CN102761505B - 频偏估计方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种频偏估计方法及装置，该方法包括：获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；使用接收信号确定所有天线上物理资源单元的频偏；按照预定算法使用物理资源单元的频偏确定接收端的频偏。通过本发明，提高了频偏估计的准确性。

Description

频偏估计方法及装置
技术领域
本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种频偏估计方法及装置。
背景技术
对于基于正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称为OFDM)或者正交频分多址(Orthogonal Frequency Division M ultiple Access，简称为OFDMA)技术的无线通信系统来说，发射机与接收机之间的定时同步是一个非常关键的问题。如果发射机与接收机之间的频率存在偏差，将导致接收信号在频域内发生偏移，这种偏移表现为两方面。图1是根据相关技术的频偏分类示意图，如图1所示，nωs表示频率偏移量是载波间隔的整数倍部分，也称之为“粗”频率偏移部分，其中n是一个正整数；而δω0表示绝对值不超过载波间隔的部分，称为“细”频率偏移部分。可以看到，粗频率偏移将使接收信号在频率上偏移几个载波间隔，但并不破坏OFDM或OFDMA子载波的正交性，载波之间并没有能量的泄露。考虑到实际的OFDM或OFDMA系统，通常都在频带边缘设有保护带，只要粗频率偏移的大小没有超出保护带的范围，接收侧并不会丢失任何的信息，通过某种手段即可恢复全部的发射信息。而细频率偏移却会破坏OFDM或OFDMA传输系统子载波之间的正交性，引入载波间干扰(Inter-Carrier Interference，简称为ICI)，它的存在将会使OFDM或OFDMA系统性能受到较大的影响。因而，本发明只关注细频率偏部分。
现有的OFDM或OFDMA系统，估计频偏的方法通常是在接收机的前端集中处理，通过一定的时域和/或者频域训练符号来估计并校正频偏，其估计校正频偏的效果受到干扰、噪声、频偏大小等各种因素的影响，其性能往往不太理想。也就是说，在基带处理的后端系统往往带有一部分的残留频偏，图2是根据相关技术的频偏在系统中产生位置的示意图，如图2所示。若该残留频偏较大，则可能直接造成较严重的ICI，影响系统性能。即使残留频偏不大，由于实际系统的载波同步不是每个OFDM或OFDMA符号都进行的，因而在一段OFDM或OFDMA符号内，某个固定的载波频偏可能导致相位误差的累积，影响诸如联合时域频域的信道估计等模块的性能。因而在基带处理时，有必要通过更有效的频偏估计技术，检测估计出基带信号的残留频偏，并予以某种矫正或补偿。
图3是根据相关技术的上行小区同频干扰的示意图，如图3所示，在强干扰噪声环境下，信号强度比较低且干扰比较大，此时采用接收机前端进行频偏估计的准确率比较低。
针对相关技术中频偏估计的准确率比较低的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种频偏估计方法及装置，以至少解决上述频偏估计的准确率比较低的问题。
根据本发明的一个方面，提供了一种频偏估计方法，包括：获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；使用接收信号确定所有天线上物理资源单元的频偏；使用物理资源单元的频偏确定接收端的频偏。
进一步地，使用接收信号确定所有天线上物理资源单元的频偏包括：使用接收信号确定接收信号的解扰数据ri，j(k)，i为接收信号所在的天线的序号，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，k为接收信号所在物理资源单元的导频子载波的序号；使用解扰数据ri，j(k)确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏。
优选地，使用解扰数据ri，j(k)确定其对应的物理资源单元的频偏包括：将解扰数据ri，j(k)划分为NG个载波集合对，其中，每个载波集合对包括两个载波集合 am，1(k)，am，2(k)为导频子载波的解扰数据ri，j(k)，且其对应元素所在的正交频分复用(OFDM)符号或者正交频分多址(OFDMA)符号索引差为Dm，表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，m＝1，…，NG；使用以下公式确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏θi，j：其中，θm表示第m个载波集合对求得的频偏，m＝1，…，NG。
优选地，θm由以下公式之一确定：或者angle为求复数的相位函数。
优选地，使用物理资源单元的频偏确定接收端的频偏包括以下之一：确定接收端的频偏θ0为物理资源单元的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值，i为接收信号所在的天线的序号，NRx为天线总数，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，NRB为每根天线的物理资源单元的总数；确定接收端的频偏θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的几何平均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值；如果θi，j＞0的θi，j个数N+大于θi，j＜0的θi，j个数N-，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＞0的θi，j的平均值；如果θi，j＞0的θi，j个数N+小于θi，j＜0的θi，j个数N-，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＜0的θi，j的平均值。
根据本发明的另一方面，提供了一种频偏估计装置，包括：获取模块，用于获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；第一确定模块，用于使用接收信号确定所有天线上物理资源单元的频偏；第二确定模块，用于使用物理资源单元的频偏确定接收端的频偏。
