CN102546514A - Ofdm系统频率同步的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例公开了一种OFDM系统频率同步的方法和设备，通过应用本发明实施例所提出的技术方案，在OFDM系统频率同步的过程中，利用数字锁相环机制，实现了AD/DA与射频共时钟条件下载波频偏和采样频偏的联合估计，当每帧更新锁相环状态信息时只需利用训练符号的频域相关特性估计出残留的采样频偏，然后通过简单的计算得到残留的载波频偏，便可以实现对频偏估计的更新，系统实现复杂度非常低，并且在数字锁相环处于锁定状态时可以达到非常高的估计精度。

Description

OFDM系统频率同步的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种OFDM系统频率同步的方法和设备。

背景技术

正交频分复用技术(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)属于一种宽带多载波调制技术，利用并行传输的子载波来完成高速的数据通信。在OFDM系统中，数据传输信道被划分为许多正交的子信道，各个子信道可以看作是平坦性衰落和高斯噪声信道的叠加，频谱利用率非常高，可以有效对抗无线信道的多径衰落。

然而，OFDM系统各个子载波之间能够保持正交性是建立在收发两端载波频率和采样频率完全同步的基础上的，因此，非常有必要来研究如何有效地提高接收机的频偏估计精度。

OFDM系统的频率同步主要包括两种形式：

方式一、在接收端为了正确解调出基带的数字信号，就必须提供一个与发射端调制载波同频同相的相干载波，这个相干载波的获取就称为载波频率同步。

方式二、使得接收端的采样时钟和发射端的采样时钟保持一致，这样的频率同步方式称为采样频率同步。

载波频偏和采样频偏对于OFDM系统性能影响的共同之处在于，均会导致有用信号的幅度衰减、相位旋转以及子载波间干扰(Inter-CarrierInterference，ICI)。

而两者之间的区别则在于，采样频偏的影响与子载波的位置有关，不同的OFDM符号在相同的子载波位置其影响也不一样，并且随着发送OFDM符号数目的增加，采样频率偏移的影响会越来越明显，最终引起定时上的误差。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在如下问题：

OFDM系统为了获得良好的频率同步性能，同时还需要进行时间上的同步，因为定时误差的存在不仅会对有用信号产生相位旋转，而且还会造成更加严重的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)和子载波间干扰ICI，从而导致频偏无法正确估计；反过来，采样频偏的存在，也会使得OFDM系统在时间同步上出现一定的误差。因此，一个完整的OFDM系统频偏同步方法不仅包括频偏的估计和补偿，而且还需要具备非常好的定时性能。

发明内容

本发明的实施例提供一种OFDM系统频率同步的方法和设备，用于解决现有技术中，在AD(Analog to Digital，模数转换)/DA(Digital to Analog，数模转换)与射频共时钟的情况下，收发两端载波频率和采样速率不匹配的问题，通过采用数字锁相环技术提高接收机的频偏估计精度。

本发明的实施例提供一种OFDM系统频率同步的方法，具体包括：

步骤A、接收端设备从接收到的数据中，选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏；

步骤B、所述接收端设备从步骤A确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身循环前缀CP的周期重复特性进行移位自相关运算，确定系统的CP长度，并对帧头位置进行更新；

步骤C、所述接收端设备从步骤B更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿小数载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统的整数载波频偏；

步骤D、所述接收端设备根据步骤A至步骤C的处理结果，对数字锁相环的状态信息进行初始化，其中，所述数字锁相环的状态信息至少包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差以及定时误差；

步骤E、所述接收端设备从步骤D初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统残留的定时误差，并更新所述数字锁相环的状态信息；

步骤F、所述接收端设备判断步骤E所更新的数字锁相环状态信息中的定时误差是否低于预设阈值，如果判断结果为是，则数字锁相环达到了锁定状态，所述接收端设备将接收到的数据传送到后端设备中进行解调处理。

优选的，步骤F，还包括：

如果判断结果为否，所述接收端设备选择当前处理的帧的下一帧数据，返回步骤E进行处理。

优选的，如果判断结果为否，具体包括：

所述接收端设备判断所述判断结果为否的时间是否超过预设的时间；

如果没有超过，所述接收端设备选择当前处理的帧的下一帧数据，返回步骤E进行处理；

如果超过，则所述接收端设备重新返回步骤A进行处理。

优选的，步骤A中的所述确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏的操作，具体包括：

所述接收端设备根据所述移位自相关运算的结果中的幅值信息确定系统帧长和帧头位置；

所述接收端设备根据所述移位自相关运算的结果中的相位信息确定系统的小数载波频偏。

优选的，步骤A，具体包括：

所述接收端设备选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算；

所述接收端设备为每个参考帧定义一个Cyclogram结构，并确定Cyclogram结构中所包含的窗口的数量和每个窗口的长度，其中，一个Cyclogram结构是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，初始化为0；

所述接收端设备在所述移位自相关运算的运算结果中选择部分或全部数据值，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中；

所述接收端设备分别针对每个Cyclogram，找出循环累加之后幅度最大的窗口，并估计该窗口所在位置和相应的分数Score1；

所述接收端设备在所有Score1满足预设条件的参考帧中，确定最大帧长为系统帧长，根据相应的位置确定帧头位置，并根据最大幅度的复数值确定系统的小数载波频偏，并执行步骤B，如果所有Score1均不满足预设条件，则重新执行步骤A。

优选的，步骤B，具体包括：

所述接收端设备从步骤A确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身CP的周期重复特性进行移位自相关运算，其中，每帧的数据中包含多个OFDM符号；

所述接收端设备为每个参考CP定义一个Cyclogram结构，并确定Cyclogram结构中所包含的窗口的数量和每个窗口的长度，其中，一个Cyclogram结构是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，初始化为0；

所述接收端设备在所述移位自相关运算的运算结果中选择部分或全部数据值，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中；

所述接收端设备分别针对每个Cyclogram，找出循环累加之后幅度最大的窗口，并估计该窗口所在位置和相应的分数Score2；

所述接收端设备在所有Score2满足预设条件的参考CP中，确定Score2最大值所对应的最大CP长度为系统的CP长度，根据相应的位置对步骤A所确定的帧头位置进行更新，并执行步骤C，如果所有Score2均不满足预设条件，则返回步骤A。

优选的，步骤C，具体包括：

所述接收端设备从步骤B更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号；

所述接收端设备根据步骤A所确定的小数载波频偏，在时域上对所述前导码符号补偿小数载波频偏；

所述接收端设备对补偿小数载波频偏后的前导码符号进行快速傅里叶变换FFT处理，转化为频域子载波；

所述接收端设备在一定整数频偏范围内进行检测，利用前导码的频域相关性，对参考前导码的每一个对应循环移位计算前导分数，并根据其中的最大前导分数和次大前导分数计算相应的分数Score3；

所述接收端设备在所有Score3满足预设条件的参考前导码中，确定最大前导分数所对应的循环移位大小为系统的整数载波频偏，并执行步骤D，如果所有Score3均不满足预设条件，则返回步骤A。

