CN104639491A - 一种基于sfme的时间反演正交频分复用无线通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于SFME的时间反演正交频分复用无线通信方法，包括以下步骤：数据源产生串行随机二进制比特流，经串并转换后并行比特数据速率变为串行速率的1/N，经QPSK调制处理后并行比特序列变为并行复数序列d_n＝a_n+jb_n，在进行正交调制之前，利用子载波频域幅度均衡器对d_n进行幅度加权，经子载波频域幅度均衡器处理后所得的并行信号经IFFT、加循环前缀以及串并转换处理后经时间反演器发送到无线信道，在接收端对接收到的信号进行相应的OFDM解调。本发明消除每个子载波时间反演信号聚焦后时域的旁瓣，从而消除丰富散射环境中OFDM系统的相干多径干扰，降低系统的误码率，克服了传统通信系统需要采用多路均衡器进行信道均衡的不足。

Description

一种基于SFME的时间反演正交频分复用无线通信方法

技术领域

发明属于无线通信技术领域，涉及正交频分复用无线通信技术，具体涉及一种基于子载波频域幅度均衡(Sub-Carrier Frequency-DomainMagnitude Equalization,SFME)的时间反演正交频分复用无线通信方法。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)技术利用频域相互正交的子载波调制并行数据，具有高的频谱效率。在实际通信中分别应用逆快速傅里叶变换(Inverse Fast FourierTransform,IFFT)和快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)来实现正交调制及解调，可以减小系统复杂性。正交频分复用技术最大的优点在于即使在频率选择性衰落信道中依然可以获得高的性能，并且采用循环前缀可以抵抗子载波间干扰。然而，OFDM需要精确的信道估计，对频率偏移和时间同步都非常敏感，以及接收端进行的大量的数据处理都导致无线系统复杂结构和高造价。同时为了抵抗长多径时延产生的符号间干扰，过大的保护间隔会严重减低系统的效率。

为了解决OFDM系统存在的问题，可将时间反演(Time Reversal，TR)与OFDM相结合。TR在无线通信中获得了关注是由于其具有多径衰落抑制功能以及独特的时-空聚焦特性和环境自适应能力。TR可自动适应各种复杂的无线传输环境，不需要复杂的多径信号合并处理以及自适应算法，极大地简化接收机设计；更为重要的是，TR在抑制多径衰落的同时，能够充分地利用多径能量来提高信噪比、压缩脉冲扩展、减小符号间干扰、提高系统的通信容量。理论和实验研究表明，例如文献“Green wirelesscommunications:A time-reversal paradigm”(IEEE Journal on SelectedAreas in Communications.2011 September,29(8):1698–1710)，在多径丰富的环境中，TR技术的空间和时间聚焦效果比较明显，可以获得较好的信噪比增益及窄的主瓣宽度，对提高无线通信系统性能的效果十分显著。

然而，研究表明，例如文献“A numerical study on time-reversalelectromagnetic wave for indoor ultra-wideband signal transmission”(Progress In Electromagnetics Research,2007,77:329-342)，常规TR不能完全消除多径影响。在TR聚焦波形相干叠加的主瓣两侧还存在许多小的旁瓣。这些旁瓣在高速率传输下，会与信号脉冲相互交叠。因此，常规TR不能显著地提高OFDM无线通信系统速率，抑制了无线系统向高性能方向上发展。为了克服常规TR技术的缺点，已提出了不同的均衡方式与之相结合，比如TR结合最小均方根误差(MMSE)以及TR结合迫零均衡(ZF)。这些技术都是将TR与其它均衡技术相结合，消弱相干多径影响，提高TR无线通信系统性能。但是随着数据速率的提高以及多径数目的增加，这些均衡技术的复杂度和计算量将会增加，不适应OFDM高速无线通信系统。

例如文献“Time reversal and zero-forcing equalization for fixedwireless access channels”(Signals,Systems and Computers,2005.Conference Record of the Thirty-Ninth Asilomar Conference on.IEEE,2005:1297-1301)提出将TR与迫零均衡(ZF)相结合。该技术是在确定信道冲击响应之后，利用有限冲击响应滤波器来模拟整个传输信道，然后利用迫零算法与TR技术相结合以达到信道均衡的目的。结果表明，该技术对相干多径的抑制好于常规TR技术，但是，过多的均衡器抽头数目会增加系统的复杂度，并且迫零均衡也没有考虑噪声的影响。