优选地，第一确定模块包括：第三确定模块，用于使用接收信号确定接收信号的解扰数据ri，j(k)，i为接收信号所在的天线的序号，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，k为接收信号所在物理资源单元的导频子载波的序号；第四确定模块，用于使用解扰数据ri，j(k)确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏。
优选地，第四确定模块包括：划分模块，用于使用解扰数据ri，j(k)划分为NG个载波集合对，其中，每个载波集合对包括两个载波集合am，1(k)，am，2(k)为导频子载波ri，j(k)，且其对应元素所在的正交频分复用OFDM符号或者正交频分多址OFDMA符号索引差为Dm，表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，，m＝1，…，NG；第五确定模块，用于使用以下公式之一确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏θi，j：其中，θm表示第m个载波集合对求得的频偏，m＝1，…，NG。
优选地，θm由以下之一的公式确定：或者angle为求复数的相位函数。
优选地，第二确定模块包括：第六确定模块，用于确定接收端的频偏θ0为物理资源单元的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值，i为接收信号所在的天线的序号，NRx为天线总数，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，NRB为每根天线的物理资源单元的总数；或第七确定模块，用于确定接收端的频偏θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的几何平均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值；或第八确定模块，用于θi，j＞0的θi，j个数N+大于θi，j＜0的θi，j个数N-时，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＞0的θi，j的平均值；或第九确定模块，用于θi，j＞0的θi，j个数N+小于θi，j＜0的θi，j个数N-时，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＜0的θi，j的平均值。
通过本发明，采用接收端所有天线上所有物理资源单元内导频子载波上的接收信号确定的物理资源单元的频偏，并使用物理资源单元的频偏来确定接收端的频偏，克服了相关技术中频偏估计只在接收机的前端处理造成的频偏估计不准确的问题，从而提高了频偏估计的准确性。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1是根据相关技术的频偏分类示意图；
图2是根据相关技术的频偏在系统中产生位置的示意图；
图3是根据相关技术的上行小区同频干扰的示意图；
图4是根据本发明实施例的频偏估计方法的流程图；
图5是根据本发明实施例的物理资源结构示意图一；
图6是根据本发明实施例的物理资源结构示意图二；
图7是根据本发明实施例的物理资源结构示意图三；
图8是根据本发明实施例的物理资源结构示意图四；
图9是根据本发明实施例的频偏估计装置的结构框图；以及
图10是根据本发明实施例的频偏估计装置的优选的结构框图。
具体实施方式
下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
本实施例提供了一种频偏估计方法，图4是根据本发明实施例的频偏估计方法的流程图，如图4所示，该方法包括如下步骤S402至步骤S406。
步骤S402：获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；
步骤S404：使用接收信号确定所有天线上物理资源单元的频偏；
步骤S406：使用物理资源单元的频偏确定接收端的频偏。
通过上述步骤，使用接收端所有天线上所有物理资源单元内导频子载波上的接收信号确定的物理资源单元的频偏，并使用物理资源单元的频偏来确定接收端的频偏，克服了相关技术中频偏估计只在接收机的前端处理造成的频偏估计不准确的问题，从而提高了频偏估计的准确性。
优选地，下面对步骤S404的一个优选实施方式进行说明。使用接收信号确定接收信号的解扰数据ri，j(k)，i为接收信号所在的天线的序号，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，k为接收信号所在物理资源单元的导频子载波的序号；使用解扰数据ri，j(k)确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏。
优选地，上述使用解扰数据ri，j(k)确定其对应的物理资源单元的频偏包括：使用解扰数据ri，j(k)划分为NG个载波集合对，其中，每个载波集合对包括两个载波集合am，1(k)，am，2(k)为导频子载波ri，j(k)，且其对应元素所在的正交频分复用(OFDM)符号或者正交频分多址(OFDMA)符号索引差为Dm，表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，，m＝1，…，NG；使用以下公式之一确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏θi，j：其中，θm表示第m个载波集合对求得的频偏，m＝1，…，NG，或者angle为求复数的相位函数。
优选地，使用接收信号确定接收信号的解扰数据ri，j(k)包括：将接收信号和接收信号对应的导频子载波上的发射数据进行共轭相乘得到解扰数据ri，j(k)。
优选地，使用物理资源单元的频偏确定接收端的频偏包括多种实施方式，下面给出三种优选实施方式：
方式一：确定接收端的频偏θ0为物理资源单元的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值，i为接收信号所在的天线的序号，NRx为天线总数，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，NRB为每根天线的物理资源单元的总数；
