CN104168224B

CN104168224B - 频偏估计与补偿方法

Info

Publication number: CN104168224B
Application number: CN201310186448.2A
Authority: CN
Inventors: 金奕丹
Original assignee: Potevio Institute of Technology Co Ltd
Current assignee: Potevio Institute of Technology Co Ltd
Priority date: 2013-05-20
Filing date: 2013-05-20
Publication date: 2017-07-28
Anticipated expiration: 2033-05-20
Also published as: CN104168224A

Abstract

本申请公开了一种频偏估计和补偿方法，该方法利用主、辅同步信号，采用同步信号辅助闭环载波同步方式对载波频率偏差进行迭代更新估计。本发明不会产生额外的导频开销，并且不需要进行信道估计，可以有效提高LTE系统的载波频偏估计效率，且能节约系统资源的开销。

Description

频偏估计与补偿方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别是涉及一种频偏估计与补偿方法。

背景技术

OFDM系统通过将高速串行数据转换为低速并行数据传输，将频率选择性信道转换为频率平坦衰落信道，克服高速数据通信带来的码间串扰（ISI），提高通信系统传输性能，故下一代移动通信广泛采用基于OFDM技术的传输方案。但基于OFDM技术的传输系统也存在一些技术难点需要克服，这些难点包括：OFDM系统峰均比较高、OFDM系统对系统载波频偏及采样频率偏差敏感。OFDM系统对系统载波频偏敏感，必须通过频偏同步，使得残留频率偏差处于接收机可容忍范围。

为降低UE接收机同步运算的复杂度，LTE系统下行链路采用两阶段载波同步方案。第一阶段称为初始同步（粗同步），第二阶段称为细同步。在初始同步阶段，接收机通过帧定时及粗频率同步使得接收信号残留频偏及帧定时偏差处于较小范围；在第二阶段，通过细频偏同步，使得残留采样频率偏差处于接收机可容忍范围。

目前，针对细频偏同步有两种方案，一种方案是在发送端时域信号内插入全“1”导频，并在接收端利用系统中的FFT模块对OFDM系统中的频率偏移进行估计；另一种方案根据发射端产生的参考信号和接收端所接收的参考信号获得两个时隙的信道估计值，然后再根据信道估计值得到频偏估计值。上述方案一需要发送额外的导频符号，从而影响系统导频资源的开销；上述方案二需要先进行信道估计，从而会导致其算法复杂度较大，估计速度慢的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种频偏估计与补偿方法，该方法可有效提高LTE系统的载波频偏估计效率，并获得较高的频偏补偿效果，且不产生额外的导频开销。

为了达到上述目的，本发明提出的技术方案为：

一种频偏估计与补偿方法，包括：

a、接收端按照rx_cfo(p)＝r(p)·e^{-j·2π·cfo_index·cfo_update(p)/DwPTS_Nsc}，对接收信号的第p个半帧时域采样数据r(p)进行载波频偏补偿，得到频偏补偿后的基带数据rx_cfo(p)，其中，cfo_index为第p个半帧时域采样数据r(p)对应的采样点索引；cfo_update(p)为用于第p次频偏补偿的频偏修正参数，p为当前的频偏补偿累积次数，p的初始值为1，cfo_update(1)＝0，DwPTS_Nsc为下行导频信道DwPTS时隙上OFDM符号的子载波个数；

b、接收端确定发送端发送的主同步PSC序列和辅同步SSC序列，从所述rx_cfo(p)中，获取相应的主同步信号的时域信号和辅同步信号的时域信号，并对所述时域信号去循环前缀，对去循环前缀后的主同步信号的时域信号，做DwPTS_Nsc点傅里叶变换FFT运算得到主同步信号的频域信号；对去循环前缀后的辅同步信号的时域信号，做TS1_Nsc点FFT运算得到辅同步信号的频域信号，所述TS1_Nsc为辅同步信号所在时隙上OFDM符号的子载波个数；