文献“Matched filtering with rate back-off for low complexitycommunications in very large delay spread channels”(Signals,Systems and Computers,2004.Conference Record of the Thirty-EighthAsilomar Conference on.IEEE,2004,1:218-222)提出将最小均方误差(MMSE)与TR技术相结合来抑制相干多径和噪声。研究表明该方法能够有效提高TR无线传输系统的性能，但是随着无线信道中多径数目的增加，该均衡技术所需的计算量与复杂度将会急剧增加，不适应OFDM高速无线通信系统。

此外，专利“全通均衡的时间反演超宽带无线通信方法：CN200810044614，2008.11.19”中还提出了一种抑制TR-UWB通信系统相干多径效应的全通均衡时间反演方法，消除了超宽带无线信道中相干多径效应。

这里提出一种基于子载波频域幅度均衡(SFME)的时间反演正交频分复用无线通信方法，应用于TR-OFDM无线通信系统以消除TR时域聚焦波形旁瓣。这种方法是在频域对子载波频谱的幅度进行均衡。

发明内容

本发明旨在提供一种基于子载波频谱幅度均衡(SFME)的时间反演正交频分复用无线通信方法(SFME-TR-OFDM)，消除TR时域聚焦波形主瓣两侧的小旁瓣，用以抑制TR-OFDM无线通信系统在丰富散射环境下的相干多径干扰，提高通信系统的传输性能。本发明具有操作简单、运算量小、适应性强的特点。

本发明技术方案为：

一种基于SFME的时间反演正交频分复用无线通信方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1：进行无线信道测量，获得无线信道的冲击响应h(t)，首先从发射端发射一个探测信号p(t)，接收端接收到信号p'(t)；或从接收端发射一个探测信号p(t)，发射端接收到信号p'(t)；基于探测信号以及接收信号，采用CLEAN算法提取信道冲击响应h(t)，

$h\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{l=1}^L{a}_l\mathrm{\δ}\left({t-\mathrm{\τ}}_l\right)$

其中，L为总的多径数目，l代表每条多径分量的序号，a_l和τ_l分别为第l条路径分量的幅度和时间延迟，δ(t)为单位冲激响应函数，t代表时间，h(t)的频谱为H(ω)＝|H(ω)|·e^jθ(ω)，式中|H(ω)|为无线信道的频域增益或损耗因子，e^jθ(ω)为无线信道的相位因子或色散因子；

步骤2：根据步骤1所记录的无线信道的冲击响应h(t)，对其进行时间反演，得到无线信道冲击响应的时间反演波形h(-t)，同时利用数字滤波器或模拟滤波器构造出无线信道的时间反演器，并使此时间反演器的冲击响应函数为h(-t)和频率响应函数为|H(ω)|·e^-jθ(ω)；

步骤3：构造子载波频域幅度均衡器，所述子载波频域幅度均衡器传输函数为1/|H(ω_n)|²，均衡器传输函数中的H(ω_n)通过对无线信道的传输函数幅度进行离散采样得到，即ω_n为子载波中心频率,n为子载波序号；

步骤4：在OFDM系统中，将串行比特序列经串并转换后进行QPSK映射，获得并行复数序列d_n,n＝0、1…N-1，式中N为OFDM系统子载波个数；

步骤5：OFDM系统中经正交子载波调制之前的并行复数序列d_n对应的子载波为其中f_n为第n个子载波中心频率；由于d_n为频域符号，所提方法是在发送端对并行复数序列d_n进行频域均衡处理d_n·w_n，w_n＝1/|H(ω_n)|²为第n个子载波的幅度加权系数,即将子载波所经历的频率选择性衰落信道的频域损耗因子|H(ω_n)|平方值的倒数加权到并行信号d_n上；

步骤:6：将步骤5中子载波频域幅度均衡器经均衡处理后所得的并行信号经IFFT、加循环前缀以及串并转换处理后经时间反演器发送到无线信道，在接收端对接收到的信号进行相应的OFDM解调。

