CN108809880A - 一种低复杂度的mimo-fbmc系统数据收发方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种低复杂度的MIMO‑FBMC系统数据收发方法及装置，该方法在发送端将每根天线上的信号通过并行方式进行QAM调制，且只调制在奇数或偶数子载波上；再将QAM符号使用频域扩展方式进行滤波，通过循环移位来消除信号的相关性；最后将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合并发出；在接收端进行波形分离处理，并相应地做一系列解调步骤，恢复出原始发送数据。本发明通过仅使用奇数或偶数子载波调制信号，并将FBMC系统中较为复杂的重叠相加的波形混合和多路并行处理相结合，不仅可避免子载波间干扰和符号间干扰，还可避免频域扩展带来的效率损失和延时等待带来的速率下降，而且有效地简化了数据处理流程，降低了硬件实现的复杂度。

Description

一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发方法及装置
技术领域
本发明涉及到一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发方法及装置，属于无线通信领域。
背景技术
为了更好地支撑5G的各种应用场景，新型多载波技术的研究需要关注多种需求。其中滤波器组多载波(Filter Bank Multi Carrier，FBMC)技术，是基于子载波的滤波，它放弃了复数域的正交，换取了波形时域局域性上的设计自由度，这种自由度使FBMC可以更灵活地适配信道的变化。
目前，通过将FBMC结合偏置正交幅度调制得到的多频交错技术来实现多载波符号序列的调制，主要过程如下：首先将调制的FBMC符号序列分为实部和虚部，接着实部通过第一原型滤波器、虚部通过第二原型滤波器，使得虚部相对于实部偏移符号周期，以完成时域上的偏移调制，然后将各路符号序列进行频域搬移。
MIMO技术与多载波技术结合得很好，特别是OFDM技术，而且这种情况下，已经开发了复杂的算法。FBMC技术的关键特征是需要有绝对独立的子信道，所以将FBMC技术与MIMO技术结合在一起的时候需要考虑子信道不重叠，当用户利用单个子信道或者非相邻信道的时候，系统可以继续使用QAM调制，MIMO系统与原来的OFDM类似，一些相关的技术仍然可以被利用。但目前FBMC技术与MIMO技术结合仍存在较高的难度，原因在于FBMC系统中相邻子载波上存在干扰，虽然这样的干扰可以通过算法消除，但是与MIMO结合之后，干扰消除的复杂度就变得更高，不适合于实际的硬件实现。
发明内容
发明目的：针对现有的FBMC与MIMO结合存在难度问题，本发明旨在提供一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发方法及装置，以简化FBMC系统的硬件实现，并获得多天线的增益。
技术方案：为达成上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送方法，包括以下步骤：
(1)将输入的比特流按照MIMO系统的天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
(2)将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
(3)将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
(4)使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波，并通过循环移位操作以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
(5)将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
(6)将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN。
一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据接收方法，包括以下步骤：
(1)将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SDe_overlap(i,:)为波形分离操作之后每路的信号，长度为KN，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与MIMO系统的天线数Nss，QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
(2)将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
(3)将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
(4)滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
(5)将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据，最后将Nss天线上的数据组合成原始发送数据。
一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发方法，包括以下步骤：
(1)将输入的比特流按照MIMO系统的发射天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
(2)将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
(3)将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
(4)使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波，并通过循环移位操作以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
(5)将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
(6)将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN；
(7)将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作；
(8)将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
(9)将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
