有声音に対してはセグメントサイズはＳｓ＝２＊ピッチとなるであろう。また、音声セグメントが有声音であるか無声音であるかを決定するために少しの変更が必要である。これらの変更を備えた方法は以下の通りである。１）入力音声を２０ｍｓのブロックにフレーム化する。２）各ブロックにおけるエネルギを計算する。３）各ブロックにおけるゼロクロスの数を計算する。４）ブロックごとの平均エネルギを計算する。５）ブロックごとの平均エネルギの関数として有声音を検出するためのエネルギしきい値を決定する。６）前記エネルギしきい値およびゼロクロスしきい値を使用して少なくとも５ブロックの長さの有声音の連続するブロックを決定する。７）全ての有声音セグメントに対してピッチ分析を行ないかつこれらの有声音セグメントの各々における平均ピッチを決定する。これは修正された自己相関方法、ＡＭＤＦまたはクリップド自己相関（Ｃｌｉｐｐｅｄａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）方法を含む種々の方法を使用して行なうことができる。８）有声音としてマーク付けられていないセグメントを今や仮の（ｔｅｎｔａｔｉｖｅ）無声音セグメントとしてマーク付ける。９）前記「仮の無声音セグメント」における少なくとも５つのフレームの連続するブロックがとられかつピッチ分析が行なわれる。最大対最小相関係数の比率が決定される。もし該比率が大きければ、前記セグメントは無声音として分類され、かつもしそれが小さければこれらのセグメントは有声音としてマーク付けられ、かつこれらのセグメントの平均ピッチが音声セグメントの始めおよび終りと共に決定される。１０）これらの分類された音声セグメントの各々に対するセグメントサイズＳｓが次のように決定される。もし有声音であれば、Ｓｓ＝２＊ピッチもし無声音であれば、Ｓｓ＝１００（８ＫＨｚのサンプリングレートが想定される）１１）今や、時間スケーリングのＷＳＯＬＡ−ＳＤ方法が行なわれたが、可変セグメントサイズによる。ここでは、各々の瞬間における処理において使用される入力音声セグメントの位置が決定される。その位置に応じて、すでに決定されたセグメントサイズＳｓが処理において使用される。この技術を使用することはより高い品質の時間スケーリングされた音声信号を生じる結果となる。もしＷＳＯＬＡ−ＳＤが本通信システムの場合におけるように同じ音声入力信号に対して圧縮および次にその後の伸長の双方を行なうために使用されれば、いくつかの技術を使用してある与えられた平均の時間スケール係数に対して再生された音声信号の品質はさらに改善できる。知覚テストから、より高い基本周波数（より低いピッチ期間）を有する音声信号はより低い基本周波数（より高いピッチ期間）を有する音声信号と比較してある与えられた音声品質に対しより多く圧縮できることがわかる。例えば、子供および女性の話者は平均してより高い基本周波数を有する。したがって、彼らの音声は彼らの音声の品質に顕著に影響を与えることなく１０％より多く圧縮／伸長することができる。これに対し、平均してより低い基本周波数を備えた音声を有する男性の話者は１０％より少ない量だけ彼らの音声圧縮／伸長を行なうことができる。したがって、より高いおよびより低い基本周波数を有するほぼ等しい数の話者を有する典型的な通信システムでは、音声の再生における総合的な改善品質は前と同じ圧縮／伸長（時間スケーリング）係数によって得られる。この技術を使用する伸長および圧縮の他の特性がさらなる向上につながる。例えば、音声における大部分の人工物は音声信号の時間スケール伸長の間に生成されることが注目された。音声信号がより多く伸長されればされるほど人工物がより多くなる。また、もし音声信号が元の音声よりやや速く（１０％より少なく）再生されれば、速度の変化はほとんど目立たず、しかしながら人工物の顕著な低減がある。この特性はより小さな伸長係数を備えた音声信号を伸長しかつ人工物を低減しかつその品質を改善することを助ける。例えば、もし入力音声が３の時間スケール係数で圧縮されれば、伸長の間にそれは２．７の係数によって伸長され、これは音声が１０％だけ速く再生されることを意味する。音声速度のこの変化は顕著なものではなくかつ人工物を低減するから、音声の精度が絶対に重要なものではない用途において本発明の方法を実施することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者シュウェンデマン・ロバートジョンアメリカ合衆国フロリダ州 33060、ポンパノ・ビーチ、サウスイースト・テンス・アベニュー 590 (72)発明者シウィアク・カジミーアアメリカ合衆国フロリダ州 33071、コーラル・スプリングス、ノースウエスト・フォーティーンス・ストリート 10988 (72)発明者クズニッキ・ウィリアムジョセフアメリカ合衆国フロリダ州 33065、コーラル・スプリングス、ノースウエスト・ワンハンドレッドス・アベニュー 3681

Claims

