CN107395544A - 基于mimo‑fbmc的实数化正交导频序列设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信技术领域，涉及基于MIMO‑FBMC的实数化正交导频序列设计方法。本发明的方法是OFDM/OQAM通信系统基础上，发送端将导频在频域上设置为一个实数值信号，频域中间添零之后，转换到时域进行循环位移，得到的四个序列再变到频域分别放在四个天线上作为导频序列，再分为实部和虚部分别发送，然后通过多个发射天线同时发送，从而提高数据传输速率。在接收端，多个接收天线同时接收信号，并对其进行均衡以弥补信道失真，再对均衡后的信号根据多用户检测算法进行分离，然后按照传统的MIMO‑FBMC接收机结构进行解调，并且按照信道估计的值对数据进行恢复。本发明的有益效果为，能够很大程度上降低导频开销，提高了频谱利用率和数据率。

Description

基于MIMO-FBMC的实数化正交导频序列设计方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及基于MIMO-FBMC的实数化正交导频序列设计方法。

背景技术

5G是面向未来移动通信的新一代移动通信系统，其将具有超高的频谱利用率和数据传输速率，以满足未来移动互联网爆发式的业务增长需求。由于正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术在对抗多径衰落和低实现复杂度等方面的优势，其已被广泛应用于各类无线通信系统。但OFDM技术也存在较多不足，例如对载波频偏敏感、子载波间隔不能灵活改变、频谱效率不高等问题，这些直接导致OFDM技术不再能够满足未来移动通信的需求，因此需要设计一种新的物理层技术.

寻找其它多载波技术引起了研究人员的广泛关注，目前研究较多的大多是在OFDM技术做一些改进，比如目前讨论较多的Filter-OFDM、UFMC、GFDM等技术。其中，基于滤波器组的多载波(Flter Bank MultiCarrier，FBMC)技术被认为是解决OFDM技术频谱效率问题的有效手段。在基于滤波器组的多载波技术中，发送端通过综合滤波器组来实现对多载波的调制，接收端通过分析滤波器组来实现解调，分析滤波器组和综合滤波器组分别由一组互为匹配滤波器组的原型滤波器构成。与OFDM技术中各子载波所需要满足的苛刻要求不同，在FBMC技术中，可以通过对原型滤波器进行特定的设计而放宽子载波正交条件，这样就可对各子载波带宽进行灵活设置而使得其可以方便地使用一些零散的频谱，提高了频谱利用率。而且，FBMC技术不要求各子载波之间满足严格的同步，因此也适合于较难实现同步的上行链路。此外，FBMC技术不需要CP也可以有效抵抗ISI和ICI，这可以有效地提高系统的频谱效率。

发明内容

本发明的目的是提出一种基于MIMO-FBMC系统的能够降低导频开销而且提高数据率的改进方法。MIMO-FBMC系统中每根天线的数据发送流程如图1所示：在发射端发送数据前面加上此导频序列，再将发送的复数数据a_m,n的实部和虚部取出并在两个支路上进行发送，两条支路分别添加不同的相位旋转以后进行分别进行IFFT变换，之后与再与不同偏移量的时域滤波器组进行卷积运算，最后再将两个支路的发送信号合并后进行串并转化，上射频发送。在接收端，首先将接收信号与两个不同偏移量的匹配滤波器组进行卷积运算，得到了两个支路的信号后再分别进行FFT变换，最后消除相位旋转再合并两条支路的信号得到发送数据实数化正交导频序列在MIMO-FBMC系统中的应用就是将该具备零相关特性的序列放在数据符号的第一列，而不同天线上的导频序列通过一个序列在时域上的循环位移得到。不同天线上的导频相互叠加，这些序列占据相同的时间和频率资源，在接收端通过序列间在码域上的正交性可以获取信道信息。其发送端和接收端框图如图2和图3。

本发明技术方案如下：

基于MIMO-FBMC的实数化正交导频序列设计方法，该方法用于MIMO-FBMC系统，其特征在于，所述导频序列设计方法是在发送端将导频在频域上设置为一个实数值信号，频域中间添零之后，转换到时域进行循环位移，得到的四个序列再变到频域分别放在四个天线上作为导频序列，具体为：

S1、构造频域导频序列：

设M＝[M₀,M₁,...,M_N-1]是满足一定相关特性的实值单位模序列，构造频域导频序列如下：

C₁＝[M₀,0,M₁,0,...,M_N-1,0]_1×2N (公式1)

S2、获取第一个时域序列c₁：

对公式1进行IDFT变换，得到时域序列c₁为：

c₁＝[c_1,0,c_1,1,...,c_1,2N-1]_1×2N (公式2)

其中，c_1,l表示为如下形式：

c₁序列具有良好的周期自相关性，且零相关区大小为N。

S3、获取第二个时域序列c₂：

搬移时域序列c₁得到c₂为：

C₂＝[C_2，0,C_2，1,...,C_2，2N-1]_1×2N (公式4)

其中S^τ(·)表示对(·)右循环移位τ个位置，根据傅里叶变换的性质，时域移位相当于频域相移，得到c₂的DFT变换如下：

C₂＝[C_2，0,C_2，1,...,C_2，2N-1]_1×2N (公式5)

其中，C_2,k表示为如下形式：

此时(-1)^k/2C_1,k为实数；

S4、获取第三个时域序列c₃：

假设频域导频序列C₃＝[0,M₀,0,M₁,...,0,M_N-1]_1×2N，对其做IDFT，可以得到时域序列为：

c₃＝[c_3,0,c_3,1,...,c_3,2N-1]_1×2N (公式7)