步骤3构造子载波频域幅度均衡器具体步骤为：根据提取的信道冲激响应h(t)，对其进行快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)来确定信道频率响应H(ω)，对信道频率响应H(ω)进行离散采样，以便获得每个子载波中心频率f_n＝ω_n/(2π)所经历的频率选择性衰落，即n＝0,1,2,…,N-1；利用当前t时刻储存的信道频率响应H(ω_n)，来确定各个子载波的频域均衡系数w_n，各个子载波的频域均衡系数计算公式为w_n＝1/|H(ω_n)|²，由于是在频域中实现子载波均衡，因而采用简单的乘法运算，直接对OFDM并行复数序列d_n信号的幅度进行预均衡，即利用H(ω_n)幅度的平方的倒数对d_n进行幅度均衡，将原复数序列d_n变换为d_n·1/|H(ω_n)|²，然后再将其进行IFFT，得到OFDM发射信号。

由上述技术方案可以看出：在TR-OFDM无线通信系统中，假设经正交子载波调制之后发送的OFDM符号为s(t)，则接收端接收到的信号y(t)为

$\begin{array}{c}y\left(t\right)=s\left(t\right)*h(-t)*h\left(t\right)+n\left(t\right)\\ =s\left(t\right)*[\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l^2+\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\≠l}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_l{a}_j\mathrm{\δ}({t+\mathrm{\τ}}_l-{\mathrm{\τ}}_j)]+n\left(t\right)\end{array}$

上式中， $s\left(t\right)*{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^L{a}_l^2$ 表示时间反演聚焦主瓣， $s\left(t\right)*{\mathrm{\Σ}}_{l=1}^L{\mathrm{\Σ}}_{l\≠k}^L{a}_l{a}_j\mathrm{\δ}({t+\mathrm{\τ}}_l-{\mathrm{\τ}}_j)$ 表示由相干多径引起的时域聚焦旁瓣，这些旁瓣在时间轴上随机散布在主瓣两侧，其中h(t)为无线信道冲击响应，n(t)为信道噪声，l和j代表多径分量的序号，L为多径分量的总数目，a_l和a_j分别为第l和j条路径信号的幅度，τ_l和τ_j分别为第l和j条路径信号的时间延迟，由上式可知，多径信号在t＝0时刻相干叠加，形成聚焦主瓣，多径越丰富主瓣峰值越高，这种特性使得TR在OFDM无线通信系统中极具吸引力，因为聚焦能量能够显著地提高系统信噪比，极大改善系统的性能。然而，常规的TR不能完全消除多径对OFDM系统的影响，在高速数据传输时，散布的旁瓣会引起严重的干扰。进一步分析，在频域接收信号为Y(ω)，

Y(ω)＝S(ω)·H^*(ω)·H(ω)+N(ω)

＝S(ω)·|H(ω)|e^-jθ(ω)·|H(ω)|e^jθ(ω)+N(ω)

＝S(ω)·|H(ω)|²+N(ω)

上式中，Y(ω)_、S(ω)_、H(ω)和N(ω)分别为y(t)_、s(t)_、h(t)和n(t)的傅里叶变换函数，其中上标“*”为共轭运算符号，θ(ω)为H(ω)函数的相角函数。上式表明，TR技术完全消除了多径的相位因子对OFDM无线通信系统的影响，具有良好的相位补偿功能。然而，从上式可以看出，由于S(ω)·|H(ω)|²的影响，常规TR未能消除多径的幅度衰落，导致旁瓣的出现，从而接收到的TR聚焦波形失真。

因此为了移除TR-OFDM系统中所不期望出现的旁瓣，本方法在TR-OFDM系统基础上，在发送端并行复数序列d_n经正交子载波调制(IFFT)之前，通过子载波频域幅度均衡器对并行复数序列d_n进行加权处理d_n·w_n，w_n＝1/|H(ω_n)|²。这样即在正交调制之前，将频域并行复数序列d_n对应子载波所经历的幅度衰落|H(ω)|²消除，而且不需要额外的时频转换。因此结合TR和子载波频域幅度均衡(SFME)之后多径信道的幅度和相位都能够在OFDM无线通信系统中得到补偿。在SFME-TR-OFDM无线通信系统中接收端频域每个子载波的符号可以表示为

$\begin{array}{c}{\hat{d}}_n=d_n\·w_n\·H^{*}\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\·H\left({\mathrm{\ω}}_n\right)+N\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\\ {=d}_n\·w_n\·\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|e^{-\mathrm{j\θ}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|e^{\mathrm{j\θ}\left(\mathrm{\ω}\right)}+N\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\\ {=d}_n\·w_n\·{\left|H\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2+N\left({\mathrm{\ω}}_n\right)\\ =d_n+N\left({\mathrm{\ω}}_n\right),n=\mathrm{0,1}...N-1\end{array}$