方式二：确定接收端的频偏θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的几何平均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值；
方式三：如果θi，j＞0的θi，j个数N+大于θi，j＜0的θi，j个数N-，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＞0的θi，j的平均值；如果θi，j＞0的θi，j个数N+小于θi，j＜0的θi，j个数N-，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＜0的θi，j的平均值。
实施例一
本实施例提供了一种频偏估计方法，本实施例结合了上述实施例及其中的优选实施方式，在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成，其中一个物理资源单元在时域上占据多个连续的OFDM或OFDMA符号，在频域上占据多个连续的子载波。
在本实施例中，接收端通过如下步骤实现频偏(频率偏移量)估计：
步骤1.1：使用导频子载波上的数据，获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
优选地，步骤1通过以下三个子步骤(步骤1.1.1、步骤1.1.2、步骤1.1.3)实现：
步骤1.1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，NP，NRx为接收天线数目，NRB为物理资源单元数目，NP为导子频载波的数目。
步骤1.1.2：将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，NP。
需要说明的是，对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则可跳过步骤1.1.2。
步骤1.1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法包括步骤a和步骤b：
步骤a：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP分成NG个载波集合对Ωm，m＝1，…，NG，每个载波集合对包含两个载波集合am，1(l)，am，2(l)为导频子载波ri，j(k)，且其对应元素所在的OFDM或者OFDMA符号索引差为Dm；这里， 表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，m＝1，…，NG。
步骤b：使用用载波结合对求得频偏为
在本实施例中，θm，m＝1，…，NG表示第m个载波集合对求得的频偏，其值为
或者其中，angle为求复数的相位函数。
步骤1.2：使用步骤1.1求得的每根接收天线上每个物埋资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0。
步骤1.2有三种优选实施方式：
方式一：θ0为θmean，其中，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值
方式二：θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
方式三：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
步骤1.3：如果达到预设的循环次数，则输出最终的频偏估计值θ＝θ+θ0，否则，对导频进行频偏补偿，并执行步骤1和步骤2。
需要说明的是，频偏补偿为采用现有技术的技术手段，且θ的初始值为0。
实施例二
本实施例提供了一种频偏估计方法，图5是根据本发明实施例的物理资源结构示意图一，本实施例是基于图5所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤2.1：使用导频子载波上的数据，通过步骤2.1.1～2.1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
步骤2.1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤2.1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20
步骤2.1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法如下步骤a和步骤b：
步骤a：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，20分成NG＝9个载波集合对Ω1，…，Ω9，其中，Ωm包含两个载波集合Ωm，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，10-m，11，…，20-m}，和Ωm，2＝{ri，j(k)|k＝1+m，…，10，11+m，…，20}，且其对应元素所在的OFDM或者OFDMA符号索引差为Dm＝2m。
步骤b：使用载波结合对求得频偏为其中，
m＝1…9，angle为求复数的相位函数。
步骤2.2：使用步骤2.1求得的每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为θmean，其中，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
步骤2.3：由于循环次数为1，结束频偏估计算法，输出频偏估计值为θ＝θ0。
实施例三
本实施例提供了一种频偏估计方法，图5是根据本发明实施例的物理资源结构示意图一，本实施例是基于图5所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤3.1：使用导频子载波上的数据，通过步骤3.1.1～3.1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
步骤3.1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20
步骤3.1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤3.1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法如下步骤a和步骤b：