c、在所述主同步信号的频域信号上，抽取PSC_Nsc长度的信号序列Rx_PSC_Symbol，在所述辅同步信号的频域信号上，抽取SSC_Nsc长度的信号序列Rx_SSC_Symbol；其中，PSC_Nsc为主同步信号占用的子载波个数，SSC_Nsc为辅同步信号占用的子载波个数；

d、利用所述PSC序列、所述SSC序列、以及所述Rx_PSC_Symbol和Rx_SSC_Symbol，进行残留载波频偏估计，得到残留载波频偏估计结果cfo_hat[p]，所述为相对于子载波间隔的相对值；

e、根据所述cfo_hat(p)和cfo_update(p)，确定用于对第p+1个半帧时域采样数据r(p+1)进行载波频偏补偿的频率偏差cfo_update(p+1)，按照p=p+1对所述p进行更新，转入步骤a。

综上所述，本发明提出的频偏估计方法，利用主、辅同步信号，采用同步信号辅助闭环载波同步方案对载波频率偏差进行迭代更新估计。如此可以不产生额外的导频开销，并且不需要进行信道估计，因此可以有效提高LTE系统的载波频偏估计效率，且能节约系统资源的开销。

附图说明

图1为无线帧与同步信道示意图；

图2为本发明实施例一的流程示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明作进一步地详细描述。

本发明的核心思想是：利用主、辅同步信号，采用同步信号辅助闭环载波同步方案对载波频率偏差进行迭代更新估计。如此可以不产生额外的导频开销，并且不需要进行信道估计，因此可以有效提高LTE系统的载波频偏估计效率，且能节约系统资源的开销。

在对本发明的方法过程进行详细说明前，首先对本发明的发明原理阐述如下：

依据TD-LTE系统规范，无线帧由两个长度为5ms半帧组成，每半帧由4个长度为1ms的子帧及三个特殊时隙组成。三个特殊时隙称为：下行导频时隙（DwPTS）、保护间隔（GP）和上行导频（UpPTS）。图1显示给出第一同步信号（主同步信号）及第二同步信号（辅同步信号）在无线帧中的位置。

第一同步信号位于特殊时隙DwPTS的第三个OFDM符号内，在频率域占据中央72个子载波；第二同步信号位于子帧0和子帧5的最后一个OFDM符号内，在频率域也占据中央72个子载波。

假设接收机与发射机存在采样频率偏差为ε，载波频率偏差为f_N＝f_eT_u，则第l个时刻第k个子载波接收信号表示为：

其中，l代表第l时刻，k代表子载波的序号，a_l,k代表l时刻第k个子载波传输的复符号，T_g代表循环前缀长度，T_u代表OFDM符号长度，T＝T_u+T_g代表全部OFDM符号长度，代表发射机采样时间间隔，代表全部OFDM符号采样点数，代表循环前缀采样点数。代表归一化采样频率偏差，f_N＝f_eT_u代表归一化载波频率偏差，参数θ_k＝f_N+εk，n_l,k代表l时刻第k个子载波输入的高斯白噪声信号。

假设辅同步信号所在的TS1时隙最后一个OFDM符号的发射时刻为m(即辅同步信号发送时刻为m)，则辅同步信号第k个子载波接收信号表示为：

其中，α_m,k代表辅同步信号在第k个子载波上传输的复符号。

进一步假设特殊时隙DwPTS第三个OFDM符号的发送时刻为n，则主同步信号第k个子载波接收信号表示为：

其中，β_m,k代表主同步信号在第k个子载波承载的复符号。

当接收机完成小区搜索后，接收机完全知晓主辅同步信号各个子载波承载的复符号，且考虑到第m个到第n个符号传输时间内信道保持恒定，即H_m,k≈H_n,k，则进一步引入以下参量：