由上式可以看出，在基于子载波频域幅度均衡的时间反演正交频分复用无线通信方法中，每个子载波所经历的幅度与相位衰落都会被补偿。在整个带宽范围内频率选择性衰落被抑制，在时域表现为整个SFME-TR-OFDM系统的等效信道没有旁瓣生成。等效信道的传输函数为H_e(ω)＝1，这也意味着基于子载波频域幅度均衡的TR-OFDM系统不会产生相干多径干扰。

本发明的有益效果是：

本发明在常规TR-OFDM通信系统中仅增加一个子载波频域幅度均衡器，即可对相干多径信道进行有效抑制。该方法利用子载波频域幅度均衡，可以消除每个子载波时间反演信号聚焦后时域的旁瓣，从而消除丰富散射环境中OFDM系统的相干多径干扰，降低系统的误码率，克服了传统通信系统需要采用多路均衡器进行信道均衡的不足。

附图说明

图1为本发明所述SFME-TR-OFDM无线通信系统原理框图。

图2为现有的TR-OFDM无线通信系统原理框图。

图3为本发明的实施例采用的无线信道冲击响应图。

图4为将子载波幅度均衡器104、时间反演器108以及无线信道109整体看成等效信道的时域波形图。

图5为将时间反演器207以及无线信道208整体看成等效信道的时域波形图。

图6为OFDM系统性能(曲线a)、TR-OFDM系统性能(曲线b)以及SFME-TR-OFDM系统性能(曲线c)的比较图。

具体实施方式

下面结合附图对具体实例作进一步描述，以便更清楚的了解本发明的特征和优点。

本实施例假设在发送端已知无线信道109的冲击响应，如图3所示其抽头数为141。并且OFDM信号的频谱位于无线信道频谱范围之内。

图1所示为本发明的SFME-TR-OFDM无线通信系统原理框图，表1为该系统主要参数。

表1 SFME-TR-OFDM无线通信系统主要参数

数据源101产生串行随机二进制比特流，经步骤102串并转换后并行比特数据速率变为串行速率的1/N。经步骤103的QPSK调制(映射)处理后并行比特序列变为并行复数序列d_n＝a_n+jb_n,其中a_n和b_n分别为QPSK调制后所得的实部和虚部分量。在进行正交调制之前，利用子载波频域幅度均衡器104对d_n进行幅度加权，即分别将调制在每个在载波上的d_n乘以w_n＝1/|H(ω_n)|²。经步骤105实现正交调制后得到序列s_n，步骤106将序列s_n后面的循环前缀长度N_g个复制到序列s_n前面，形成循环前缀；步骤107对添加循环前缀的并行序列进行并串转换，之后将得到的串行序列通过时间反演器108送入无线信道109中传输。步骤110所加噪声为高斯白噪声。在接收端截取有效长度的序列并经串并转换111后去除循环前缀112，之后进行相应的正交解调113获得并行复数序列将进行QPSK解调114处理后，通过并串转换115以及抽样符号判决116获得并行比特序列117。

如果将图1所示系统的子载波幅度均衡器104、时间反演器108以及无线信道109整体看成影响各子载波的等效信道，则此等效信道的时域波形如图4所示。从图4可以看到时域波形主瓣两侧的小旁瓣几乎被消除了，从而消除了相干多径干扰。此系统的BER与SNR的关系如图6中曲线a所示。

图2为所述的TR-OFDM无线通信系统原理框图，其是将图1所示系统的子载波幅度均衡器104去掉，其它参数设置与图1所示系统相同。数据源201产生串行随机二进制比特流，经步骤202串并转换后并行比特数据速率变为串行速率的1/N。经步骤203的QPSK调制(映射)处理后并行比特序列变为并行复数序列d_n＝a_n+jb_n。经步骤204实现正交调制后得到序列s_n，步骤205将序列s_n后面的循环前缀长度N_g个复制到序列s_n前面，形成循环前缀；步骤206对添加循环前缀的并行序列进行并串转换，之后将得到的串行序列通过时间反演器207送入无线信道208中传输。步骤209所加噪声为高斯白噪声。在接收端截取有效长度的序列并经串并转换210后去除循环前缀211，之后进行相应的正交解调212获得并行复数序列将进行QPSK解调213处理后，通过并串转换214以及抽样符号判决215获得并行比特序列216。同样如果将时间反演器207以及无线信道208整体看成影响各子载波的等效信道，则此等效信道的时域波形如图5所示。从图5可以发现，此等效信道存在许多散布在聚焦主瓣两侧的小旁瓣，主瓣与峰值旁瓣的比值大约为13.9dB。此系统的BER与SNR的关系如图6中曲线b所示，可以看到该系统的性能虽然好于单独的OFDM系统但却明显差于SFME-TR-OFDM系统。