步骤a：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，20分成NG＝9个载波集合对Ω1，…，Ω9，其中，Ωm包含两个载波集合Ωm，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，10-m，11，…，20-m}，和Ωm，2＝{ri，j(k)|k＝1+m，…，10，11+m，…，20}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为Dm＝2m。
步骤b：使用用载波结合对求得频偏为这里，其中，m＝1…9，angle为求复数的相位函数。
步骤3.2和3.3与实施例二步骤2.2和步骤2.3相同。
实施例四
本实施例提供了一种频偏估计方法，图5是根据本发明实施例的物理资源结构示意图一，本实施例是基于图5所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤4.1：使用导频子载波上的数据，通过步骤4.1.1～4.1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
步骤4.1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20
步骤4.1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤4.1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法如下步骤a和步骤b：
步骤a：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，20分成NG＝9个载波集合对Ω1，…，Ω9，其中，Ωm包含两个载波集合Ωm，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，10-m，11，…，20-m}，和Ωm，2＝{ri，j(k)|k＝1+m，…，10，11+m，…，20}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为Dm＝2m。
步骤b：使用载波结合对求得频偏为其中，
m＝1…9，angle为求复数的相位函数。
步骤4.2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例五
本实施例提供了一种频偏估计方法，图5是根据本发明实施例的物理资源结构示意图一，本实施例是基于图5所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤5.1：使用导频子载波上的数据，通过步骤5.1.1～5.1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
步骤5.1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤5.1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤5.1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法如下步骤a和步骤b：
步骤a：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，20分成NG＝9个载波集合对Ω1，…，Ω9，其中，Ωm包含两个载波集合Ωm，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，10-m，11，…，20-m}，和Ωm，2＝{ri，j(k)|k＝1+m，…，10，11+m，…，20}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为Dm＝2m。
步骤b：使用用载波结合对求得频偏为其中，其中，m＝1…9，angle为求复数的相位函数。
步骤5.2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例六
本实施例6.1同实施例二的步骤2.1。
步骤6.2：利用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例七
本实施例7.1同实施例二的步骤3.1。
步骤7.2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例八
本实施例的步骤8.1与实施例2～7中步骤(步骤2.1，3.1，4.1，5.1，6.1，7.1)相同，步骤8.2与实施例2～7中步骤(步骤2.2，3.2，4.2，5.2，6.2，7.2)相同。
步骤8.3：如果达到预设的循环次数，则输出最终的频偏估计值θ＝θ+θ0，否则，对导频进行频偏补偿，并执行步骤8.1、8.2、8.3。
优选地，步骤8.3的频偏补偿的方法如下，ri，j(k)＝ri，j(k)×exp(-j×θ×Sk)，这里，ri，j(k)为第i根接收天线第j个物理资源单元的第k个导频子载波上发送的信号，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20Sk表示ri，j(k)和r0所对应的OFDM或者OFDMA符号索引之差，对于图5的导频结构，其值为
实施例九
本实施例提供了一种频偏估计方法，图5是根据本发明实施例的物理资源结构示意图一，本实施例是基于图5所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤9.1：使用导频子载波上的数据，通过步骤9.1.1～9.1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB。
步骤9.1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤9.1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤9.1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法包括如下步骤a和步骤b。
