CN104717173A - 基于信道去耦的子载波复数均衡tmo无线通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于信道去耦的子载波复数均衡TMO无线通信方法，属于无线通信技术领域。本发明提出的无线通信方法采用频域均衡反演一体化技术，不需要额外的TR匹配滤波器的设计；并且此均衡反演技术不同于以往的实数均衡，而是一种复数的均衡反演技术。相对于时域TR匹配滤波器，本发明既不需要复杂的迭代算法得到时域信道信息，又省去了傅里叶变换处理，而且利用TR的空间聚焦特性又能抑制不同接收端用户之间的信号耦合。本发明方法的实现结构简单、计算量小、耦合度低、综合优势强等特点。

Description

基于信道去耦的子载波复数均衡TMO无线通信方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及正交频分复用多入多出(OFDM-MIMO)无线通信技术，具体涉及一种基于信道去耦的子载波复数均衡TMO(TR-MIMO-OFDM)无线通信方法。

背景技术

大数据时代的来临，使得无线通信再一次面临新的挑战。为满足大数据时代对数据的高速无线传输需求，实现100Gbps以上的无线传输速率已成为无线通信领域一个重要研究目标。然而，由于频谱资源有限，单纯依靠宽频技术显然难以实现。将宽频正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplex)技术与多入多出(MIMO，Multiple-InputMultiple-Output)多通道技术相结合，充分利用空间、时间和频率三种维度，进行信号的空时频编码处理，从而达到提高通信速率和通信质量的目的。大量的理论和实验结果表明：OFDM子载波间的正交性能够高效利用有限的频谱资源，且循环前缀能够抑制符号间干扰；MIMO系统能够利用空间多径分量，而且其通信速率随天线数目的增加线性增加。两者的结合，既能保证高的通信质量又能保证高的传输速率。

然而，OFDM技术对信道相位噪声很敏感。相位噪声会破坏OFDM子载波之间的正交性，导致信号无法正确解调；而且，对于复杂的多径丰富环境，冗长的循环前缀将会带来大量冗余信息的传输，进而降低MIMO系统的传输速率。更重要的是，多天线之间的密集部署也会产生相关。这些因素都将限制系统通信速率的进一步提高。

为了解决以上问题，不少研究工作者提出了多种技术研究方案，其中一种是利用时间反演(TR，Time Reversal)技术。TR具有时-空聚焦特性，时间上的聚焦不仅能消除多径相位对信号子载波的影响，而且能够减小多径干扰进而缩短循环前缀长度；空间上的聚焦特性能够缩小信号覆盖范围，保证不同用户之间的独立性。现有的TR-OFDM-MIMO系统，大都是在OFDM-MIMO系统的发射端或接收端构造信道的时域TR匹配滤波器。为了获得时域的信道信息，要么直接采用时域的信道估计技术，例如CLEAN算法；要么进行频域的信道估计再进行反傅里叶变换得到时域的信道信息，例如最小二乘法(LS，Least Square)或者最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)技术等。但是，从目前的研究状态来看，现有TR时域匹配滤波器的实现都非常复杂、采用的均衡技术也是一种实数的均衡，运算量大、实现难度大，不便应用于高速的无线传输通信系统之中。

专利“一种基于SFME的时间反演正交频分复用无线通信方法技术领域，申请号：201410810669.7”利用CLEAN算法获得时域信道信息并进行时间上的反转，然后构造TR时域匹配滤波器，最后利用均衡技术是一种实数的均衡。该专利提供的方法能够有效消除多径的频率选择性衰落，保证高的通信质量；但是，此方法不仅要设计独立的时域匹配滤波器，而且CLEAN算法的迭代次数会随着信道数目的增加而显著增加，要获得很高的估计精度就必须牺牲更多的迭代时间，造成这一方法不能用于实时高速的通信。

发明内容

本发明旨在提供一种基于信道去耦的子载波复数均衡TMO(TR-MIMO-OFDM)无线通信方法，用以解决高速OFDM+MIMO无线通信面临的问题。本发明具有方法简单、计算量小、耦合度低、综合优势强等特点。