(10)将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
(11)将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据，最后将Nss天线上的数据组合成原始数据。
一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送装置，包括：
分流单元，用于将输入的比特流按照MIMO系统的天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
并行QAM调制单元，用于将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
频域扩展单元，用于将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
FIR滤波单元，用于使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波；
循环移位单元，用于对除第一路数据流信号外的其它Nss-1路数据流信号乘以一个循环移位以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
IFFT单元，用于将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
以及，重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照
X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN。
一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据接收装置，包括：
波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SDe_overlap(i,:)为波形分离操作之后每路的信号，长度为KN，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与MIMO系统的天线数Nss，QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
FFT单元，用于将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
解FIR滤波单元，用于将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
解QAM调制单元，用于将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据；
以及，合并单元，用于将Nss天线上的数据组合成原始发送数据。
一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发装置，包括上述发送装置和接收装置。
有益效果：与现有技术相比，本发明通过发射端去除偏置正交幅度调制(OQAM)，只使用奇数(或偶数)子载波传输调制符号，并且在频域扩展和波形混合时根据FBMC的特性，保证子载波间无干扰，子符号之间无干扰，从而简化了接收端MIMO解调流程，同时每根天线上使用并行的数据处理方式，这种并行路数的选择与FBMC的特性结合，使得波形混合时的并行转串行并不会降低速率。通过多天线和并行处理提高了系统的速率，抵消了无OQAM调整速率的损失。也极大地降低了硬件实现的复杂度。
附图说明
图1是本发明实施例的低复杂度MIMO-FBMC系统发送端示意图。
图2是本发明实施例的低复杂度MIMO-FBMC系统接收端示意图。
图3是本发明实施例的低复杂度MIMO-FBMC系统发送装置模块示意图。
图4是本发明实施例的低复杂度MIMO-FBMC系统接收装置模块示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本发明做进一步说明。
如图1所示，本发明实施例公开的一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送方法，主要包括以下步骤：
(1)MIMO分流：将输入的比特流按照MIMO的发射天线数Nss分配成Nss路传输，这里讨论的MIMO系统是单用户多天线的系统，发射接收天线均为Nss。
(2)并行QAM调制：根据认知无线物理层(PHYDAYS)项目在FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子K，将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，再映射到子载波上传输。设输入数据的比特长度为L，子载波个数为N，则各个变量满足以下的关系：L＝NssKMN/2。
L长度的比特数据经过M阶调制后，变成KN/2长度的复数符号，星座图复数符号分K路映射到N/2个子载波上，即只有奇数或偶数子载波，这样就可以实现K路并行数据传输。本实施例下文以将符号映射到奇数子载波进行说明。
将每根天线上的比特流b1b2...bL/Nss-1bL/Nss进过M阶调制后，得到s1s2...sL/NssM- 1sL/NssM根据L＝NssKMN/2关系也可以表示为s1s2...sKN/2-1sKN/2，再按K等分转换成K路并行传输的星座图复数符号S。
其中，每个符号有N个子载波，但是QAM调制的复数只映射到了奇数子载波上，这样根据FBMC原型滤波器的特性，相邻子载波之间就不存在干扰。
(3)频域扩展：将每个奇数子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行滤波，即先将QAM符号进行2K倍的过采样，得到KN个符号。QAM调制的信号在频域上与原型滤波器进行循环卷积。使用频域扩展方式，则经过频域扩展的符号相当于一个符号被调制到4K-1个子载波上，滤波操作可以看成原来第i个子载波上的符号di分别和原型滤波器的频率系数相乘，得到下标为(i-2)K+1,......,(i+2)K-1的4K-1个频域符号。
信号进行频域扩展滤波后，重叠因子K会在频域增加子载波的分辨率，其代价是增加采样数(等于KN)的处理，对S进行时域插值成SKN，得到每个子带KN长度的时域数据。
(4)FIR滤波：对KN长度的符号通过原型滤波器依次做KN点FIR变为SFIR，其中，除第一路信号外，其他路信号乘以一个循环移位(CSD)来消除信号的相关性。
(5)IFFT变换：滤波后的数据依旧是频域上的数据，使用IFFT的方式，将它从频域变换成时域的数据SIFFT。其中FIR和IFFT可以通过FPGA中自带的Xilinx IP核进行处理，这样，系统的复杂度比传统的VHDL下降了很多。