步骤a：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，20分成NG＝4个载波集合对Ω1，…，Ω4，其中，Ω1包含两个载波集合Ω1，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，8，11，…，18}，Ω1，2＝{ri，j(k)|k＝3，…，10，13，…，20}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝3。Ω2包含两个载波集合Ω2，1＝{ri，j(2k-1)|k＝1，…，10}，Ω2，2＝{ri，j(2k)|k＝1，…，10}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝2。Ω3包含两个载波集合Ω3，1＝{ri，j(2k-1)|k＝1，…，4，6，…，9}，Ω3，2＝{ri，j(2k)|k＝2，…，5，7，…，10}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝5。Ω4包含Ω4，1＝{ri，j(2k)|k＝1，2，3，6，7，8}，Ω4，2＝{ri，j(2k+3)|k＝1，2，3，6，7，8}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝4。
步骤b：使用载波结合对求得频偏为其中，
其中，angle为求复数的相位函数。
步骤9.2：使用步骤9.1求得的每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为θmean，其中，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
步骤9.3：由于循环次数为1，结束频偏估计算法，输出频偏估计值为θ＝θ0。
实施例十
本实施例中步骤10.1.1-10.1.3同实施例九的步骤9.1.1至步骤9.1.3。
本实施例中步骤10.1中的计算每根天线上每个物理资源单元的频偏的子步骤b如下所示。
步骤b：使用载波结合对求得频偏为
其中，
其中，angle为求复数的相位函数。
实施例十一
本实施例中步骤2如下所示，其它的处理过程同实施例九。
步骤2：利用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例十二
本实施例步骤2如下所示，其它的处理过程同实施例十。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值
实施例十三
本实施例中步骤2如下，其它的处理过程同实施例九。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例十四
本实施例中步骤2如下所示，其它的处理过程同实施例十。
步骤2：利用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例十五
在本实施例中步骤1和步骤2与实施例九至实施例十四相同，步骤3如下所示。
步骤3：如果达到预设的循环次数，则输出最终的频偏估计值θ＝θ+θ0，否则，对导频进行频偏补偿，并执行步骤1、2、3。
其中，步骤3中频偏补偿的方法如下，ri，j(k)＝ri，j(k)×exp(-j×θ×Sk)，这里，ri，j(k)为第i根接收天线第j个物理资源单元的第k个导频子载波上发送的信号，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20Sk表示ri，j(k)和r0所对应的OFDM或者OFDMA符号索引之差，k＝2n-1时，k＝2n时，
实施例十六
本实施例提供了一种频偏估计方法，图6是根据本发明实施例的物理资源结构示意图二，本实施例是基于图6所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤1：使用导频子载波上的数据，通过步骤1.1～1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
步骤1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20
步骤1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20。
步骤1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法包括步骤1.3.1和步骤1.3.2：
步骤1.3.1：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，20分成NG＝3个载波集合对Ω1，Ω2，Ω3，其中，Ω1包含Ω1，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，4，6，…，9，11，…，14，16，…，19}与Ω1，2＝{ri，j(k+1)|k＝1，…，4，6，…，9，11，…，14，16，…，19}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝2。Ω2包含两个载波集合Ω2，1＝{ri，j(k)|k＝1，2，3，6，7，8，11，12，13，16，17，18}与Ω2，2＝{ri，j(k+2)|k＝1，2，3，6，7，8，11，12，13，16，17，18}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝4。Ω3包含两个载波集合Ω3，1＝{ri，j(k)|k＝1，2，6，7，11，12，16，17}，Ω3，2＝{ri，j(k+3)|k＝1，2，6，7，11，12，16，17}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝6。
步骤1.3.2：利用载波结合对求得频偏为其中，
其中，angle为求复数的相位函数。
步骤2：使用步骤1求得的每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为θmeam，其中，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
步骤3：由于循环次数为1，结束频偏估计算法，输出频偏估计值为θ＝θ0
实施例十七