本发明具体采用如下技术方案：

基于信道去耦的子载波复数均衡TR-MIMO-OFDM无线通信方法，其流程如图1所示，包括以下步骤：

步骤1.在发射端计算无线信道的频域冲击响应将无线信道看作双端无源器件，目标接收端用户1发射探测信号x(t)，在发射端接收到的信号为y(t)；由无线信道传输理论可得发射信号x(t)、接收信号y(t)、信道的时域冲击响应h(t)三者之间的时域和频域关系为：

$\left\{\begin{array}{c}y\left(t\right)=x\left(t\right)\⊗h\left(t\right)+n\left(t\right)\\ Y\left(\mathrm{\ω}\right)=X\left(\mathrm{\ω}\right)\·H\left(\mathrm{\ω}\right)+N\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right.$

其中，代表卷积运算，“·”代表乘运算，n(t)代表高斯白噪声的时域形式，N(ω)代表高斯白噪声的频域形式，X(ω)是发射信号x(t)的频域形式，Y(ω)是接收信号y(t)的频域形式；利用LS或MMSE对信道进行估计，得到信道的频域冲击响应

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(\mathrm{\ω}\right)=X^{-1}\left(\mathrm{\ω}\right)Y\left(\mathrm{\ω}\right)\\ {\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}\left(\mathrm{\ω}\right)=R_{H\hat{H}}{R}_{\hat{H}\hat{H}}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right.$

其中，为通过LS估计得到的频域冲击响应，为通过MMSE估计得到的频域冲击响应，为信道H和之间的互相关函数，H为无线信道的实际频域冲击响应，为LS估计信道的自相关函数；

$R_{H\hat{H}}=E\left\{h_{k,l}{\hat{h}}_{k^{\′}{l}^{\′}}^{*}\right\}=r_f[k-k^{\′}]r_t[l-l^{\′}],R_{\hat{H}\hat{H}}=E\left\{\hat{H}{\hat{H}}^H\right\},$ 其中，k，分别表示实际子载波和估计子载波，l，l'分别表示实际OFDM符号编号和估计OFDM符号编号；在一个呈指数衰落的多径功率时延谱中，频域相关r_f可以表示为：

$r_f\left[k\right]=\frac{1}{1+{j2\mathrm{\π\τ}}_{\mathrm{rms}}\mathrm{k\Δf}}$

其中，Δf为子载波间隔，τ_rms为均方时延；对于具有最大多普勒频率f_max和Jakes功率谱的衰落信道，时域相关r_t可以表示为：

r_t[l]＝J₀(2πf_maxlT_sym)

其中，T_sym＝T_sub+T_G，T_sub为FFT的长度，T_G为循环前缀的长度，J₀(x)为第一类零阶贝塞尔函数；

步骤2.利用步骤1所得的频域信道冲击响应无需进行傅里叶变换直接构造复数频域均衡反演因子 $H_1\left(\mathrm{\ω}\right)={\hat{H}}^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)/{\left|\hat{H}\left(\mathrm{\ω}\right)\right|}^2,$ 其中，与互为共轭关系；

对所得的复数频域均衡反演因子H₁(ω)进行离散采样处理后，得离散复数均衡因子 $w_k={\hat{H}}^{*}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)/{\left(\hat{H}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)\right)}^2,(k=\mathrm{0,1}...M-1),$ 其中M为离散采样次数，f_s为中心采样频率，令 $H^{*}\left[k\right]={\hat{H}}^{*}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right),{\left(\right|H\left[k\right]\left|\right)}^2={\left(\hat{H}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)\right)}^2;$

步骤3.由发射端码源产生的频域二进制信号S[k]，经过四相相移键控(QPSK，QuadraturePhase Shift Keying)调制成复数信号X₁[k]＝A[k]+jB[k]，再通过空频编码得到信号X[k]；把步骤2获得的离散均衡反演因子w_k作用于信号X[k]上并输出信号，输出信号可表示为B[k]＝X[k]·w_k＝X[k]·H^*[k]/(|H[k]|)²，“·”代表点乘运算；将信号B[k]通过IFFT得到离散的时域信号y(n)，在信号y(n)上加入循环前缀并进行数/模转换调频后发射；