优选的，步骤D，具体包括：

所述接收端设备根据步骤A所确定的系统的小数载波频偏，以及步骤C所确定的系统的整数载波频偏，对系统帧长和相邻时域样值间相位差进行初始化；

所述接收端设备根据初始化之后的系统帧长，对系统的帧头位置和采样频偏进行初始化；

所述接收端设备根据时域数据选取位置造成的人为定时误差和初始化之后的帧头位置，对系统的固定定时误差进行初始化；

所述接收端设备根据固定定时误差和由采样频偏造成的定时漂移，对定时误差进行初始化。

另一方面，本发明实施例还提供了一种接收端设备，应用于OFDM系统中，所述接收端设备具体包括：

接收模块，用于接收对端设备发送的数据；

第一确定模块，用于从所述接收模块所接收到的数据中，选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏；

第二确定模块，用于从所述第一确定模块所确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身CP的周期重复特性进行移位自相关运算，确定系统的CP长度，并对帧头位置进行更新；

第三确定模块，用于从第二确定模块所更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿小数载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统的整数载波频偏；

初始化模块，用于根据所述第一确定模块、所述第二确定模块和所述第三确定模块的处理结果，对数字锁相环的状态信息进行初始化，其中，所述数字锁相环的状态信息至少包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差以及定时误差；

更新模块，用于从所述初始化模块所初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统残留的定时误差，并更新所述数字锁相环的状态信息；

判断模块，用于判断所述更新模块所更新的数字锁相环的状态信息中的定时误差是否低于预设阈值；

发送模块，用于在所述判断模块的判断结果为是时，将所述接收模块接收到的数据传送到后端设备中进行解调处理，或在所述判断模块的判断结果为否时，通知所述更新模块选择当前处理的帧的下一帧数据，重新进行处理。

优选的，所述判断模块，还用于：

在所述判断模块的判断结果为否时，判断所述判断结果为否的时间是否超过预设的时间；

如果没有超过，则通知所述更新模块选择当前处理的帧的下一帧数据，重新进行处理；

如果超过，则通知所述第一确定模块重新对所述接收模块所接收到的数据进行处理。

与现有技术相比，本发明的实施例所提出的技术方案具有以下优点：

通过应用本发明实施例所提出的技术方案，在OFDM系统频率同步的过程中，利用数字锁相环机制，实现了AD/DA与射频共时钟条件下载波频偏和采样频偏的联合估计，当每帧更新锁相环状态信息时只需利用训练符号的频域相关特性估计出残留的采样频偏，然后通过简单的计算得到残留的载波频偏，便可以实现对频偏估计的更新，系统实现复杂度非常低，而且在数字锁相环处于锁定状态时可以达到非常高的估计精度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对本发明或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的实施例中的一种OFDM系统频率同步的方法的流程示意图；

图2为本发明实施例所提出的一种载波频偏和采样频偏联合估计方法的总体流程示意图；

图3为本发明实施例中OFDM系统在TDD模式下的物理层帧结构；

图4A为本发明实施例中前导码符号的频域基本结构的示意图；

图4B为本发明实施例中前导码符号的时域基本结构的示意图；

图5为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法的流程示意图；

图6为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法的步骤S501的具体处理流程的示意图；

图7为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法的步骤S502的具体处理流程的示意图；

图8为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法的步骤S503的具体处理流程的示意图；

图9为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法的步骤S504的具体处理流程的示意图；

图10为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法的步骤S505和步骤S506的具体处理流程的示意图；

图11为本发明的实施例中的一种接收端设备的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如背景技术所述，在AD/DA与射频共时钟的情况下，收发两端载波频率和采样速率会出现不匹配的情况，影响信号的传输效果。

本发明实施例提供的以下技术方案以解决上述问题，在本发明实施例所提出的技术方案中，假设接收端设备已知OFDM系统的FFT点数、带宽以及采样频率。

如附图1所示，为本发明的实施例中的一种OFDM系统频率同步的方法，该方法具体包括以下步骤：

步骤S101、接收端设备从接收到的数据中，选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏。

在具体的处理场景中，本步骤中所提及的确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏的操作，具体包括：

所述接收端设备根据所述移位自相关运算的结果中的幅值信息确定系统帧长和帧头位置，并根据所述移位自相关运算的结果中的相位信息确定系统的小数载波频偏。

需要说明的是，由于本步骤中用于进行移位自相关运算的参数为前导码符号的精度级别，所以，相应处理所确定的信息的精度也与此一致，当然，在后续的步骤中，会通过进一步的提高相应的精度级别，来实现相应的信息的精度，并通过相应的信息更新处理，使具体的信息的结果更加精确，具体说明请参见后续描述。

因此，可以认为本步骤中所确定的帧头位置以及系统的小数载波频偏均为粗略值。

进一步的，为了使本步骤的处理结果更加合理和准确，可以对相应的处理结果进行相应的验证，具体的验证依据可以是相应的预设的第一规则，如果符合第一规则，则继续执行步骤S102，相反，如果不符合第一规则，则返回重新执行步骤S101。

但是，上述的验证过程(即根据预设的第一规则进行验证的过程)可以根据实际需要进行设置，是否包含这样的验证过程并不会影响本发明的保护范围。

其中，第一规则的具体内容可以根据实际需要进行设置，为了方便说明，本发明实施例将在后续说明中对其进行举例说明，但是，这只是为了更清楚的说明本技术方案而给出的具体示例，其具体规则内容并不会对本发明的保护范围产生影响。

在实际应用中，包含上述验证过程的步骤S101的具体处理过程，包括：

所述接收端设备选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算。

所述接收端设备为每个参考帧定义一个Cyclogram结构，并确定Cyclogram结构中所包含的窗口的数量和每个窗口的长度，其中，一个Cyclogram结构是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，初始化为0。

所述接收端设备在所述移位自相关运算的运算结果中选择部分或全部数据值，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中。

所述接收端设备分别针对每个Cyclogram，找出循环累加之后幅度最大的窗口，并估计该窗口所在位置和相应的分数Score1。

如果存在满足预设条件的Score1，则所述接收端设备在所有Score1满足预设条件的参考帧中，确定最大帧长为系统帧长，根据相应的位置确定帧头位置，并根据最大幅度的复数值确定系统的小数载波频偏，并执行步骤S102。

如果所有Score1均不满足预设条件，则重新执行步骤S101，重新进行数据数据的选择和相应的移位自相关运算处理。

在这样的处理过程中，是否存在满足预设条件的Score1即为前述的第一规则，通过这样的处理，可以对数据的合理性进行验证，是否包含这样的验证过程并不会影响本发明的保护范围。

步骤S102、所述接收端设备从步骤S101确定的帧头位置开始，选取若干帧的数据，利用OFDM符号自身CP(Cyclic Prefix，循环前缀)的周期重复特性进行移位自相关运算，确定系统的CP长度，并对帧头位置进行更新。