本实施例中的步骤1中的计算每根天线上每个物理资源单元的频偏的子步骤1.3.2如下，其它的处理过程同实施例十六。
步骤1.3.2：使用载波结合对求得频偏为其中， angle为求复数的相位函数。
实施例十八
本实施例的步骤2如下，其它的处理过程同实施例十六。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例十九
本实施例中步骤2如下，其它的处理过程同实施例十七。
步骤2：利用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例二十
本实施例中的步骤2如下，其它的处理过程同实施例十六。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例二十一
本实施例中步骤2如下，其它的处理过程同实施例十七。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例二十二
本实施例中的步骤1和步骤2同实施例十六至二十，步骤3如下。
步骤3：如果达到预设的循环次数，则输出最终的频偏估计值θ＝θ+θ0，否则，对导频进行频偏补偿，并执行步骤(1)、(2)、(3)。
其中，步骤3的频偏补偿的方法如下，ri，j(k)＝ri，j(k)×exp(-j×θ×Sk)，这里，ri，j(k)为第i根接收天线第j个物理资源单元的第k个导频子载波上发送的信号，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，20Sk表示ri，j(k)和r0所对应的OFDM或者OFDMA符号索引之差，
实施例二十三
本实施例提供了一种频偏估计方法，图8是根据本发明实施例的物理资源结构示意图三，本实施例是基于图8所示物理资源结构的频偏估计。
在本实施例中，接收端有NRx根接收天线。接收端在无线资源帧结构中占据的时频资源由NRB(NRB为自然数)个物理资源单元构成。循环进行频偏估计的次数为1，不需要进行循环操作，频偏估计值θ初始化为0；接收端通过下述步骤完成频偏估计：
步骤1：使用导频子载波上的数据，通过步骤1.1～步骤1.3获取每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB：
步骤1.1：对于每根接收天线上的每个物理资源单元，接收端抽取导频子载波上的接收信号yi，j(k)，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，24
步骤1.2：对于每根接收天线上的每个物理资源单元上的每个导频子载波，如果子载波上的数据已经完成解扰，则该步骤直接跳过，否则，将导频子载波上的接收信号yi，j(k)与导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘得到解扰导频数据：其中表示第j个物理资源单元上的第k个导频子载波上发送的信号的共轭，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝1，…，24。
步骤1.3：对每根接收天线上每个物理资源单元内的所有导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，NP求频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的方法如下步骤1.3.1和1.3.2：
步骤1.3.1：将导频子载波ri，j(k)，k＝1，…，24分成NG＝1个载波集合对Ω1，其中，Ω1包含两个载波集合Ω1，1＝{ri，j(k)|k＝1，…，12}，Ω1，2＝{ri，j(k+12)|k＝1，…，12}，并且所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1＝7。
步骤1.3.2：利用载波结合对求得频偏为
其中，其中，angle为求复数的相位函数。
步骤2：使用步骤1求得的每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为θmean，其中，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
步骤3：由于循环次数为1，结束频偏估计算法，输出频偏估计值为θ＝θ0。
需要说明的是，本实施例所用的方法也可以适用两排导频所对应的OFDM或者OFDMA符号索引差为D1为其它值的情况。
实施例二十四
本实施例中步骤1中的计算每根天线上每个物理资源单元的频偏的子步骤1.3.2如下，其它的处理过程跟实施例二十三。
步骤1.3.2：利用载波结合对求得频偏为
其中，其中，angle为求复数的相位函数。
实施例一十五
本实施例步骤2如下，其它的处理过程同实施例二十三。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例二十六
本实施例中步骤2如下，其它的处理过程同实施例二十四。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值。
实施例二十七
本实施例步骤2如下，其它的处理过程同实施例二十三。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例二十八
本实施例步骤2如下，其它的处理过程同实施例二十四。
步骤2：使用每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB估计频偏值θ0通过下面方法获得：统计θi，j＞0的个数N+和θi，j＜0的个数N-，如果N+＞N-，θ0为所有θi，j＞0的平均值，否则为所有θi，j＜0的均值。
实施例二十九
本实施例中步骤1和步骤2同实施例二十三至二十八，将步骤3如下。
步骤3：如果达到预设的循环次数，则输出最终的频偏估计值θ＝θ+θ0，否则，对导频进行频偏补偿，并执行步骤1、2、3。
其中，步骤3中频偏补偿的方法如下，ri，j(k)＝ri，j(k-12)×exp(j×θ×Sk)，这里，ri，j(k)为第i根接收天线第j个物理资源单元的第k个导频子载波上发送的信号，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB，k＝13，…，24，Sk表示ri，j(k)和ri，j(k-12)所对应的OFDM或者OFDMA符号索引之差，对于图8的导频结构，其值为Sk＝7。
