CN103023832B - 接收机频偏估计和补偿的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种接收机频偏估计和补偿的方法，首先对接收到的空口数据进行了预处理，其次在时域对小数倍频偏进行估计和补偿，最后在频域对整数倍频偏进行估计和补偿。其中，空口数据的预处理为后续的估计和补偿提供了方便，整数倍频偏的估计通过用户DMRS数据与本地DMRS数据进行互相关来完成，整数倍频偏的补偿利用查找相位乘法因子的方法快速实现。本发明实施例还公开了一种与上述方法对应的接收机频偏估计和补偿的装置，将方法应用到装置上即可对接收机接收到的数据进行频偏估计和补偿。

Description

接收机频偏估计和补偿的方法与装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别涉及一种接收机频偏估计和补偿的方法与装置。

背景技术

在LTE(LongTermEvolution，长期技术演进)移动通信系统中，由于终端的移动，基站和终端之间会产生多普勒频移，特别是在高速场景下，这种频移尤其明显。比如高速铁路中，列车速度为500公里/小时，载波频率为20GHz，接收端的最大多普勒频移可达f_d＝9.3KHz。对于接收机来说，估计和发射机之间的频率误差并完成频率误差校正是必须具备的功能。如果不能精确估计频偏并进行补偿，系统性能将大大降低。因此，寻找性能好、实现简单稳定的频偏估计与补偿方法对于工程实现有重要意义。

发明内容

本发明实施例提供了一种接收机频偏估计和补偿的方法与装置，以对LTE上行接收机接收到的数据进行频偏估计和补偿。

本发明实施例接收机频偏估计和补偿的方法，包括以下步骤：

对接收到的空口数据依次进行模数转换、symbol定时和频偏去除处理，将处理后的空口数据的每个时隙中第一个symbol的循环前缀长度截取至与其他symbol的循环前缀长度相同，再对每个时隙进行自相关运算，得到每个时隙的相关值corr；

根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ，根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿；

对经过小数倍频偏补偿后的时域数据依次进行去循环前缀、FFT运算和物理资源解映射处理，得到用户的频域数据；

将用户DMRS数据与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，根据所得峰值peak对应的滑动位置截取symbol数据，并检测截取的symbol数据的整数倍频偏；

根据symbol号，从预设的相位查找表查找相位乘法因子，将截取后的symbol数据与相应的所述相位乘法因子相乘，得到整数倍频偏补偿后的数据。

优选地，所述预设的相位查找表中，所述相位乘法因子是由所述整数倍频偏和symbol号计算得到：

p(shift，s)＝

上式中，p(shift，s)表示所述相位乘法因子，shift表示所述整数倍频偏值，s＝[0，6]，表示symbol号。

优选地，所述相关值corr的计算公式为：

$\mathrm{corr}=\underset{l=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{lN}}_s+k)r^{*}({\mathrm{lN}}_s+k+N)$

式中，l为symbol号，N_s为symbol长度，N为FFT点数，L为循环前缀长度。

优选地，所述步骤根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ的具体过程为：利用cordic算法求出所述相关值corr的相位，用所述相位除以每个symbol所包含子载波的个数，得到小数倍频偏步进值δ。

优选地，采用下述公式来完成所述步骤根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿：

y(n)＝

式中，n＝0，1，...7671，n表示子载波号，x(n)表示小数倍频偏补偿前子载波号为n的时域数据，y(n)表示小数倍频偏补偿后的子载波号为n的时域数据。

优选地，所述峰值peak的计算公式为：

$\mathrm{peak}=\max \left(\underset{k=r}{\overset{r+12*M-1}{\mathrm{\Σ}}}d(k+a)g\left(k\right)\right)$

式中，M表示用户占用RB的个数，r表示用户DMRS数据频域起始位置的频域子载波号，d(k)表示用户频域号为k的DMRS数据，g(k)表示本地生成的频域号为k的DMRS数据，a∈{-2，-1，0，1，2}，表示相关窗的滑动范围。

本发明实施例接收机频偏估计和补偿的装置，包括：

自相关模块，用于对接收到的空口数据依次进行模数转换、symbol定时和频偏去除处理，将处理后的空口数据的每个时隙中第一个symbol的循环前缀长度截取至与其他symbol的循环前缀长度相同，再对每个时隙进行自相关运算，得到每个时隙的相关值corr；

小数倍频偏补偿模块，用于根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ，根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿；

时域频域转换模块，用于对经过小数倍频偏补偿后的时域数据依次进行去循环前缀、FFT和物理资源解映射处理，得到用户的频域数据；

整数倍频偏估计模块，用于将用户DMRS数据与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，根据所得峰值peak对应的滑动位置截取symbol数据，并检测截取的symbol数据的整数倍频偏；