需要说明的是，由于本步骤中用于进行移位自相关运算的参数为CP的精度级别，所以，相应处理所确定的信息的精度也与此一致，相比较于步骤S101中的前导码符号的精度级别，这样的精度显然更高，因此，对于帧头位置信息来讲，本步骤的处理显然是对步骤S101所得到的帧头位置的进一步精细化处理，对之前得到的帧头位置的粗略结果更加准确，并通过更加准确的结果对相应的信息进行更新。

与步骤S101相类似，为了使本步骤的处理结果更加合理和准确，可以对相应的处理结果进行相应的验证，而具体的验证依据可以是相应的预设的第二规则(可以与第一规则相同，也可以不同)，如果符合第二规则，则继续执行步骤S103，相反，如果不符合第二规则，则返回重新执行步骤S101。

但是，上述的验证过程(即根据预设的第二规则进行验证的过程)可以根据实际需要进行设置，是否包含这样的验证过程并不会影响本发明的保护范围。

其中，第二规则的具体内容可以根据实际需要进行设置，为了方便说明，本发明实施例将在后续说明中对其进行举例说明，但是，这只是为了更清楚的说明本技术方案而给出的具体示例，其具体规则内容并不会对本发明的保护范围产生影响。

在实际应用中，包含上述验证过程的步骤S102的具体处理过程，包括：

所述接收端设备从步骤S101确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身CP的周期重复特性进行移位自相关运算，其中，每帧的数据中包含多个OFDM符号。

所述接收端设备为每个参考CP定义一个Cyclogram结构，并确定Cyclogram结构中所包含的窗口的数量和每个窗口的长度，其中，一个Cyclogram结构是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，初始化为0。

所述接收端设备在所述移位自相关运算的运算结果中选择部分或全部数据值，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中。

所述接收端设备分别针对每个Cyclogram，找出循环累加之后幅度最大的窗口，并估计该窗口所在位置和相应的分数Score2。

如果存在满足预设条件的Score2，则所述接收端设备在所有Score2满足预设条件的参考CP中，确定Score2最大值所对应的CP长度为系统的CP长度，根据相应的位置对步骤S101所确定的帧头位置进行更新，并执行步骤S103。

如果所有Score2均不满足预设条件，则返回步骤S101。

在这样的处理过程中，是否存在满足预设条件的Score2即为前述的第二规则，通过这样的处理，可以对数据的合理性进行验证，是否包含这样的验证过程并不会影响本发明的保护范围。

步骤S103、所述接收端设备从步骤S102更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿小数载波频偏，然后利用前导码(preamble)的频域相关性，确定系统的整数载波频偏。

与步骤S101和步骤S102相类似，为了使本步骤的处理结果更加合理和准确，可以对相应的处理结果进行相应的验证，而具体的验证依据可以是相应的预设的第三规则(可以与第一规则以及第二规则相同，也可以不同)，如果符合第三规则，则继续执行步骤S104，相反，如果不符合第三规则，则返回重新执行步骤S101。

但是，上述的验证过程(即根据预设的第三规则进行验证的过程)可以根据实际需要进行设置，是否包含这样的验证过程并不会影响本发明的保护范围。

其中，第三规则的具体内容可以根据实际需要进行设置，为了方便说明，本发明实施例将在后续说明中对其进行举例说明，但是，这只是为了更清楚的说明本技术方案而给出的具体示例，其具体规则内容并不会对本发明的保护范围产生影响。

在实际应用中，包含上述验证过程的步骤S103的具体处理过程，包括：

所述接收端设备从步骤S102更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号。

所述接收端设备根据步骤S101所确定的小数载波频偏，在时域上对所述前导码符号补偿小数载波频偏。

所述接收端设备对补偿小数载波频偏后的前导码符号进行快速FFT(FastFourier Transform，傅里叶变换)处理，转化为频域子载波。

所述接收端设备在一定整数频偏范围内进行检测，利用前导码的频域相关性，对参考前导码的每一个对应循环移位计算前导分数，并根据其中的最大前导分数和次大前导分数计算相应的分数Score3。

如果存在满足预设条件的Score3，则所述接收端设备在所有Score3满足预设条件的参考前导码中，确定最大前导分数所对应的循环移位大小为系统的整数载波频偏，并执行步骤S104。

如果所有Score3均不满足预设条件，则返回步骤S101。

在这样的处理过程中，是否存在满足预设条件的Score3即为前述的第三规则，通过这样的处理，可以对数据的合理性进行验证，是否包含这样的验证过程并不会影响本发明的保护范围。

而且，需要进一步指出的是，上述的步骤S101至步骤S103中的验证过程可以同时存在，也可以只在某个或者某几个步骤中存在相应的验证过程，具体在哪个或哪些步骤中设置相应的验证过程可以根据实际需要进行设置，这样的变化并不影响本发明的保护范围。

步骤S104、所述接收端设备根据步骤S101至步骤S103的处理结果，对数字锁相环的状态信息进行初始化。

其中，所述数字锁相环的状态信息至少包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差以及定时误差。

具体的，上述的初始化处理中，相邻时域样值间相位差以及定时误差的初始化过程如下：

所述接收端设备根据步骤S101所确定的系统的小数载波频偏，以及步骤S103所确定的系统的整数载波频偏，对系统帧长和相邻时域样值间相位差进行初始化。

所述接收端设备根据初始化之后的系统帧长，对系统的帧头位置和采样频偏进行初始化。

所述接收端设备根据时域数据选取位置造成的人为定时误差和初始化之后的帧头位置，对系统的固定定时误差进行初始化。

所述接收端设备根据固定定时误差和由采样频偏造成的定时漂移，对定时误差进行初始化。

步骤S105、所述接收端设备从步骤S104初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统残留的定时误差，并更新所述数字锁相环的状态信息。

步骤S106、所述接收端设备判断步骤S105所更新的数字锁相环状态信息中的定时误差是否低于预设阈值。

如果判断结果为是，则数字锁相环达到了锁定状态，那么所述接收端设备就可以将接收到的数据传送到后端设备中进行解调处理。

如果判断结果为否，所述接收端设备选择当前处理的帧的下一帧数据，返回步骤S105进行处理。

在实际应用中，考虑到整体处理时间的长度限制和处理效率，可以在判断结果为否时进行是否超过预设时间的判断处理，如果在规定时间段之内判断结果始终为否的话，则需重新返回步骤S101进行处理，当然，这只是对本发明所提出的技术方案的进一步优化，是否包括这样的处理并不会影响本发明的保护范围。

需要指出的是，在上述的技术方案，步骤S101至步骤S103属于频偏粗同步阶段，主要目的是用来获得系统的参数，即在已知载波频率上接收并检测TDD OFDM系统的帧长和循环前缀长度，粗略地估计出帧的起始位置以及接收机相对于发射机的载波频偏，由此可以基于AD/DA与射频共时钟的条件计算出粗略的采样频偏。需要强调的是，在频偏粗同步阶段并没有对系统中存在的采样频偏进行任何补偿。