需要说明的是，实施例二至二十二，同样适用于导频载波个数k为其它值的情况。
本实施例提供了一种频偏估计装置，用于实现上述频偏估计方法，图9是根据本发明实施例的频偏估计装置的结构框图，如图9所示，该装置包括：获取模块92，第一确定模块94和第二确定模块96，下面对上述结构进行详细说明。
获取模块92，用于获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；第一确定模块94，连接至获取模块92，用于使用获取模块92获取到的接收信号确定所有天线上物理资源单元的频偏；第二确定模块96，连接至第一确定模块94，用于使用第一确定模块94确定的物理资源单元的频偏确定接收端的频偏。
图10是根据本发明实施例的频偏估计装置的优选的结构框图，如图10所示，第一确定模块94包括：第三确定模块942，第四确定模块944；第四确定模块944包括：划分模块9442和第五确定模块9444；第二确定模块96包括：第六确定模块962，第七确定模块964，第八确定模块966，第九确定模块968，下面对上述结构进行详细描述：
第三确定模块942，用于使用接收信号确定接收信号的解扰数据ri，j(k)，i为接收信号所在的天线的序号，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，k为接收信号所在物理资源单元的导频子载波的序号；第四确定模块944，连接至第三确定模块942，用于使用第三确定模块942确定的解扰数据ri，j(k)确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏。
第四确定模块944包括：划分模块9442，用于使用解扰数据ri，j(k)划分为NG个载波集合对，其中，每个载波集合对包括两个载波集合am，1(k)，am，2(k)为导频子载波ri，j(k)，且其对应的元素所在的正交频分复用OFDM符号或者正交频分多址OFDMA符号索引差为Dm，表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，，m＝1，…，NG；第五确定模块9444，连接至划分模块9442，用于使用以下公式之一确定解扰数据ri，j(k)对应的物理资源单元的频偏θi，j：其中，θm表示第m个载波集合对求得的频偏，m＝1，…，NG，或者angle为求复数的相位函数。
第三确定模块942，用于将接收信号和接收信号对应的导频子载波上的发射数据进行共轭相乘得到解扰数据ri，j(k)。
第二确定模块96包括：第六确定模块962，用于确定接收端的频偏θ0为物理资源单元的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值，i为接收信号所在的天线的序号，NRx为天线总数，j为接收信号所在天线的物理资源单元的序号，NRB为每根天线的物理资源单元的总数；或第七确定模块964，用于确定接收端的频偏θ0为满足θmean-θTh≤θi，j≤θmean+θTh的所有θi，j的几何平均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi，j，i＝1，…，NRx，j＝1，…，NRB的平均值；或第八确定模块966，用于θi，j＞0的θi，j个数N+大于θi，j＜0的θi，j个数N-时，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＞0的θi，j的平均值；或第九确定模块968，用于θi，j＞0的θi，j个数N+小于θi，j＜0的θi，j个数N-时，确定接收端的频偏θ0为所有θi，j＜0的θi，j的平均值。
通过上述实施例，提供了一种频偏估计方法及装置，通过接收端所有天线上所有物理资源单元内导频子载波上的接收信号确定的物理资源单元的频偏，并使用物理资源单元的频偏来确定接收端的频偏，克服了相关技术中频偏估计只在接收机的前端处理造成的频偏估计不准确的问题，实现了在OFDM或者OFDMA系统中，即使在多个强干扰源存在的情形下，系统仍然能够准确的估计出目标接收端的频率偏移值，从而进行准确的频偏补偿，提高系统抗干扰性能和系统的稳定性。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，包括：
获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；
使用所述接收信号确定所述所有天线上物理资源单元的频偏；
使用所述物理资源单元的频偏确定所述接收端的频偏；
其中，使用所述接收信号确定所述所有天线上物理资源单元的频偏包括：使用所述接收信号确定所述接收信号的解扰数据ri,j(k)，i为所述接收信号所在的天线的序号，j为所述接收信号所在天线的物理资源单元的序号，k为所述接收信号所在物理资源单元的导频子载波的序号；使用所述解扰数据ri,j(k)确定所述解扰数据ri,j(k)对应的所述物理资源单元的频偏；其中，使用所述接收信号确定所述接收信号的解扰数据包括：将所述接收信号与所述导频子载波上发送的导频信息的共轭相乘得到所述解扰数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，使用所述解扰数据ri,j(k)确定其对应的所述物理资源单元的频偏包括：
将所述解扰数据ri,j(k)划分为NG个载波集合对，其中，每个所述载波集合对包括两个载波集合am,1(l),am,2(l)为导频子载波的解扰数据ri,j(k)，且其对应元素所在的正交频分复用OFDM符号或者正交频分多址OFDMA符号索引差为Dm， 表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，m＝1,…,NG；
使用以下公式确定所述解扰数据ri,j(k)对应的所述物理资源单元的频偏θi,j：
θ i , j = 1 N G Σ m = 1 N G θ m D m ,
其中，θm表示第m个载波集合对求得的频偏，m＝1,…,NG。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，θm由以下公式之一确定：
或者
angle为求复数的相位函数。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其特征在于，使用所述物理资源单元的频偏确定所述接收端的频偏包括以下之一：