步骤4.所发射信号会自适应的聚焦于步骤1所述的目标接收端用户1，均衡反演因子和信道频域传输函数构成的等效信道可以表示为：H₂(ω)＝H(ω)·H₁(ω)＝1，其中，H₂(ω)为等效信道，H(ω)为信道的频域传输函数；理想信道估计情况下，接收端用户1得到的信号只受环境噪声的影响，多径对信号的频率选择性衰落会被完全消除；

对于非目标接收端的接收用户2而言，步骤3发射的信号不会聚焦于用户端2，多径对信号频率选择性衰落依然存在，使得接收用户2接收到的针对目标接收端用户1所发送的信号无法正确解调，保证了接收端用户1和2之间的相互隔离。

本发明的有益效果是：

(1)本发明在发射端进行信道信息的提取，从而降低了接收端用户系统的复杂度；

(2)本发明采用频域TR形式，不需要时域的复杂迭代信道估计运算，也不需要频域估计后的信道再一次进行时域的反傅里叶变换；

(3)本发明在发射端进行等效信道的均衡处理，有效解决稀疏多径环境情况下，幅度很强的相干多径脉冲对信号的混叠产生的符号间干扰；

(4)本发明发射信号自适应聚焦于目标接收端，有效抑制接收端之间的耦合；

(5)本发明既适用于环境复杂的室内多径环境又适用于空旷的室外环境，并且可用于不同的编码方式和调制方式；

(6)本发明可依据信道的变化即时更新均衡反转因子，环境自适应能力强，可应用于无线传感器网络等复杂环境中的信息无线传输。

附图说明

图1为本发明的操作流程图。

图2为本发明多径的瑞利分布的信道的实部分布图。

图3为本发明实施例中接收端1处的等效信道实部分布图。

图4为本发明实施例中接收端2接收1的等效信道实部分布图。

图5为本发明实施例的信号特性曲线，其中曲线1和曲线2分别为接收端1、接收端2接收到的相应信号特性，曲线3为通过高斯信道的信号特性，曲线4为接收端2窃取接收端1处的信息特性。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明做进一步详细说明。

实施例

本实施例提供一种基于信道去耦的子载波复数均衡TR-MIMO-OFDM无线通信方法，其流程如图1所示，具体包括以下步骤：

步骤1.在发射端计算无线信道的频域冲击响应目标接收端用户1发射探测信号x(t)，在发射端接收到的信号为y(t)；

利用LS对信道进行估计，得信道的频域冲击响应其中，X(ω)为发射信号x(t)的频域形式，Y(ω)为接收信号y(t)的频域形式；

步骤2.由信道的频域冲击响应构造均衡反演因子其中，与互为共轭关系；对均衡反演因子H₁(ω)进行离散采样得到离散的均衡反演因子 $w_k={\hat{H}}_{\mathrm{LS}}^{*}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)/{\left({\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)\right)}^2,(k=\mathrm{0,1}...M-1),$ 其中M为离散采样次数，f_s为中心采样频率，令 $H^{*}\left[k\right]={\hat{H}}_{\mathrm{LS}}^{*}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right),{\left(\right|H\left[k\right]\left|\right)}^2={\left({\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)\right)}^2;$

步骤3.发射端的二进制码源产生的二进制频域信号S[k]通过QPSK调制得到四相位分布的复数信号X₁[k]＝A[k]+jB[k]；复数信号X₁[k]依次经过空频编码、串并转换后得信号X[k]，所述空频编码具体采用正交空频编码；把离散均衡反演因子w_k作用于信号X[k]上并输出信号，输出信号表示为 $B\left[k\right]=X\left[k\right]\·w_k=X\left[k\right]\·H_{\mathrm{LS}}^{*}\left[k\right]/{\left(\right|H_{\mathrm{LS}}\left[k\right]\left|\right)}^2;$