而在这样的频偏粗同步阶段处理过程中，为了使所获得的参数更加合理，在每个步骤的处理后，都会根据不同的规则进行相应的分数的计算，并进一步的判断所得到的相应的分数是否满足预设的条件，如果满足则继续进行后续步骤，如果不满足，则需要返回初始步骤中重新进行相应取样和处理，各步骤中的判断依据(预设的条件)可以相同，也可以不同，这样的变化并不会影响本发明的保护范围。

而在上述的技术方案中，步骤S104至步骤S106则属于频偏细同步阶段，其中步骤S104完成了数字锁相环的状态初始化，步骤S105和步骤S106完成了数字锁相环的跟踪过程。具体来说，在一帧时间之内，数字锁相环首先在时域上补偿载波频偏，然后在频域上补偿定时误差(包括采样频偏)，最后利用前导码的频域自相关特性估计出系统残留的定时误差，以便对下一帧的定时误差和实际采样点数进行实时地调整，不断提高频偏的估计精度，从而达到精确估计频偏的目的。需要强调的是，之所以可以利用残留的定时误差对频偏估计进行更新，原因在于采样频偏的存在也会引起定时误差，然后再根据AD/DA与射频共时钟的前提来对载波频偏进行更新。

与现有技术相比，本发明的实施例所提出的技术方案具有以下优点：

通过应用本发明实施例所提出的技术方案，在OFDM系统频率同步的过程中，利用数字锁相环机制，实现了AD/DA与射频共时钟条件下载波频偏和采样频偏的联合估计，当每帧更新锁相环状态信息时只需利用训练符号的频域相关特性估计出残留的采样频偏，然后通过简单的计算得到残留的载波频偏，便可以实现对频偏估计的更新，系统实现复杂度非常低，而且在数字锁相环处于锁定状态时可以达到非常高的估计精度。

为了更加清楚的描述本发明实施例所提出的技术方案，下面结合具体应用场景做进一步详细阐述。

如图2所示，为本发明实施例所提出的一种载波频偏和采样频偏联合估计方法的总体流程示意图。

本技术方案具体分为频偏粗同步和频偏细同步两个阶段完成。在频偏粗同步阶段，仅仅借助一个训练符号就可以完成帧定时和频偏的粗估计，节省了更多的频谱资源；而在频偏细同步阶段，基于AD/DA与射频共时钟，本发明实施例所提出的技术方案设计出了一个数字锁相环机制，利用估计每帧的时偏信息实时调整定时误差和实际采样点数，不断地提高频偏的估计精度，以达到精确跟踪的目的。

如图3所示，为本发明实施例中OFDM系统在TDD模式下的物理层帧结构，由上下子帧两部分组成，并假设帧长为5ms。

在下行子帧中，第一个OFDM符号就是前导码，即前述的训练符号，整个频率同步算法都是借助前导码来完成的，第二个和第三个符号包含的基站发送给终端的其他信令信息，剩余符号是数据信息。

在上行子帧中，包含的是终端发送给基站的信息。在下行子帧和上行子帧之间是发送接收时延(Transmit/Receive Transition Gap，TTG)，上行子帧与下一帧前导码之间是接收发送时延(Receive/Transmit Transition Gap，RTG)，两者都是相对于基站来说的。

在图3中，横轴代表的是时间，其序号用n来表示；纵轴代表的是频域，子载波用k来进行编号，OFDM符号的子载波总数用N来表示，并且上下两边都是有虚子载波作为保护边带用于防止邻带干扰，本发明的后续实施例将基于此种帧结构进行说明。

如图4A所示，为本发明实施例中前导码符号的频域基本结构，每隔两个子载波插入一个导频，并由伪随机序列经BPSK(Binary Phase Shift Keying，双相移相键控)调制而成，其中，M表示OFDM符号中有用子载波的个数，有用子载波数指的是总的子载波减去两边的保护边带包含的子载波个数。

如图4B所示，为本发明实施例中前导码符号的时域基本结构，由于其频域特殊的结构在时域上表现为周期重复性。

如前述的步骤S101至步骤S106所述，根据OFDM系统中前导码序列的时域相关特性，在本发明实施例中，定义一个称为Cyclogram的结构，通过探测信号的周期能量，主要用于实现对OFDM信号帧长和循环前缀的检测。

具体的，每个Cyclogram是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，并初始化为0，将规定相关运算之后的结果循环累加到对应的窗口上，最终根据各个窗口的循环累加之后幅值情况，检测出相关系统参数。

如附图5所示，为本发明的实施例所提出的一种具体的应用场景中的OFDM系统频率同步的方法，该方法具体包括以下步骤：

步骤S501、在接收端，选取若干时间内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，通过运算结果中的幅值信息确定帧长和帧头的大体位置，利用相位信息粗略估计出系统的小数载波频偏。

为了更加清楚的描述上述处理步骤，现通过以下的具体过程对上述步骤的操作内容进行说明，如图6所示，该步骤具体包括以下操作：

步骤S5011、选取100ms时间(即前述步骤S101中的预设时间段的一种具体示例)内的时域数据，根据以下公式进行自相关运算：

R₁(n)＝r^*(n)r(n+m)

其中，m＝round(N/3)，N表示OFDM符号的子载波总数；

n的取值范围可以表示为

f_s代表系统的采样频率。

步骤S5012、需要确定在进行自相关运算的时候，每次需要选取多长的R₁(n)进行累加运算，即每个窗口(Cyclogram的一个存储单元)的相关长度，与此同时，还要计算出每个Cyclogram(对应每个参考帧)中窗口的个数。

定义0.5ms时间内窗口的个数为：

那么，在0.5ms内每个窗口需要进行累加的时域样值个数为：

$\mathrm{Len}1=\frac{0.0005f_s}{\mathrm{Unit}\_\mathrm{Bins}}.$

因此，整个Cyclogram中窗口的个数可以表示为：

$\mathrm{Bins}1=\frac{\mathrm{Frame}\_\mathrm{Len}}{0.0005}\mathrm{Unit}\_\mathrm{Bins}.$

其中，Frame_Len代表各个参考帧长，选取范围规定为：2ms、2.5ms、4ms、5ms、8ms、10ms、12.5ms、20ms。

另外，若0.5ms时间内包含的样值数为0.0005f_s，为了保证各个参考帧长的窗口个数为0.5ms时间内窗口个数的整数倍，每个窗口的长度需要尽量向上逼近2N/3，因为这样可以保证每个Cyclogram同时有整数个窗口，而且每个窗口尽可能多地利用了前导码的相关性，其相关值会显著大于其它位置的相关值。

步骤S5013、从相关序列R₁(n)中依次选取Len1个值进行求和，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中。

$A_1\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{round}(k\·\mathrm{Len}1)}{\overset{\mathrm{round}\left((k+1)\mathrm{Len}1\right)-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_1\left(n\right),$ 0≤k＜Bins1。