整数倍频偏补偿模块，用于根据symbol号，从预设的相位查找表查找相位乘法因子，将截取后的symbol数据与相应的所述相位乘法因子相乘，得到整数倍频偏补偿后的数据。

优选地，所述预设的相位查找表中，所述相位乘法因子是由所述整数倍频偏和symbol号计算得到：

p(shift，s)＝

上式中，p(shift，s)表示所述相位乘法因子，shift表示所述整数倍频偏值，s＝[0，6]，表示symbol号。

9、根据权利要求7所述的接收机频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述自相关模块中相关值corr的计算公式为：

$\mathrm{corr}=\underset{l=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{lN}}_s+k)r^{*}({\mathrm{lN}}_s+k+N)$

式中，l为symbol号，N_s为symbol长度，N为FFT点数，L为循环前缀长度。

优选地，所述小数倍频偏补偿模块还用于利用cordic算法求出所述相关值corr的相位，用所述相位除以每个symbol所包含子载波的个数，得到小数倍频偏步进值δ。

优选地，所述小数倍频偏补偿模块采用下述公式来完成小数倍频偏补偿：

y(n)＝

式中，n＝0，1，...7671，表示子载波号，x(n)表示小数倍频偏补偿前子载波号为n的时域数据，y(n)表示小数倍频偏补偿后子载波号为n的时域数据。

优选地，所述整数倍频偏估计模块通过滑动互相关操作计算峰值peak采用的公式为：

$\mathrm{peak}=\max \left(\underset{k=r}{\overset{r+12*M-1}{\mathrm{\Σ}}}d(k+a)g\left(k\right)\right)$

式中，M表示用户占用RB(资源块)个数，r表示用户DMRS数据频域起始位置的频域子载波号，d(k)表示用户频域号为k的DMRS数据，g(k)表示本地生成的频域号为k的DMRS数据，a∈{-2，-1，0，1，2}，表示相关窗的滑动范围。

本发明实施例LTE上行接收机频偏估计和补偿的方法，首先对接收到的空口数据进行了预处理，其次在时域对小数倍频偏进行估计和补偿，最后在频域对整数倍频偏进行估计和补偿。其中，空口数据的预处理为后续的估计和补偿提供了方便，整数倍频偏的估计通过用户DMRS数据与本地DMRS数据进行互相关来完成，整数倍频偏的补偿利用查找相位乘法因子的方法快速实现，适用于高速移动环境及高载波频率环境。本发明LTE上行接收机频偏估计和补偿的装置是与上述方法对应的装置，将方法应用到装置上即可对LTE上行接收机接收到的数据进行频偏估计和补偿。

附图说明

图1是本发明LTE上行接收机频偏估计与补偿的方法的流程示意图；

图2是本发明LTE上行接收机频偏估计与补偿的装置的结构示意图。

具体实施方式

本发明实施例接收机频偏估计和补偿的方法，首先在时域进行小数倍频偏估计和补偿，再在频域进行整数倍频偏估计和补偿。下面结合附图与实施例详细解释本发明。

假设在LTE系统中，系统带宽为10MHz，采用normal循环前缀(CyclicPrefix，CP)，子载波间隔为15KHz。本发明LTE上行接收机频偏估计和补偿的方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤1、对接收到的空口数据进行模数转换和symbol定时处理，对经过模数转换和symbol定时处理后的空口数据依次进行以下操作：7.5KHz频偏去除、将第一个symbol的循环前缀长度截取至与其他symbol的循环前缀长度相同、以时隙为单位，进行延时一个OFDMsymbol自相关运算，得到相关值corr；

步骤2、以时隙为单位，根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ，根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿；

步骤3、以OFDMsymbol为单位，对经过所述小数倍频偏补偿后的时域数据依次进行去循环前缀、FFT和物理资源解映射处理，得到每个用户的频域数据；

步骤4、以OFDMsymbol为单位，将用户的DMRS(DeModulationReferenceSignal，解调参考信号)频域数据与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，根据所得峰值peak对应的滑动位置截取symbol数据，同时检测整数倍频偏；

步骤5、以OFDMsymbol为单位，根据symbol号，从预设的相位查找表查找相位乘法因子，将截取后的symbol数据与其对应的相位乘法因子相乘，得到整数倍频偏补偿后的数据。可选的，所述相位乘法因子是由所述整数倍频偏和symbol号计算得到：

其中：p(shift，s)＝

上式中，p(shift，s)表示所述相位乘法因子，shift表示所述整数倍频偏值，s＝[0，6]，表示symbol号。

理论上，在定时同步条件下，最大似然估计算法(MLE)算法对归一化频偏的估计值为

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\left(\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)r^{*}(k+N)\right)$