均衡反转后的信号B[k]经过逆傅里叶变换即IFFT后得离散的时域信号y(n)，所述时域信号y(n)依次经过并串转换、添加保护间隔、转化成模拟信号并经上变频后发射进入无线信道h(t)；

步骤4.目标接收端1对步骤3所发射的信号接收并解调，得到估计信号；估计信号的误码率随信噪比的变化如图5曲线1、2所示；从图中可以看出，曲线1、2和曲线3的高斯信道曲线近似重合，表明均衡后的信道已经变成全通信道，多径对信号的频率选择性衰落被完全消除；

非目标接收端2接收到发射端针对接收端1所发射的信号后，其解调后的估计信号随误码率的变化关系如图5曲线4所示；由图可知接收端2接收的信号在相同信噪比情况下，误码率很高，信道对信号的频率选择性衰落很明显，保证了接收端用户1和2之间的相互隔离。

Claims (3)

1.基于信道去耦的子载波复数均衡TMO无线通信方法，具体包括以下步骤：

步骤1.将无线信道看作双端无源器件，目标接收端用户1发射探测信号x(t)，在发射端接收到的信号为y(t)，在发射端通过信道估计技术计算无线信道的频域冲击响应

步骤2.利用步骤1所得的频域冲击响应无需进行傅里叶变换直接构造复数频域均衡反演因子其中，与互为共轭关系；

对所得的复数频域均衡反演因子H₁(ω)进行离散采样处理后，得离散复数均衡因子(k＝0,1...M-1)，其中M为离散采样次数，f_s为中心采样频率，令 $H^{*}\left[k\right]={\hat{H}}^{*}\left(2{\mathrm{\πkf}}_s\right),{\left(\right|H\left[k\right])}^2={\left(\hat{H}\left(2\mathrm{\πk}{f}_s\right)\right)}^2;$

步骤3.由发射端码源产生的频域二进制信号S[k]，经过四相相移键控即QPSK调制成复数信号X₁[k]＝A[k]+jB[k]，再通过空频编码得到信号X[k]；把步骤2获得的离散均衡反演因子w_k作用于信号X[k]上并输出，输出信号表示为B[k]＝X[k]·w_k＝X[k]·H^*[k]/(|H[k]|)²，“·”代表点乘运算；将信号B[k]通过IFFT得到离散的时域信号y(n)，在信号y(n)上加入循环前缀并进行数/模转换调频后发射；

步骤4.所发射信号会自适应的聚焦于步骤1所述的目标接收端用户1上，此时接收端用户1得到的信号只受环境噪声的影响，多径对信号的频率选择性衰落会被完全消除；

对于非目标接收端的接收用户2而言，步骤3发射的信号不会聚焦于用户端2，多径对信号频率选择性衰落依然存在，使得接收用户2接收到的针对目标接收端用户1所发送的信号无法正确解调，保证了接收端用户1和2之间的相互隔离。

2.根据权利要求1所述的基于信道去耦的子载波复数均衡TMO无线通信方法，其特征在于，所述频域冲击响应具体可采用最小二乘法(LS，Least Square)或最小均方误差法(MMSE，Minimum Mean Square Error)进行估计：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(\mathrm{\ω}\right)=X^{-1}\left(\mathrm{\ω}\right)Y\left(\mathrm{\ω}\right)\\ {\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}\left(\mathrm{\ω}\right)=R_{H\hat{H}}{R}_{\hat{H}\hat{H}}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\end{array}\right.$

其中，为通过LS估计得到的频域冲击响应，为通过MMSE估计得到的频域冲击响应，X(ω)是发射信号x(t)的频域形式，Y(ω)是接收信号y(t)的频域形式，为信道H和之间的互相关函数，H为无线信道的实际频域冲击响应，为信道的自相关函数。

3.根据权利要求1所述的基于信道去耦的子载波复数均衡TMO无线通信方法，其特征在于，步骤3所述的空频编码具体采用正交空频编码。