相对每个Cyclogram来说，各个窗口的值每当经过一帧的时间，就会与其对应位置上的A₁(k)进行累加：

Bin(k)＝Bin(k-Bins1)+A₁(k)。

同时，为了保证各个窗口之间累加次数要相同，若剩余的A₁(k)不足一个参考帧长的累加就会被舍弃。

步骤S5014、针对每个Cyclogram，找出累加之后幅度最大的窗口Bin(k)，然后估计其所在位置与相应分数。具体来说，首先找出幅度最大的窗口，然后取出与其循环相邻的模值较大的邻窗口Bin(k-1)或者Bin(k+1)，并与最大窗口进行线性插值，所得结果作为帧头的位置。

当|Bin(k-1)|＞|Bin(k+1)|时，峰值位置为：

$T=(k-1)\frac{\left|\mathrm{Bin}(k-1)\right|}{\left|\mathrm{Bin}(k-1)\right|+\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}+k\frac{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}{\left|\mathrm{Bin}(k-1)\right|+\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}=k-\frac{\left|\mathrm{Bin}(k-1)\right|}{\left|\mathrm{Bin}(k-1)\right|+\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}.$

然后，从其他窗口中找出最大的一个幅值Peak2，计算相应分数：

$\mathrm{Score}1=\frac{\left|\mathrm{Bin}(k-1)\right|+\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}{\mathrm{Peak}2}.$

类似地，当|Bin(k+1)|＞|Bin(k-1)|时，峰值位置可以表示为：

$T=k\frac{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|+\left|\mathrm{Bin}(k+1)\right|}+(k+1)\frac{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|}{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|+\left|\mathrm{Bin}(k+1)\right|}=k+\frac{\left|\mathrm{Bin}(k+1)\right|}{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|+\left|\mathrm{Bin}(k+1)\right|}.$

同样，根据Peak2计算相应分数：

$\mathrm{Score}1=\frac{\left|\mathrm{Bin}\left(k\right)\right|+\left|\mathrm{Bin}(k+1)\right|}{\mathrm{Peak}2}.$

如果存在Score1＞3的情况，则执行步骤S5015。

否则，如果计算出的所有Score1≤3的话，上述的处理过程需要从步骤S5011重新开始，即重新进行时域数据的选取和后续处理。

步骤S5015、在所有Score1＞3的参考帧长中，找出帧长最大的作为最终的帧长估计Est_Len，将对应Cyclogram中最大相关值的位置用T₁来表示，而最大幅度的复数值用Peak1来表示。

因此，最终得到的帧头位置即100ms后第一帧的起始位置为：

此时，小数载波频偏误差(记为FFO)的粗略估计值为：

$\mathrm{FFO}=\frac{3\·\mathrm{angle}\left(\mathrm{Peak}1\right)}{2\mathrm{\π}}.$

在本发明的实施例中，Cyclogram实质上是一种特殊的IIR滤波器，每个Cyclogram的持续长度分别对应接收端的各个参考帧长。

具体来说，将时域相关运算的输出结果进行压缩，分别累加到各个环状缓存器中去。由于时域数据的自相关操作会在前导码周期内出现一个幅度很大的峰值，而在一帧中的其它时间内接近于0，若实际的帧长与环状缓存器的长度相匹配，那么相关器的输出峰值会被依次累加到环状缓存器的相同位置，这样看起来完全就像单一帧输出结果的叠加；但是，如果实际的帧长与环状缓存器的长度并不匹配，则会出现以下两种情况：

情况一，Cyclogram会出现多个峰值，原因可能是参考的帧长是实际帧长的整数(例如，实际帧长为2ms，而参考帧长是10ms)，这种情况可以通过预先设定的门限排除，另外一个原因是参考帧长与实际帧长之间并没有固定的倍数关系，导致峰值出现的位置基本上是随机的。

情况二，当实际帧长是参考帧长的整数倍(例如，实际帧长为10ms，而参考帧长是2ms)时，Cyclogram也会出现一个峰值，这种情况需要选取满足门限值的参考帧中帧长最大的作为最终估计的帧长。

步骤S502、从步骤S501(即步骤S5015)中所估计出的帧头位置开始，选取若干帧的数据，利用OFDM符号自身循环前缀的周期重复特性进行移位自相关运算，通过运算结果中的幅值信息判断出循环前缀的长度，同时，由于此处自相关运算的窗口大小比步骤S501中的要小，因此，可以对帧头位置的估计做进一步地精确。

具体的，如图7所示，该步骤包括下述操作内容：

步骤S5021、从Start1(步骤S5015确定)位置开始选取4帧的数据，每帧包含7个OFDM符号，然后，进行时域自相关运算：

R₂(n)＝r^*(n)r(n+N)。

其中，N表示OFDM符号的子载波总数；

步骤S5022、针对每个参考循环前缀分配一个Cyclogram，并确定每个窗口的相关长度；与此同时，还要计算出每个Cyclogram(对应每个参考CP)中窗口的个数。

例如，每个窗口需要进行累加的个数可以表示为：

Len2＝N·CP_ref。

其中，CP_ref代表循环前缀的各个不同参考长度。

那么，每个Cyclogram中窗口的个数为：

$\mathrm{Bin}2=\frac{1}{{\mathrm{CP}}_{\mathrm{ref}}}+1.$

步骤S5023、从相关序列R₂(n)中依次选取Len2个值进行求和，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中：

$A_2\left(k\right)=\underset{n=\mathrm{round}(k\·\mathrm{Len}2)}{\overset{\mathrm{round}\left((k+1)\mathrm{Len}2\right)-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_2\left(n\right),$ 0≤k＜Bins2。

相对每个Cyclogram来说，各个窗口的值每当经过一帧的时间，就会与其对应位置上的A₂(k)进行累加：

Bin(k)＝Bin(k-Bin2)+A₂(k)。

步骤S5024、针对每个Cyclogram，找出累加之后幅度最大的窗口Bin(k)，然后估计其所在位置与相应分数，具体与步骤S5014中的类似，此处不再赘述。

如果存在Score2＞3的情况，则执行步骤S5025。

否则，如果计算出的Score2≤3的话，将返回步骤S501重新开始。

步骤S5025、在Score2＞3的所有参考CP中，找出Score2最大的一个Cyclogram对应的CP作为系统CP长度的最终估计结果，将对应Cyclogram中最大相关值的位置用T₂来表示，而最大幅度的复数值用Peak2来表示。

因此，进一步改善的帧头位置即100ms后第五帧(在步骤S5021中选取了4帧作为具体的处理样本，因此，相应的处理结果则可以进一步的精确从第五帧开始的后续帧的帧头信息)的起始位置为：

Start 2＝Start 1+4·Est_Len·f_s+T₂·N·CP。

在本发明的实施例中，参考循环前缀CP_ref的长度大小设置为N/4、N/8、N/16、N/32，相应Cyclogram分别包含5、9、17、33个窗口。因此，与实际循环前缀完全匹配的Cyclogram仅仅会出现一个峰值，而且也是通过线性插值的方式来获得更加准确的帧头位置，并将大于阈值的最大分数值对应的参考循环前缀作为最终的估计结果。

步骤S503、从步骤S502(即步骤S5025)中所更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，首先在时域上补偿小数载波频偏，然后进行FFT处理，转化为频域子载波，最后在一定整数频偏范围内进行检测，利用前导码的频域相关性，估计出系统的整数载波频偏。