(6)波形混合：将K路并行的长度为KN的数据重叠相加，即时域波形混合，得到时域发送波形数据X，波形混合的过程根据频域扩频FBMC的特性，不是传统的并转串传输。不是传统的并转串传输，因为这样总速率会在并转串的时候变成并行时的1/K。本发明中将各路数据重叠相加，重叠的长度设计需要保证子载波之间没有载波干扰(ICI)，各符号之间没有符号间干扰(ISI)。
为了接收端能够正常解调出调制在各个子载波上的数据，原型滤波器必须满足一定的准则，在时域中符号间有严重的重叠，为了防止产生ISI，研究滤波器组之间关系的模糊函数：
当τ＝nT，υ＝0，Ap(τ,υ)可以描述子载波上的符号干扰(ISI)；当τ＝0，Ap(τ,υ)可以描述子载波间干扰(ICI)。因此可以总结出，无ISI、ICI的条件为：
其中，T为多载波符号周期，为子载波频率间隔。可以证明，OFDM调制使用的时域矩形脉冲调制满足无ICI、ISI条件，但是在频谱利用率上都有损失。
在FBMC中只使用奇数子载波调制QAM符号，所以不存在ICI。通过2K倍的过采样，原型滤波器的长度为KN，可以得到模糊函数的离散形式：
其中T为符号周期，T/2为半个符号周期。
设相邻两路数据重叠相加的步进为N，以坐标为(i＝0,k＝0)的RE(resourceelements)作为参考点，则在它的相邻子载波和相邻子符号上均没有了干扰。发射端波形X的组帧操作可以表示为以下形式：
X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)
其中，i的取值范围是[1,K]，X是长度为KN+(K-1)*N的数组，初始值为0，SIFFT(i,:)IFFT操作之后每路的信号，长度为KN。
当符号数(n→∞)的时候，X的长度可以约等于KN*n，相当于每路信号的长度，即数据重叠相加的波形混合操作，没有把总速率降为1/K，这样就可以实现空口速率是传统的FBMC系统速率的K倍。这一方法在FBMC更长符号数时优势会更明显。
如图2所示，本发明实施例公开的一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据接收方法，该方法是上述发送端数据处理的逆过程，主要包括以下步骤：
(1)波形分离：波形分离是根据频域扩频FBMC波形混合的特点，进行的逆操作。因为发射端在重叠相加波形混合时，重叠长度的设计保证了子载波之间没有载波干扰(ICI)，各符号之间没有符号间干扰(ISI)，所以相应的逆操作可以得到各路无干扰的接收数据。
设相邻两路波形分离的步进为N，发射端波形X的解组帧操作可以表示为以下形式：
SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]
其中，i的取值范围是[1,K]，X是长度为KN+(K-1)*N的数组，SDe_overlap(i,:)为波形分离操作之后每路的信号，长度为KN。这样依旧是多路并行处理，得到K路信号，信号长度依旧是KN，系统速率不变。
(2)FFT变换：将波形分离后的时域信号使用FFT方式，SDe_overlap通过时频变换变成频域数据SFFT。
(3)解FIR滤波：发射端的循环移位通过信道估计与均衡模块解决，均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据。SFFT在频域上通过与原型滤波器相匹配的匹配滤波器得到SM_FIR。
(4)解频域扩展：滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展。通过抽样的方式进行逆过采样操作，每2K个数据取1个数据为有效数据，得到接收端的QAM符号SM_QAM。
(5)解QAM：将解频域扩展之后的数据通过解QAM处理，恢复成原始传输的数据。
本发明另一实施例公开的一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发方法，包括上述数据发送方法和数据接收方法，具体细节参考前述对应过程，此处不再赘述。
较佳地，下面结合具体的硬件实现环境和通信系统，对发明进行进一步地解释说明。一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送与接收方法，包括以下步骤：
1)以2X2的单用户多天线系统为例，将输入的比特流按照MIMO的发射天线数分配成两路传输。设一共有L个U8输入，则每根天线上有L/2个U8。
2)根据认知无线物理层(PHYDAYS)项目在FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子K(K＝4)，将每根天线上的比特数据通过4路并行方式进行M(M＝2)阶QAM调制，再映射到32个奇数子载波上传输。具体方式如下：
(1)每根天线上的数据为L/2个U8，可以分4路做QAM调制。每路有64个子载波，其中只使用奇数子载波，则L/2必须是32的整数倍，则每路传输的符号数为L/32：
将每根天线上的输入信号U81U82...U8L/2-1U8L/2进过QPSK调制，按4路并行传输的星座图复数符号S：
(2)其中，s1,is2,is3,is4,i是U8i做QPSK调制得到的，这里每一路只使用了第1、3、5……63奇数位的子载波，因为根据FBMC原型滤波器的特性，非相邻子载波之间没有干扰，这样每个奇数子载波上就可以传输完整的QAM符号。
3)将每个奇数子载波上的QAM符号在频域上进行滤波，使用频域扩展方式进行滤波，具体方式如下：
(1)QAM调制的信号在频域上与原型滤波器进行循环卷积。使用频域扩展方式，则经过频域扩展的符号相当于一个符号被调制到15个子载波上，滤波操作可以看成原来第i个子载波上的符号di分别和原型滤波器的频率系数相乘，得到下标为(i-2)*4+1,......,(i+2)*4-1的15个频域符号，传递给IFFT模块处理。
信号进行频域扩展滤波后，重叠因子K＝4会在频域增加子载波的分辨率，其代价是增加采样数(等于KN＝256)的处理，对S进行时域插值成SKN，得到每个子带256长度的时域数据，并依次做256点FIR变为SFIR和IFFT变换成时域的数据SIFFT。
(2)其中FIR和IFFT模块可以通过FPGA中自带的Xilinx IP核进行处理，这样，系统的复杂度比传统的VHDL下降了很多。其中，除第一路信号外，第二路信号乘以一个循环移位来消除信号的相关性。
4)将4路并行的长度为256的时域波形进行混合，得到时域发送波形数据X，具体方式如下：
(1)波形混合的过程根据频域扩频FBMC的特性，不是传统的并转串传输，因为这样总速率会在并转串的时候变成并行时的1/4。本文中将各路时域波形混合相加，波形混合时，重叠的长度设计需要保证子载波之间没有载波干扰(ICI)，各符号之间没有符号间干扰(ISI)。
为了接收端能够正常解调出调制在各个子载波上的数据，原型滤波器必须满足一定的准则，在时域中符号间有严重的重叠，为了防止产生ISI，研究滤波器组之间关系的模糊函数：
当τ＝nT，υ＝0，Ap(τ,υ)可以描述子载波上的符号干扰(ISI)；当τ＝0，Ap(τ,υ)可以描述子载波间干扰(ICI)。因此可以总结出，无ISI、ICI的条件为：