本方法的实质是对常规OFDM无线通信系统在频域进行子载波频域幅度均衡以及时间反演处理，消除相干多径效应的影响。

Claims (2)

1.一种基于SFME的时间反演正交频分复用无线通信方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1：进行无线信道测量，获得无线信道的冲击响应h(t)，首先从发射端发射一个探测信号p(t)，接收端接收到信号p'(t)；或从接收端发射一个探测信号p(t)，发射端接收到信号p'(t)；基于探测信号以及接收信号，采用CLEAN算法提取信道冲击响应h(t)，

$h\left(t\right)={\mathrm{\Σ}}_{l=1}^L{a}_l\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_l)$

其中，L为总的多径数量，l代表每条多径分量的序号，a_l和τ_l分别为第l条路径分量的幅度和时间延迟，δ(t)为单位冲激响应函数，t代表时间；h(t)的频谱为H(ω)＝|H(ω)|·e^jθ(ω)，式中|H(ω)|为无线信道的频域增益或损耗因子，e^jθ(ω)为无线信道的相位因子或色散因子；

步骤2：根据步骤1所记录的无线信道的冲击响应h(t)，对其进行时间反演，得到无线信道冲击响应的时间反演波形h(-t)，同时利用数字滤波器或模拟滤波器构造出无线信道的时间反演器，并使此时间反演器的冲击响应函数为h(-t)和频率响应函数为|H(ω)|·e^-jθ(ω)；

步骤3：构造子载波频域幅度均衡器，所述子载波频域幅度均衡器传输函数为1/|H(ω_n)|²，均衡器传输函数中的H(ω_n)通过对无线信道的传输函数幅度进行离散采样得到，即ω_n为子载波n中心频率，n为子载波序号；

步骤4：在OFDM系统中，将串行比特序列经串并转换后进行QPSK映射，获得并行复数序列d_n,n＝0、1…N-1，式中N为OFDM系统子载波个数；

步骤5：OFDM系统中经正交子载波调制之前的并行复数序列d_n对应的子载波为其中f_n为第n个子载波中心频率；由于d_n为频域符号，所提方法是在发送端对并行复数序列d_n进行频域均衡处理d_n·w_n，w_n＝1/|H(ω_n)|²为第n个子载波的幅度加权系数，即将子载波所经历的频率选择性衰落信道的频域损耗因子|H(ω_n)|平方值的倒数加权到并行信号d_n上；

步骤:6：将步骤5中经子载波频域幅度均衡器处理后所得的并行信号,经逆快速傅里叶变换(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)、加循环前缀以及串并转换处理后,再经时间反演器发送到无线信道，在接收端对接收到的信号进行相应的OFDM解调。

2.根据权利要求1所述的基于SFME的时间反演正交频分复用无线通信方法，其特征在于：步骤3构造子载波频域幅度均衡器具体步骤为：根据提取的信道冲激响应h(t)，对其进行快速傅里叶变换(Fast FourierTransform,FFT)来确定信道频率响应H(ω)，对信道频率响应H(ω)进行离散采样，以便获得每个子载波中心频率f_n＝ω_n/(2π)所经历的频率选择性衰落，即n＝0,1,2,…,N-1；利用当前t时刻储存的信道频率响应H(ω_n)，来确定各个子载波的频域均衡系数w_n，各个子载波的频域均衡系数计算公式为w_n＝1/|H(ω_n)|²，由于是在频域中实现子载波均衡，因而采用简单的乘法运算，直接对OFDM并行复数序列d_n信号的幅度进行预均衡，即利用H(ω_n)幅度的平方的倒数对d_n进行幅度均衡，将原复数序列d_n变换为d_n·1/|H(ω_n)|²，然后再将其进行IFFT，得到OFDM发射信号。