其中，利用研究结果，得到残留频率偏差的估计值为：

其中与具体表示如下：

将残留频偏估计送入环路滤波器（Loop Filter）滤波后送入累加器，并根据上一次载波频偏估计值得到更新后的载波偏差估计值

其中，r_f代表数字锁相环环路的直流增益为r_f。

基于上述原理分析，本发明实施例一主要包括下述步骤（如图2所示）：

步骤201、接收端按照rx_cfo(p)＝r(p)·e^{-j·2π·cfo_index·cfo_update(p)/DwPTS_Nsc}，对接收信号的第p个半帧时域采样数据r(p)进行载波频偏补偿，得到频偏补偿后的基带数据rx_cfo(p)，其中，cfo_index为第p个半帧时域采样数据r(p)对应的采样点索引；cfo_update(p)为用于第p次频偏补偿的频偏修正参数，p为当前的频偏补偿累积次数，p的初始值为1，cfo_update(1)＝0，DwPTS_Nsc为下行导频信道DwPTS时隙上OFDM符号的子载波个数。

本步骤中，对第1个半帧时域采样数据进行频偏补偿时，使用的频偏修正参数cfo_update(1)＝0，对之后的第p个半帧时域采样数据r(p)进行载波频偏补偿时，则采用基于第p-1个半帧时域采样数据r(p-1)得到的cfo_update(p-1)，进行频偏补偿，通过这种闭环式的频偏估计与补偿方法，即可在多次迭代后得到一个稳定的且准确度较高的频偏估计值，相应地，基于此实现的频偏补偿也会获得较高的准确度。

较佳地，考虑到实际应用中，接收信号可能存在少量帧定时偏差，为了减少定时偏差的影响，对于第1个半帧数据r(1)可采用下述方法实现：

根据预设的符号定时偏移量，在所述接收信号中截取一段半帧时长的采样点数据作为所述r(1)，其中，所述r(1)在所述接收信号中的采样点起始位置为Tao，所述r(1)在所述接收信号中的采样点终止位置为Tao+HalfFrame-1，HalfFrame为半帧时长对应的采样点总数，Tao为所述符号定时偏移量对应的采样点位置。

上述方法引入了符号定时偏移量，以使本发明不敏感于帧定时偏差，具体的符号定时偏移量的大小，可由本领域技术人员根据实际应用场景中的帧定时偏差进行设置。

进一步地，为了提高用户设备的处理效率，本步骤中对接收信号的第p个半帧时域采样数据r(p)进行载波频偏补偿时，可以只对第p个半帧时域采样数据r(p)中接收端（即用户设备）需要关注的子帧数据进行频偏补偿。

本步骤中，所述cfo_index同现有系统中的定义，为一整数序列，具体的cfo_index＝(1,2,3,......,HalfFram-2,HalfFram-1)，其中，HalfFram为系统的半帧时长对应的采样点个数。

步骤202、接收端确定发送端发送的主同步PSC序列和辅同步SSC序列，从所述rx_cfo(p)中，获取相应的主同步信号的时域信号和辅同步信号的时域信号，并对所述时域信号去循环前缀，对去循环前缀后的主同步信号的时域信号，做DwPTS_Nsc点傅里叶变换FFT运算得到主同步信号的频域信号；对去循环前缀后的辅同步信号的时域信号，做TS1_Nsc点快速傅里叶变换（FFT）运算得到辅同步信号的频域信号，所述TS1_Nsc为辅同步信号所在时隙上OFDM符号的子载波个数。

本步骤中，在步骤201中对第p个半帧时域采样数据r(p)进行载波频偏补偿后，将利用载波频偏补偿后得到的基带数据rx_cfo(p)进行频偏估计，以便对下一半帧数据进行频偏补偿。

这里，确定发送端发送的主同步PSC序列和辅同步SSC序列的具体方法同现有系统，即：对于对第1个半帧时域采样数据，接收端可以根据检测到的扇区标识，确定出发送端发送的PSC序列，再根据系统规定的PSC序列和SSC序列之间的位置关系（即PSC序列之前的第3个OFDM符号为SSC序列），即可确定出SSC序列，对于其他半帧时域采样数据，则只需要进行固定的位置偏移即可得到对应的PSC序列。

步骤203、在所述主同步信号的频域信号上，抽取PSC_Nsc长度的信号序列Rx_PSC_Symbol，在所述辅同步信号的频域信号上，抽取SSC_Nsc长度的信号序列Rx_SSC_Symbol；其中，PSC_Nsc为主同步信号占用的子载波个数，SSC_Nsc为辅同步信号占用的子载波个数。