其中，T为多载波符号周期，为子载波频率间隔。可以证明，OFDM调制使用的时域矩形脉冲调制满足无ICI、ISI条件，但是在频谱利用率上都有损失。
在FBMC中只使用奇数子载波调制QAM符号，所以不存在ICI。通过8倍的过采样，原型滤波器的长度为256，可以得到模糊函数的离散形式：
其中T为符号周期，T/2为半个符号周期。
(2)设相邻两路波形混合相加的步进为N＝64，以坐标为(i＝0,k＝0)的RE(resourceelements)作为参考点，则在它的相邻子载波和相邻子符号上均没有了干扰。
相邻两路波形混合相加的步进为64，发射端波形X的组帧操作可以表示为以下形式：
X[(i-1)*64+1:(i-1)*64+256]＝X[(i-1)*64+1:(i-1)*64+256]+SIFFT(i,:)
其中，i的取值范围是[1,4]，X是长度为256+(4-1)*64＝448的数组，初始值为0，SIFFT(i,:)IFFT操作之后每路的信号，长度为256。
当符号数(n→∞)的时候，X的长度可以约等于256n，相当于每路信号的长度，即波形混合操作，没有把总速率降为1/4，由于只用了奇数子载波，所以是传统的FBMC系统速率的2倍。这一方法在FBMC更长符号数时优势会更明显。
5)接收端将时域接收波形数据X，通过波形分离处理，得到4路并行长度为256的时域波形，具体方式如下：
(1)波形分离是根据频域扩频FBMC波形混合的特点，进行的逆操作。因为发射端在重叠相加波形混合时，重叠长度的设计保证了子载波之间没有载波干扰(ICI)，各符号之间没有符号间干扰(ISI)，所以相应的逆操作可以得到各路无干扰的接收数据。
(2)相邻两路波形分离的步进为64，发射端波形X的解组帧操作可以表示为以下形式：
SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*64+1:(i-1)*64+256]
其中，i的取值范围是[1,4]，X是长度为256+(4-1)*64＝448的数组，SDe_overlap(i,:)是波形分离操作之后每路的信号，长度为256。这样依旧是多路并行处理，并且数据量没有变少，系统速率不变。
6)将4路并行数据进行时频转换，在频域上使用匹配滤波器恢复出滤波前的数据，并进行解频域扩展操作，具体方式如下：
(1)SDe_overlap通过时频变换变成频域数据SFFT，在频域上通过与原型滤波器相匹配的匹配滤波器得到SM_FIR。
(2)通过抽样的方式进行逆过采样操作，每8个数据取1个数据为有效数据，得到接收端的QAM符号SM_QAM。
7)并通过解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据，最后将Nss天线上的数据组合成原始数据。
如图3所示，本发明实施例公开的一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送装置，包括：分流单元，用于将输入的比特流按照MIMO的天线数Nss，分成Nss个数据流；并行QAM调制单元，用于将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；频域扩展单元，用于将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；FIR滤波单元，用于对KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波；循环移位单元，用于对除第一路数据流信号外的其它Nss-1路数据流信号乘以一个循环移位以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；IFFT单元，用于将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域数据；以及重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据。
如图4所示，本发明实施例公开的一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据接收装置，包括：波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据；FFT单元，用于将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域数据；解FIR滤波单元，用于将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；解QAM调制单元，用于将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据；以及，合并单元，用于将Nss天线上的数据组合成原始数据。
本发明实施例公开的一种低复杂度MIMO-FBMC系统数据收发装置，包括：分流单元，用于将输入的比特流按照MIMO的天线数Nss，分成Nss个数据流；并行QAM调制单元，用于将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；频域扩展单元，用于将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；FIR滤波单元，用于对KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波；循环移位单元，用于对除第一路数据流信号外的其它Nss-1路数据流信号乘以一个循环移位以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；IFFT单元，用于将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域数据；重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据；FFT单元，用于将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域数据；解FIR滤波单元，用于将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；解QAM调制单元，用于将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据，以及，合并单元，用于将Nss天线上的数据组合成原始数据。
上述各装置实施例可以用于执行上述相应的方法实施例，其技术原理、所解决的技术问题及产生的技术效果相似，具体工作过程及有关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