其中，c_3,l表示为如下形式：

S5、获取第三个时域序列c₄：

搬移时域序列c₃得到c₄，其表达式为：

c₄＝j·S^N/2(c₃)＝j·[c_3,3N2,c_3,3N2+1,...,c_3,3N2-1]_1×2N (公式9)

其频域形式为：

C₄＝[C_4,0,C_4,1,...,C_4,2N-1]_1×2N (公式10)

其中C_4,k表示为：

此时-(-1)^(k+1)/2C_3,k为实数；

序列C_i，1≤i≤4满足如下性质：

或者

本发明是提出一种基于MIMO-FBMC系统的能够降低导频开销而且提高数据率的导频设计方案改进方法。该方法是OFDM/OQAM通信系统基础上，发送端将导频在频域上设置为一个实数值信号，频域中间添零之后，转换到时域进行循环位移，得到的四个序列再变到频域分别放在四个天线上作为导频序列，再分为实部和虚部分别发送，然后通过多个发射天线同时发送，从而提高数据传输速率。在接收端，多个接收天线同时接收信号，并对其进行均衡以弥补信道失真，再对均衡后的信号根据多用户检测算法进行分离，然后按照传统的MIMO-FBMC接收机结构进行解调，并且按照信道估计的值对数据进行恢复。

本发明的有益效果为，MIMO结构能够充分利用空间资源，实现多发多收，本发明能够很大程度上降低导频开销，提高了频谱利用率和数据率。

附图说明

图1为基于IFFT/FFT模块的FBMC系统实现结构。

图2为MIMO-FBMC实数化导频序列发射端结构图。

图3为本发明MIMO-FBMC实数化导频序列接收端结构图。

具体实施方式

在发明内容部分已经对本发明的技术方案进行了详细说明，在此对本发明的实际应用情形进行描述，作为对本发明技术方案的补充：

在发送端首先将二进制数据流进行QAM调制到相应的时频格点，串并转换之后形成若干组独立的数据流，在每根天线的第一列数据符号上加上导频，第一根天线的导频c₁形成方法是一个满足一定相关特性的实值单位模序列，再在每个子载波后面添零，第二根天线的导频c₂是将c₁变到时域上之后循环位移子载波个数的一半长度，第三根天线的导频c₃则是在实值单位模序列基础上，在每个子载波的前面添零得到，第四根天线的导频c₄是将c₃变到时域上之后循环位移子载波个数的一半长度得到，从而可以满足4发4收多天线的FBMC系统。同理，如果假设C₁＝[M₀,0,0,M₁,0,...,M_N-1,0,0]_1×3N，依照上面的过程进行序列构造，那么就可以得到用于6根发送天线的时域导频序列集{c_i}(1≤i≤6)。以此类推，可以得到用于N_T根发送天线的时域导频序列集{c_i}(1≤i≤N_T)，但N_T需要满足关系：N_T＝2(K+1),其中导频添加完毕之后，将数据符号分成实部和虚部经过不同的相位偏转再进行IFFT操作，之后与再与不同偏移量的时域滤波器组进行卷积运算，最后再将两个支路的发送信号合并后进行串并转化，上射频发送。在接收端，首先将接收信号与两个不同偏移量的匹配滤波器组进行卷积运算，得到了两个支路的信号后再分别进行FFT变换，最后消除相位旋转再合并两条支路的信号得到发送数据根据导频符号进行信道估计，用MMSE信道估计方法得到估计值，从而恢复经过噪声和干扰之后的数据值，得到接收数据。

Claims (1)

1.基于MIMO-FBMC的实数化正交导频序列设计方法，该方法用于MIMO-FBMC系统，其特征在于，所述导频序列设计方法是在发送端将导频在频域上设置为一个实数值信号，频域中间添零之后，转换到时域进行循环位移，得到的四个序列再变到频域分别放在四个天线上作为导频序列，具体为：

S1、构造频域导频序列：

设M＝[M₀,M₁,...,M_N-1]是满足一定相关特性的实值单位模序列，构造频域导频序列如下：

C₁＝[M₀,0,M₁,0,...,M_N-1,0]_1×2N (公式1)

S2、获取第一个时域序列c₁：

对公式1进行IDFT变换，得到时域序列c₁为：

c₁＝[c_1,0,c_1,1,...,c_1,2N-1]_1×2N (公式2)

其中，c_1,l表示为如下形式：

S3、获取第二个时域序列c₂：

搬移时域序列c₁得到c₂为：

C₂＝[C_2，0,C_2，1,...,C_2，2N-1]_1×2N (公式4)

其中S^τ(·)表示对(·)右循环移位τ个位置，根据傅里叶变换的性质，时域移位相当于频域相移，得到c₂的DFT变换如下：

C₂＝[C_2，0,C_2，1,...,C_2，2N-1]_1×2N (公式5)

其中，C_2,k表示为如下形式：

S4、获取第三个时域序列c₃：

假设频域导频序列C₃＝[0,M₀,0,M₁,...,0,M_N-1]_1×2N，对其做IDFT，可以得到时域序列为：

c₃＝[c_3,0,c_3,1,...,c_3,2N-1]_1×2N (公式7)

其中，c_3,l表示为如下形式：

S5、获取第三个时域序列c₄：

搬移时域序列c₃得到c₄，其表达式为：

c₄＝j·S^N/2(c₃)＝j·[c_3,3N/2,c_3,3N/2+1,...,c_3,3N/2-1]_1×2N (公式9)

其频域形式为：

C₄＝[C_4,0,C_4,1,...,C_4,2N-1]_1×2N (公式10)

其中C_4,k表示为：

序列C_i，1≤i≤4满足如下性质：

或者