具体的，如图8所示，该步骤包括下述操作内容：

步骤S5031、从round(Start2)+PositionInCP·N·CP+1的位置提取N个时域样值作为前导码符号，然后进行小数载波频偏的补偿。

其中，PositionInCP的取值范围是(0，1)之间，根据实际信道的多径时延情况来灵活选择，如果取值过大的话，会使得上一个符号的多径时延扩展干扰到当前的符号，如果取值过小的话，则可能会由于采样频偏的存在导致符号末尾的部分数据延伸到了下一个符号中去了，也会造成符号间干扰。

相应的进行小数载波频偏的补偿的过程具体依据以下公式进行：

FFO_r(n)＝r(n)e^{-j2πn·FFO/N}。

步骤S5032、通过FFT变换为频域数据FFO_R(k)，然后在频域上补偿前面人为添加的定时误差：

$R\left(k\right)=\mathrm{FFO}\_R\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{CP}\_\mathrm{Offset}\·k}{N}}.$

其中，CP_Offset＝PositionInCP·N·CP。

步骤S5033、参考前导码在(-20，20)范围进行循环移位得到Ref_Preamble_Shift(k)，并与R(k)对应子载波进行相乘：

Corr(k)＝R(k)·Ref_Preamble_Shift(k)。

在此基础上定义r0和r3以及对应前导码分数Preamble_Score：

$r0=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{Corr}\left(k\right)\right|}^2;$

$r3=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Corr}}^{*}\left(k\right)\mathrm{Corr}(k+3);$

$\mathrm{Preamble}\_\mathrm{Score}=\frac{\left|r\left(3\right)\right|}{r0}.$

步骤S5034、参考前导码的每一个对应循环移位都会计算出一个Preamble_Score，并从中选出最大值Best_Score和次最大值Second_Score，然后计算出Score3：

$\mathrm{Score}3=\frac{\mathrm{Best}\_\mathrm{Score}}{\mathrm{Second}\_\mathrm{Score}}.$

如果存在Score3＞3的情况，则执行步骤S5035。

否则，如果计算出的Score3≤3的话，将返回步骤S501重新开始。

步骤S5035、当Score3＞3时，将Best_Score对应的频偏大小作为整数载波频偏的估计值IFO。

步骤S504，根据步骤S501至步骤S503的定时和频偏估计结果，依次对数字锁相环的状态信息进行初始化。

具体的，数字锁相环的状态信息包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差(即载波频偏的相位表示)以及定时误差大小等信息，其中，定时误差包括固定定时误差和由采样频偏造成的定时漂移。

进一步的，如图9所示，该步骤包括下述操作内容：

步骤S5041、帧长估计初始化。

AD/DA与射频的共时钟导致载波频偏和采样频偏的大小存在如下关系：

$\frac{{\mathrm{\Δf}}_c}{f_c}=\frac{{\mathrm{\Δf}}_s}{f_s}.$

由此，可以得出帧长的估计值为：

$\mathrm{Est}\_\mathrm{Len}=\frac{\mathrm{Ref}\_\mathrm{Len}}{1-{\mathrm{\ϵ}}_c{f}_s/{2\mathrm{\πf}}_c}.$

其中，ε_c和ε_s分别代表归一化的载波频偏和采样频偏，Ref_Len代表发送端的参考帧长。

步骤S5042、帧头位置初始化。

具体的初始化所依据的规则如以下公式所示：

Start＝Start 2+Est_Len·Num_Frame。

其中，Num_Frame代表在步骤S503估计过程中使用的总帧数。

需要强调的是，帧头初始化的结果很有可能不是整数，那么需要在其向下取整后的位置提取下一帧的第一个样值，剩余的小数部分可以在频域上来进行补偿。

步骤S5043、相邻时域样值间的相位差初始化。

相邻时域样值间的相位差是由载波频偏引起的，具体表达形式为：

$\mathrm{NCO}\_\mathrm{Freq}=-2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{FFO}+\mathrm{IFO}}{N}.$

其中，FFO和IFO分别是在步骤S501(即步骤S5015)和步骤S503(即步骤S5035)中估计出来的。由此根据共时钟的条件求出归一化采样频偏的估计值为：

${\mathrm{\ϵ}}_s=-\frac{\mathrm{NCO}\_\mathrm{Freq}}{2\mathrm{\π}}\·\frac{f_c}{f_s}.$

步骤S5044、定时误差初始化。

定时误差主要由固定定时误差和由采样频偏造成的定时漂移组成。

其中，固定定时误差也包含两部分：

第一部分，在时域上选取前导码的位置在CP内部，即人为定时误差。

第二部分，帧头位置的小数部分。

固定定时误差具体可以表示为：

$\mathrm{Twist}\_\mathrm{Offset}=2\mathrm{\π}(\mathrm{PositionInCP}\·\mathrm{CP}+\frac{\mathrm{Start}\%1}{N}).$

另外，由于收发两端的AD/DA采样率不一致导致定时漂移，需要对每个OFDM符号纠正一次的定时误差，防止累积效应越来越严重，定时漂移大小为：

Twist_Sym_Inc＝2π(1+CP)(γ-1)。

其中，上述公式中的γ代表估计帧长与参考帧长的比值，即

$\mathrm{\γ}=\frac{\mathrm{Est}\_\mathrm{Len}}{\mathrm{Ref}\_\mathrm{Len}}.$

步骤S505、从步骤S504(即步骤S5042)初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，首先在时域上补偿载波频偏，然后进行FFT变换并在频域上进行定时误差的补偿，即包括了对采样频偏进行补偿的部分，最后利用前导码的频域相关估计出系统残留的定时误差，用于更新数字锁相环的状态信息。

具体的，如图10所示，该步骤包括下述操作内容：

步骤S5051、从Start+PositionInCP·N·CP+1的位置开始提取N个样值作为前导码符号，然后进行载波频偏的补偿：

CFO_r(n)＝r(n)e^jn·NCO_Freq。

步骤S5052、通过FFT变换为频域数据CFO_R(k)，然后计算每个OFDM符号需要动态调整的定时误差大小：

TimOff＝SymNum·Twist_Sym_Inc+Twist_Offset。

其中，SymNum指的是OFDM符号的序号。

在频域上，具体的补偿方法为：

$R\left(k\right)=\mathrm{CFO}\_R\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{TimOff}\·k}{N}}.$

步骤S5053、考虑信道的多径衰落以及残留定时误差的影响，R(k)具体可以表示为：

$R\left(k\right)=H\left(k\right)\·\mathrm{Ref}\_\mathrm{Preamble}\left(k\right)\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δn}\·k}{N}}.$

将R(k)与Ref_Preamble_Shift(k)对应子载波进行相乘：

Corr(k)＝R(k)·Ref_Preamble(k)。

然后，对Corr(k)进行频域自相关：

$r3=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Corr}}^{*}\left(k\right)\mathrm{Corr}(k+3)$