综上所述，本发明提出的低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送和接收的实现方法，通过只使用奇数(或偶数)子载波调制信号，避免了子载波之间的干扰，通过模糊函数的分析，选择重叠相加合适的步进，避免了符号间的干扰。从而大大简化了MIMO-FBMC系统MIMO解调模块的去干扰操作。并且每根天线上采用的并行处理方式与FBMC特有的波形混合发射机制相结合，避免了频域扩展带来的效率损失，有效地优化了FBMC的发送接收流程，而且在相同采样速率条件下，能达到K/2(原型滤波器重叠因子的一半)倍有效传输速率。可以匹配不同的QAM调制阶数和不同的原型滤波器。所以本方法适用于单用户多天线系统的不同调制方式和不同原型滤波器系统，在实际系统工程中可以运用。

Claims (6)

1.一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)将输入的比特流按照MIMO系统的天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
(2)将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
(3)将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
(4)使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波，并通过循环移位操作以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
(5)将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
(6)将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN。
2.一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据接收方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SDe_overlap(i,:)为波形分离操作之后每路的信号，长度为KN，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与MIMO系统的天线数Nss，QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
(2)将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
(3)将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
(4)滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
(5)将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据，最后将Nss天线上的数据组合成原始发送数据。
3.一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)将输入的比特流按照MIMO系统的发射天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
(2)将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
(3)将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
(4)使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波，并通过循环移位操作以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
(5)将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
(6)将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN；
(7)将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作；
(8)将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
(9)将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
(10)将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
(11)将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据，最后将Nss天线上的数据组合成原始数据。
4.一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据发送装置，其特征在于，包括：
分流单元，用于将输入的比特流按照MIMO系统的天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
并行QAM调制单元，用于将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
频域扩展单元，用于将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
FIR滤波单元，用于使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波；
循环移位单元，用于对除第一路数据流信号外的其它Nss-1路数据流信号乘以一个循环移位以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
IFFT单元，用于将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
以及，重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照
X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN。
5.一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据接收装置，其特征在于，包括：
波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SDe_overlap(i,:)为波形分离操作之后每路的信号，长度为KN，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与MIMO系统的天线数Nss，QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