确定所述接收端的频偏θ0为所述物理资源单元的频偏θi,j,i＝1,…,NRx,j＝1,…,NRB的平均值，其中，i为所述接收信号所在的天线的序号，NRx为天线总数，j为所述接收信号所在天线的物理资源单元的序号，NRB为每根天线的物理资源单元的总数；
确定所述接收端的频偏θ0为满足θmean-θTh≤θi,j≤θmean+θTh的所有θi,j的几何平均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi,j,i＝1,…,NRx,j＝1,…,NRB的平均值；
如果θi,j>0的θi,j个数N+大于θi,j<0的θi,j个数N-，确定所述接收端的频偏θ0为所有θi,j>0的θi,j的平均值；如果θi,j>0的θi,j个数N+小于θi,j<0的θi,j个数N-，确定所述接收端的频偏θ0为所有θi,j<0的θi,j的平均值。
5.一种频偏估计装置，其特征在于，包括：
获取模块，用于获取接收端所有天线上物理资源单元内的导频子载波上的接收信号；
第一确定模块，用于使用所述接收信号确定所述所有天线上物理资源单元的频偏；
第二确定模块，用于使用所述物理资源单元的频偏确定所述接收端的频偏；
其中，所述第一确定模块包括：第三确定模块，用于使用所述接收信号确定所述接收信号的解扰数据ri,j(k)，i为所述接收信号所在的天线的序号，j为所述接收信号所在天线的物理资源单元的序号，k为所述接收信号所在物理资源单元的导频子载波的序号；第四确定模块，用于使用所述解扰数据ri,j(k)确定所述解扰数据ri,j(k)对应的所述物理资源单元的频偏；其中，使用所述接收信号确定所述接收信号的解扰数据包括：将所述接收信号与所述导频子载波上发送的导频信息的共轭相乘得到所述解扰数据。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第四确定模块包括：
划分模块，用于将所述解扰数据ri,j(k)划分为NG个载波集合对，其中，每个所述载波集合对包括两个载波集合am,1(l),am,2(l)为导频子载波的解扰数据ri,j(k)，且其对应元素所在的正交频分复用OFDM符号或者正交频分多址OFDMA符号索引差为Dm， 表示第m个载波集合对的每个载波集合的载波个数，m＝1,…,NG；
第五确定模块，用于使用以下公式之一确定所述解扰数据ri,j(k)对应的所述物理资源单元的频偏θi,j：
&theta; i , j = 1 N G &Sigma; m = 1 N G &theta; m D m ,
其中，θm表示第m个载波集合对求得的频偏，m＝1,…,NG。
7.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，θm由以下之一的公式确定：
或者
angle为求复数的相位函数。
8.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第二确定模块包括：
第六确定模块，用于确定所述接收端的频偏θ0为所述物理资源单元的频偏θi,j,i＝1,…,NRx,j＝1,…,NRB的平均值，其中，i为所述接收信号所在的天线的序号，NRx为天线总数，j为所述接收信号所在天线的物理资源单元的序号，NRB为每根天线的物理资源单元的总数；或
第七确定模块，用于确定所述接收端的频偏θ0为满足θmean-θTh≤θi,j≤θmean+θTh的所有θi,j的几何平均值，其中θTh为设定的门限值，θmean为每根接收天线上每个物理资源单元上的频偏θi,j,i＝1,…,NRx,j＝1,…,NRB的平均值；或
第八确定模块，用于θi,j>0的θi,j个数N+大于θi,j<0的θi,j个数N-时，确定所述接收端的频偏θ0为所有θi,j>0的θi,j的平均值；或
第九确定模块，用于θi,j>0的θi,j个数N+小于θi,j<0的θi,j个数N-时，确定所述接收端的频偏θ0为所有θi,j<0的θi,j的平均值。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2951495T3 (es) 2014-06-12 2023-10-23 Huawei Tech Co Ltd Sistema y método para la asignación de tonos OFDMA en Redes Wi-Fi de próxima generación
CN116566774B (zh) * 2023-07-12 2023-09-22 高拓讯达(北京)微电子股份有限公司 一种WiFi6系统的直流偏移补偿方法及装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101610101A (zh) * 2008-06-16 2009-12-23 中兴通讯股份有限公司 一种下行专用导频的跳频方法
CN101627596A (zh) * 2007-02-09 2010-01-13 夏普株式会社 Ofdm发送机和ofdm接收机
CN102014097A (zh) * 2009-09-04 2011-04-13 中兴通讯股份有限公司 一种接收终端、以及快速频偏估计的装置和方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4665514B2 (ja) * 2004-12-28 2011-04-06 ソニー株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
CN101494491B (zh) * 2009-03-04 2013-04-17 北京邮电大学 一种多天线系统中的接收信号处理方法和装置
CN101510869A (zh) * 2009-04-03 2009-08-19 华为技术有限公司 一种整数频偏估计方法和装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101627596A (zh) * 2007-02-09 2010-01-13 夏普株式会社 Ofdm发送机和ofdm接收机
CN101610101A (zh) * 2008-06-16 2009-12-23 中兴通讯股份有限公司 一种下行专用导频的跳频方法
CN102014097A (zh) * 2009-09-04 2011-04-13 中兴通讯股份有限公司 一种接收终端、以及快速频偏估计的装置和方法

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