$=\underset{k=0}{\overset{N-4}{\mathrm{\Σ}}}(H^{*}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δn}\·k}{N}})(H(k+3)\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δn}\·(k+3)}{N}}).$

$=e^{-j6\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δn}}{N}}\·\underset{k=0}{\overset{N-4}{\mathrm{\Σ}}}H(k+3)\·H^{*}\left(k\right)$

$=e^{-\frac{j6\mathrm{\π\Δn}}{N}}\·R_H---\left(3\right)$

其中，R_H(3)代表信道的频域自相关，由于OFDM系统一般允许的最大时延扩展是1/4符号周期，即循环前缀CP最长是1/4符号周期，因此，系统的相干带宽最小是4个子载波间隔。那么，在三个子载波间隔内可以认为是相关的，R_H(3)相位均值近似为0。

基于上述的分析，利用频域相关运算结果中的相位信息估计出残留的定时误差：

$\mathrm{Residual}\_\mathrm{TimeOffset}=-\frac{\mathrm{angle}\left(r3\right)\·N}{6\mathrm{\π}}.$

残留的定时误差Residual_TimeOffset需要考虑两个因素：

第一，由于接收端的时钟存在一定的偏差，导致出现了采样频率同步误差，从而使得相邻时域采样点之间存在定时误差。

第二，由于帧定时的不准确，造成了定时误差。

步骤S5054、在每帧结束的时候，数字锁相环的状态信息需要根据上述步骤所估计出的残留定时误差对帧长、相邻时域样值间相位差、帧头位置以及定时误差重新进行更新。

通过这样的更新处理，可以按照一帧为周期，对残留的定时误差和频偏进行补偿，而且帧序号越大估计得越精确。

数字锁相环并没有要求帧长的一次性更新就可以完全补偿回来，这样不仅可以提高估计精度，而且还可以防止一次估计过大反而造成的误差更大。因此，按照如下方式对Est_Len进行更新：

Est_Len＝Est_Len+Residual_TimeOffset·α，0≤α＜1。

其中，α是数字锁相环用于更新帧长调整频偏的参数。帧头位置的更新如下：

Start＝Start+Est_Len+Residual_TimeOffset·β。

其中，β是数字锁相环用于更新帧头位置调整定时的参数。

基于AD/DA与射频共时钟的条件，相邻时域样值间相位差估计为：

$\mathrm{NCO}\_\mathrm{Freq}=-\frac{2\mathrm{\π}(\mathrm{\γ}-1)\·f_c}{\mathrm{\γ}\·f_s}.$

定时误差的更新方法与步骤S5044中定时误差的初始化方法类似，此处不再赘述。

步骤S506、判断步骤S505所更新后的数字锁相环中当前的定时误差(即步骤S505中所估计出的残留定时误差)是否达到一定的阈值门限。

如果没有达到，进一步判断该判断结果为否的时间是否超过预设的时间。

如果没有超过预设的时间，则返回步骤S505，选取下一帧继续进行相应的处理，并根据处理结果对数字锁相环的状态信息进行更新，并继续执行步骤S506。

如果超过预设的时间，即在规定时间段之内，步骤S506的判断结果始终为否，则需重新返回步骤S101进行处理。

而如果达到，此时数字锁相环达到了锁定状态，可以将接收到的数据传送到接收机的后端进行解调。

在实际应用中，在步骤S506中，具体的操作内容可以是：

规定数字锁相环锁定度量LockMetric，若其达到一定的门限值时则认为锁相环已处于锁定状态。

具体的，LockMetric是Residual_TimeOffset经过一个简单的IIR低通滤波器之后的值：

LockMetic＝(f×|Residual_TimeOffset|)+((1-f)×LockMetric)。

其中，f代表LockMetric的遗忘因子。

当进入频偏细同步阶段时，每帧都需要检测LockMetric是否小于门限值MIN_UNLOCK(本发明实施例中可以设置为0.4)。

如果数字锁相环已经处于了锁定状态，那么LockMetric只要不大于MAX_LOCK(本发明实施例中设置为5)，就认为数字锁相环没有失去同步锁定状态；否则，锁定失败，需要重新返回步骤S501开始进行估计。

需要进一步说明的是，上述的参数配置以及公式设置均是为了方便说明而给出的具体示例，在实际的应用中，在能够达到相同的技术效果的前提下，具体参数符号及公式组成的变化并不会影响本发明的保护范围。

与现有技术相比，本发明的实施例所提出的技术方案具有以下优点：

通过应用本发明实施例所提出的技术方案，在OFDM系统频率同步的过程中，利用数字锁相环机制，实现了AD/DA与射频共时钟条件下载波频偏和采样频偏的联合估计，当每帧更新锁相环状态信息时只需利用训练符号的频域相关特性估计出残留的采样频偏，然后通过简单的计算得到残留的载波频偏，便可以实现对频偏估计的更新，系统实现复杂度非常低，而且在数字锁相环处于锁定状态时可以达到非常高的估计精度。

为了实现上述的技术方案，本发明实施例进一步给出了一种接收端设备，可以应用于OFDM系统中，实现OFDM系统的频率同步。

具体如图11所示，为本发明实施例提供的一种接收端设备的结构示意图，具体包括：

接收模块111，用于接收对端设备发送的数据；

第一确定模块112，用于从所述接收模块111所接收到的数据中，选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，确定系统帧长、粗略帧头位置，以及系统的粗略小数载波频偏；

第二确定模块113，用于从所述第一确定模块112所确定的帧头位置开始，选取若干帧的数据，利用OFDM符号自身CP的周期重复特性进行移位自相关运算，确定系统的CP长度，并对帧头位置进行更新；

第三确定模块114，用于从第二确定模块113所更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿小数载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统的整数载波频偏；

初始化模块115，用于根据所述第一确定模块112、所述第二确定模块113和所述第三确定模块114的处理结果，对数字锁相环的状态信息进行初始化，其中，所述数字锁相环的状态信息至少包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差以及定时误差；

更新模块116，用于从所述初始化模块115所初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统残留的定时误差，并更新所述数字锁相环的状态信息；

判断模块117，用于判断所述更新模块116所更新的数字锁相环的状态信息中的定时误差是否低于预设阈值；

发送模块118，用于在所述判断模块117的判断结果为是时，将所述接收模块111接收到的数据传送到后端设备中进行解调处理，或在所述判断模块117的判断结果为否时，通知所述更新模块116选择当前处理的帧的下一帧数据，重新进行处理。

进一步的，所述判断模块117，还用于：

在所述判断模块117的判断结果为否时，判断所述判断结果为否的时间是否超过预设的时间；

如果没有超过，则通知所述更新模块116选择当前处理的帧的下一帧数据，重新进行处理；

如果超过，则通知所述第一确定模块112重新对所述接收模块111所接收到的数据进行处理。

与现有技术相比，本发明的实施例所提出的技术方案具有以下优点：

通过应用本发明实施例所提出的技术方案，在OFDM系统频率同步的过程中，利用数字锁相环机制，实现了AD/DA与射频共时钟条件下载波频偏和采样频偏的联合估计，当每帧更新锁相环状态信息时只需利用训练符号的频域相关特性估计出残留的采样频偏，然后通过简单的计算得到残留的载波频偏，便可以实现对频偏估计的更新，系统实现复杂度非常低，而且在数字锁相环处于锁定状态时可以达到非常高的估计精度。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台终端设备(可以是手机，个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种正交频分复用技术OFDM系统频率同步的方法，其特征在于，具体包括：