FFT单元，用于将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
解FIR滤波单元，用于将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
解QAM调制单元，用于将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据；
以及，合并单元，用于将Nss天线上的数据组合成原始发送数据。
6.一种低复杂度的MIMO-FBMC系统数据收发装置，包括发送装置和接收装置，其特征在于，所述发送装置包括：
分流单元，用于将输入的比特流按照MIMO系统的天线数Nss，分成Nss个数据流；所述MIMO系统的发射和接收天线数均为Nss；
并行QAM调制单元，用于将每根天线上的比特数据通过K路并行方式进行M阶QAM调制，并星座图复数符号只映射到奇数或偶数子载波上；其中，K为FBMC系统中设计的原型滤波器的重叠因子，与QAM调制阶数M，输入数据的比特长度L和子载波个数N之间的关系为L＝NssKMN/2；
频域扩展单元，用于将每个子载波上的QAM符号在频域上使用频域扩展方式进行2K倍的过采样，得到KN个符号；
FIR滤波单元，用于使KN长度的符号通过原型滤波器做KN点FIR滤波；
循环移位单元，用于对除第一路数据流信号外的其它Nss-1路数据流信号乘以一个循环移位以消除不同天线对应的数据流信号间的相关性；
IFFT单元，用于将滤波后的数据使用IFFT变换从频域变换到时域；
以及，重叠相加单元，用于将时域数据通过重叠相加的方法实现波形混合，得到时域发送波形数据；其中发送波形数据X按照
X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]+SIFFT(i,:)进行组帧操作，i的取值范围是[1,K]，SIFFT(i,:)为IFFT操作之后每路的信号，长度为KN；
所述接收装置包括：
波形分离单元，用于将接收到的重叠相加波形混合的时域数据转换成对应的多路传输数据，其中对发送波形数据X按照SDe_overlap(i,:)＝X[(i-1)*N+1:(i-1)*N+KN]进行解组帧操作；
FFT单元，用于将波形分离后的时域信号使用FFT变换从时域变换成频域；
解FIR滤波单元，用于将信道均衡之后的频域数据通过匹配原型滤波器进行KN点滤波，恢复出滤波前的数据；
解频域扩展单元，用于将滤波后的数据采用逆采样方式抽取出N/2点数据，实现解频域扩展；
解QAM调制单元，用于将K路并行的星座图复数符号进行解QAM调制恢复出每根天线上的比特数据；
以及，合并单元，用于将Nss天线上的数据组合成原始发送数据。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110071890A (zh) * 2019-04-24 2019-07-30 哈尔滨工业大学（深圳） 一种低峰均比fbmc-oqam信号处理方法和系统
CN110830410A (zh) * 2019-11-08 2020-02-21 中国人民解放军海军航空大学 严格奇偶对称的椭圆球面波信号构建与检测方法
CN112039815A (zh) * 2020-07-28 2020-12-04 上海工程技术大学 一种应用于滤波器组多载波系统的干扰消除方法及其应用
WO2024007937A1 (zh) * 2022-07-08 2024-01-11 华为技术有限公司 调制编码的方法和装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104639491A (zh) * 2015-01-29 2015-05-20 武汉铭为电子科技有限公司 一种基于sfme的时间反演正交频分复用无线通信方法
EP2999183A1 (en) * 2013-06-27 2016-03-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Synchronizing signal transmitting method and device in fbmc system
CN106878220A (zh) * 2015-12-11 2017-06-20 展讯通信（上海）有限公司 一种fbmc符号的调制、解调方法及装置
CN107395544A (zh) * 2017-07-18 2017-11-24 电子科技大学 基于mimo‑fbmc的实数化正交导频序列设计方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2999183A1 (en) * 2013-06-27 2016-03-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Synchronizing signal transmitting method and device in fbmc system
CN104639491A (zh) * 2015-01-29 2015-05-20 武汉铭为电子科技有限公司 一种基于sfme的时间反演正交频分复用无线通信方法
CN106878220A (zh) * 2015-12-11 2017-06-20 展讯通信（上海）有限公司 一种fbmc符号的调制、解调方法及装置
CN107395544A (zh) * 2017-07-18 2017-11-24 电子科技大学 基于mimo‑fbmc的实数化正交导频序列设计方法

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110071890A (zh) * 2019-04-24 2019-07-30 哈尔滨工业大学（深圳） 一种低峰均比fbmc-oqam信号处理方法和系统
CN110071890B (zh) * 2019-04-24 2021-11-02 哈尔滨工业大学（深圳） 一种低峰均比fbmc-oqam信号处理方法和系统
CN110830410A (zh) * 2019-11-08 2020-02-21 中国人民解放军海军航空大学 严格奇偶对称的椭圆球面波信号构建与检测方法
CN110830410B (zh) * 2019-11-08 2022-08-16 中国人民解放军海军航空大学 严格奇偶对称的椭圆球面波信号构建与检测方法
CN112039815A (zh) * 2020-07-28 2020-12-04 上海工程技术大学 一种应用于滤波器组多载波系统的干扰消除方法及其应用
WO2024007937A1 (zh) * 2022-07-08 2024-01-11 华为技术有限公司 调制编码的方法和装置

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