步骤204、利用所述PSC序列、所述SSC序列、以及所述Rx_PSC_Symbol和Rx_SSC_Symbol，进行残留载波频偏估计，得到残留载波频偏估计结果cfo_hat[p]，所述cfo_hat[p]为相对于子载波间隔的相对值。

较佳地，可采用下述方法进行残留载波频偏估计：

步骤2041、利用所述SSC，计算x_pk_k＝SSC·(Rx_SSC_Symbol)^*·(PSC)^*·Rx_PSC_Symbol，进行序列相关，得到x_pk_k；其中，SSC为所述SSC序列，PSC为所述PSC序列，k为子载波索引，k=1,2,……,SSC_Nsc-1,SSC_Nsc。

步骤2042、利用所述x_pkk，计算和

步骤2043、利用所述和计算所述残留载波频偏估计结果cfo_hat[p]，其中，DwPTS_Ng为DwPTS时隙上除首个OFDM外的OFDM符号的循环前缀长度，b为主同步信号与辅同步信号之间间隔的OFDM符号数加1。

步骤205、根据所述cfo_hat(p)和cfo_update(p)，确定用于对第p+1个半帧时域采样数据r(p+1)进行载波频偏补偿的频率偏差cfo_update(p+1)，按照p=p+1对所述p进行更新，转入步骤201。

较佳地，本步骤中可以按照cfo_update(p+1)＝cfo_update(p)+r_f·cfo_hat(p)，计算得到cfo_update(p+1)。

其中，所述r_f为数字锁相环环路的直流增益为r_f。

本步骤中确定出cfo_update(p+1)后，将对p进行更新，然后转入步骤201利用该cfo_update(p+1)对下一半帧时域采样数据进行载波频偏补偿。这种采用闭环式的频偏估计与补偿方法在多次补偿后将很快处于稳定收敛状态。

上述方法中，进行频偏估计时，不需要信道估计，且不需要发送额外的导频符号，因此，可以在获得较高的频偏补偿效果的同时，既可以有效提高LTE系统的载波频偏估计效率，又可以不产生额外的导频开销。

需要说明的是，本发明可广泛应用于基于同步训练序列的OFDM系统，例如FDD LTE系统、TDD LTE系统等。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种频偏估计与补偿方法，其特征在于，包括：

d、利用所述PSC序列、所述SSC序列、以及所述Rx_PSC_Symbol和Rx_SSC_Symbol，进行残留载波频偏估计，得到残留载波频偏估计结果cfo_hat[p]，所述cfo_hat[p]为相对于子载波间隔的相对值；

e、根据所述cfo_hat(p)和cfo_update(p)，按照cfo_update(p+1)＝cfo_update(p)+r_f·cfo_hat(p)，确定用于对第p+1个半帧时域采样数据r(p+1)进行载波频偏补偿的频率偏差cfo_update(p+1)，所述r_f为数字锁相环环路的直流增益，按照p＝p+1对所述p进行更新，转入步骤a。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤d包括：

d1、计算x_pk_k＝SSC·(Rx_SSC_Symbol)^*·(PSC)^*·Rx_PSC_Symbol，进行序列相关，得到x_pk_k；其中，SSC为所述SSC序列，PSC为所述PSC序列，k为子载波索引，k＝1,2,……,SSC_Nsc-1,SSC_Nsc；

d2、利用所述x_pk_k，计算和

d3、利用所述和计算得到所述残留载波频偏估计结果cfo_hat[p]，其中，DwPTS_Ng为DwPTS时隙上除首个OFDM外的OFDM符号的循环前缀长度，b为主同步信号与辅同步信号之间间隔的OFDM符号数加1。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，第1个半帧数据r(1)的确定方法为：

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤a中所述cfo_index为一整数序列，cfo_index＝(1,2,3,......,HalfFram-2,HalfFram-1)，其中，HalfFram为半帧时长对应的采样点个数。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤a中所述对接收信号的第p个半帧时域采样数据r(p)进行载波频偏补偿包括：

对第p个半帧时域采样数据r(p)中所述接收端需要关注的子帧数据进行频偏补偿。