【特許請求の範囲】１．少なくとも１つの送信ベースステーションおよび複数の選択呼出し受信機を有する音声圧縮を使用した通信システムであって、前記少なくとも１つの送信ベースステーションにおいて、オーディオ信号を受信するための入力装置、オーディオ信号を圧縮して圧縮されたオーディオ信号を生成しかつ前記圧縮されたオーディオ信号を直角位相振幅変調を使用して変調して処理された信号を提供するための処理装置であって、該処理装置は以下のステップ、ａ）前記オーディオ信号の一部を分析して一連のピッチ期間を決定するステップ、ｂ）前記一連のピッチ期間から推定されたピッチの値を計算するステップ、ｃ）前記推定されたピッチの値に応じてセグメントサイズを決定するステップ、そしてｄ）前記決定されたセグメントサイズに応じて前記オーディオ信号を時間スケール圧縮するステップ、にしたがって前記オーディオ信号を圧縮するもの、そして前記処理された信号を送信するための直角位相振幅変調送信機、を具備し、そして前記複数の選択呼出し受信機の各々において、送信される前記処理された信号を受信するための選択呼出し受信機、直角位相振幅復調技術を使用して受信された前記処理された信号を復調しかつ復調された前記処理された信号を時間スケール伸長して再構成された信号を提供するための処理装置、そして前記再構成された信号を再構成されたオーディオ信号へと増幅するための増幅器、を具備する、前記通信システム。２．前記直角位相振幅変調は単側波帯変調である、請求項１に記載の通信システム。３．前記直角位相振幅変調は同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）変調である、請求項１に記載の通信システム。４．前記通信システムは複数の送信ベースステーションを含み、かつ前記処理された信号は前記複数の選択呼出し受信機の少なくとも１つからアクノレッジメント信号の形式で前記通信システムが将来のメッセージを前記複数の送信ベースステーションを介して前記複数の選択呼出し受信機の内の少なくとも１つに向けることができるようにする情報を要求する制御信号を含む、請求項１に記載の通信システム。５．前記システムはさらに、前記少なくとも１つの送信ベースステーションにおいて、チャネル逸脱の結果として生じるひずみに対する振幅および位相の基準として作用するパイロットキャリア信号発生器、を具備し、前記選択呼出し受信機において、前記パイロットキャリア信号発生器によって発生された振幅および位相基準を検出し、ろ波しかつ応答するための受信機回路、を具備する、請求項１に記載の通信システム。６．圧縮された音声信号を受信するための選択呼出し受信機であって、送信される処理された信号を受信するための選択呼出し受信機であって、前記処理された信号は以下のステップ、ａ）入力音声信号の一部を分析して一連のピッチ期間を決定するステップ、ｂ）前記一連のピッチ期間から推定されたピッチの値を計算するステップ、ｃ）前記推定されたピッチの値に応じてセグメントサイズを決定するステップ、そしてｄ）前記決定されたセグメントサイズに応じて入力音声信号を時間スケール伸長するステップ、にしたがって処理されるもの、単側波帯復調技術および時間スケール伸長技術を使用して受信される処理された信号を復調し再構成された信号を提供するための処理装置、そして前記再構成された信号を再構成されたオーディオ信号へと増幅するための増幅器、を具備する、圧縮された音声信号を受信する選択呼出し受信機。７．前記選択呼出し受信機はさらに、ベースステーションの送信機におけるパイロットキャリア信号発生器によって発生された振幅および位相基準を検出し、ろ波しかつ応答するための受信機回路、を具備する、請求項６に記載の選択呼出し受信機。８．所定の帯域幅を有する通信資源によって選択呼出し信号を送信するための選択呼出しページングベースステーションであって、複数のオーディオ信号を受信するための入力装置、前記通信資源を所定の数のサブチャネルへとサブチャネル化するための手段、前記所定の数のサブチャネルの内の各サブチャネルに対して、それぞれのオーディオ信号の振幅を圧縮しかつそれぞれのオーディオ信号をろ波するための振幅圧縮およびろ波モジュール、前記所定の数のサブチャネルの各々に対しそれぞれのオーディオ信号の圧縮を与える時間スケール圧縮モジュールであって、該時間スケール圧縮モジュールは以下のステップ、ａ）入力音声信号の一部を分析して一連のピッチ期間を決定するステップ、ｂ）前記一連のピッチ期間から推定されたピッチの値を計算するステップ、ｃ）前記推定されたピッチの値に応じてセグメントサイズを決定するステップ、そしてｄ）前記決定されたセグメントサイズに応じて入力音声信号を時間スケール圧縮するステップ、にしたがって処理された信号を発生するよう動作するもの、そして前記処理された信号を送信するための直角位相振幅変調送信機、を具備する、選択呼出しページングベースステーション。９．複数のオーディオ信号を受信するための前記入力装置は電話メッセージまたはコンピュータ装置からのデータメッセージを受信するためのページングターミナルを備えている、請求項８に記載の選択呼出しページングベースステーション。１０．前記振幅圧縮およびろ波モジュールは自動利得制御装置に結合されたバンドパスフィルタに結合されたアナログ−デジタル変換器に結合されたアンチエイリアスフィルタを具備する、請求項８に記載の選択呼出しページングベースステーション。