步骤A、接收端设备从接收到的数据中，选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏；

步骤B、所述接收端设备从步骤A确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身循环前缀CP的周期重复特性进行移位自相关运算，确定系统的CP长度，并对帧头位置进行更新；

步骤C、所述接收端设备从步骤B更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿小数载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统的整数载波频偏；

步骤D、所述接收端设备根据步骤A至步骤C的处理结果，对数字锁相环的状态信息进行初始化，其中，所述数字锁相环的状态信息至少包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差以及定时误差；

步骤E、所述接收端设备从步骤D初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统残留的定时误差，并更新所述数字锁相环的状态信息；

步骤F、所述接收端设备判断步骤E所更新的数字锁相环状态信息中的定时误差是否低于预设阈值，如果判断结果为是，则数字锁相环达到了锁定状态，所述接收端设备将接收到的数据传送到后端设备中进行解调处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤F，还包括：

如果判断结果为否，所述接收端设备选择当前处理的帧的下一帧数据，返回步骤E进行处理。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，如果判断结果为否，具体包括：

所述接收端设备判断所述判断结果为否的时间是否超过预设的时间；

如果没有超过，所述接收端设备选择当前处理的帧的下一帧数据，返回步骤E进行处理；

如果超过，则所述接收端设备重新返回步骤A进行处理。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤A中的所述确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏的操作，具体包括：

所述接收端设备根据所述移位自相关运算的结果中的幅值信息确定系统帧长和帧头位置；

所述接收端设备根据所述移位自相关运算的结果中的相位信息确定系统的小数载波频偏。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，步骤A，具体包括：

所述接收端设备选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算；

所述接收端设备为每个参考帧定义一个Cyclogram结构，并确定Cyclogram结构中所包含的窗口的数量和每个窗口的长度，其中，一个Cyclogram结构是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，初始化为0；

所述接收端设备在所述移位自相关运算的运算结果中选择部分或全部数据值，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中；

所述接收端设备分别针对每个Cyclogram，找出循环累加之后幅度最大的窗口，并估计该窗口所在位置和相应的分数Score1；

所述接收端设备在所有Score1满足预设条件的参考帧中，确定最大帧长为系统帧长，根据相应的位置确定帧头位置，并根据最大幅度的复数值确定系统的小数载波频偏，并执行步骤B，如果所有Score1均不满足预设条件，则重新执行步骤A。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤B，具体包括：

所述接收端设备从步骤A确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身CP的周期重复特性进行移位自相关运算，其中，每帧的数据中包含多个OFDM符号；

所述接收端设备为每个参考CP定义一个Cyclogram结构，并确定Cyclogram结构中所包含的窗口的数量和每个窗口的长度，其中，一个Cyclogram结构是一个对应包含多个窗口的环状缓存器，初始化为0；

所述接收端设备在所述移位自相关运算的运算结果中选择部分或全部数据值，循环累加到每个Cyclogram的每个窗口中；

所述接收端设备分别针对每个Cyclogram，找出循环累加之后幅度最大的窗口，并估计该窗口所在位置和相应的分数Score2；

所述接收端设备在所有Score2满足预设条件的参考CP中，确定Score2最大值所对应的CP长度为系统的CP长度，根据相应的位置对步骤A所确定的帧头位置进行更新，并执行步骤C，如果所有Score2均不满足预设条件，则返回步骤A。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤C，具体包括：

所述接收端设备从步骤B更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号；

所述接收端设备根据步骤A所确定的小数载波频偏，在时域上对所述前导码符号补偿小数载波频偏；

所述接收端设备对补偿小数载波频偏后的前导码符号进行快速傅里叶变换FFT处理，转化为频域子载波；

所述接收端设备在一定整数频偏范围内进行检测，利用前导码的频域相关性，对参考前导码的每一个对应循环移位计算前导分数，并根据其中的最大前导分数和次大前导分数计算相应的分数Score3；

所述接收端设备在所有Score3满足预设条件的参考前导码中，确定最大前导分数所对应的循环移位大小为系统的整数载波频偏，并执行步骤D，如果所有Score3均不满足预设条件，则返回步骤A。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤D，具体包括：

所述接收端设备根据步骤A所确定的系统的小数载波频偏，以及步骤C所确定的系统的整数载波频偏，对系统帧长和相邻时域样值间相位差进行初始化；

所述接收端设备根据初始化之后的系统帧长，对系统的帧头位置和采样频偏进行初始化；

所述接收端设备根据时域数据选取位置造成的人为定时误差和初始化之后的帧头位置，对系统的固定定时误差进行初始化；

所述接收端设备根据固定定时误差和由采样频偏造成的定时漂移，对定时误差进行初始化。

9.一种接收端设备，应用于OFDM系统中，其特征在于，所述接收端设备具体包括：

接收模块，用于接收对端设备发送的数据；

第一确定模块，用于从所述接收模块所接收到的数据中，选取预设时间段内的时域数据，利用前导码符号时域的周期重复性进行移位自相关运算，确定系统帧长、帧头位置，以及系统的小数载波频偏；

第二确定模块，用于从所述第一确定模块所确定的帧头位置开始，选取多个帧的数据，利用OFDM符号自身CP的周期重复特性进行移位自相关运算，确定系统的CP长度，并对帧头位置进行更新；

第三确定模块，用于从第二确定模块所更新的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿小数载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统的整数载波频偏；

初始化模块，用于根据所述第一确定模块、所述第二确定模块和所述第三确定模块的处理结果，对数字锁相环的状态信息进行初始化，其中，所述数字锁相环的状态信息至少包括系统帧长、帧头位置、相邻时域样值间相位差以及定时误差；

更新模块，用于从所述初始化模块所初始化的帧头位置开始，选取出一个前导码符号，在时域上补偿载波频偏，然后利用前导码的频域相关性，确定系统残留的定时误差，并更新所述数字锁相环的状态信息；

判断模块，用于判断所述更新模块所更新的数字锁相环的状态信息中的定时误差是否低于预设阈值；

发送模块，用于在所述判断模块的判断结果为是时，将所述接收模块接收到的数据传送到后端设备中进行解调处理，或在所述判断模块的判断结果为否时，通知所述更新模块选择当前处理的帧的下一帧数据，重新进行处理。

10.如权利要求9所述的接收端设备，其特征在于，所述判断模块，还用于：

在所述判断模块的判断结果为否时，判断所述判断结果为否的时间是否超过预设的时间；

如果没有超过，则通知所述更新模块选择当前处理的帧的下一帧数据，重新进行处理；

如果超过，则通知所述第一确定模块重新对所述接收模块所接收到的数据进行处理。

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