式中，L为循环前缀(循环前缀)长度，r(k)表示基带时域数字信号及模数转换后的空口数据，k＝[0，L-1]表示从循环前缀的第一个样点开始到循环前缀的最后一个样点结束，N是循环前缀后紧随的一个长度为N的OFDM符号，是归一化频偏。

实际上，在本实施例的步骤1中，经过模数转换和symbol(符号)定时处理后，时域上模拟的空口数据变为数字信号，数字信号每个时隙(时隙)包含0-6共7个symbol。为了计算方便，首先将每个时隙中symbol0(第1个symbol)的前8个采样点删去，以便使7个symbol具有相同的长度。然后进行延时一个OFDMsymbol自相关运算，所采用的公式可以是：

$\mathrm{corr}=\underset{l=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{lN}}_s+k)r^{*}({\mathrm{lN}}_s+k+N)$

式中，l为symbol号，N_s为symbol长度，N为FFT点数，L为循环前缀长度。

步骤2根据相关值计算小数倍频偏步进值，再根据小数倍频偏步进值进行小数倍频偏补偿的具体做法可以是：利用cordic算法求出步骤1所得corr的相位，相位除以每个symbol所包含子载波的个数，得到用于小数倍频偏补偿的小数倍频偏步进值δ。根据小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿，所采用的公式可以为：

y(n)＝

式中，n＝0，1，...7671，n表示子载波号，7个symbol一共包含7672个子载波，x(n)表示小数倍频偏补偿前子载波号为n的时域数据，y(n)表示小数倍频偏补偿后子载波号为n的时域数据。

步骤3中的去循环前缀即将每个symbol前L个样点去除，然后以symbol为单位进行N点FFT操作，做完FFT得到N点的频域数据以后，进行物理资源解映射，得到每个用户的频域数据，以便整数倍频偏估计和补偿的进行。

假设系统设定为能够估计出范围为a·Δf的整数倍频偏(此a的值可以灵活配置，通常取为2，Δf＝15KHz，为子载波间隔)，用户占用M个RB(资源快)。步骤5以OFDMsymbol为单位，将用户的DMRS数据(第4个symbol)连同前后各两个子载波(上指子载波序号增大的方向，下指子载波序号减小的方向)，与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，每滑动一次得到一个共轭相乘之和，其中，最大的共轭相乘之和即为峰值peak，记录峰值peak对应的滑动位置，根据该位置对每个symbol数据进行截取，同时也检测出整数倍频偏。通过前述滑动互相关操作求出峰值peak所采用的计算公式为：

$\mathrm{peak}=\max \left(\underset{k=r}{\overset{r+12*M-1}{\mathrm{\Σ}}}d(k+a)g\left(k\right)\right)$

式中，M表示用户占用RB(资源块)个数，r表示用户DMRS数据频域起始位置的频域子载波号，d(k)表示用户频域号为k的DMRS数据，g(k)表示本地生成的频域号为k的DMRS数据，a∈{-2，-1，0，1，2}，表示相关窗的滑动范围。

上述a的取值范围可以根据系统需求灵活配置。如系统配置为能够估计出[-min，max]的整数倍频偏(min，max均为自然数)，即a的取值范围为a∈{-min，-(min-1)，..，-1，0，1，...，max-1，max}，则将用户的频域数据连同上面max，下面min个子载波数据，与本地DMRS数据进行相关运算，根据峰值检测出整数倍频偏估计值。

由于在时域上，相邻的两个symbol之间存在长度为L的循环前缀，故在频域上相邻的两个symbol的对应的采样点存在着固定相位差。相位差乘法因子的计算公式如下：

p(shift，s)＝

式中，shift＝[-2，2]表示整数倍频偏值，s＝[0，6]表示symbol号。由此建立一张大小为[5，7]的查找表，并与步骤4截取后的symbol数据相乘，快速得到整数倍频偏补偿后的值。

本发明实施例LTE上行接收机频偏估计和补偿的装置是与本发明LTE上行接收机频偏估计和补偿的方法相对应的装置，如图2所示，包括：

自相关模块，用于对接收到的空口数据进行模数转换和symbol定时处理，对处理后的每个symbol数据依次进行以下操作：7.5KHz频偏去除、将第一个symbol(symbol0)的循环前缀长度截取至与其他symbol相同、以时隙为单位，利用最大似然估计算法进行延时一个OFDMsymbol自相关运算，得到相关值corr；

小数倍频偏步补偿模块，用于以时隙为单位，根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ，根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿；

时域频域转换模块，用于以OFDMsymbol为单位，对经过所述小数倍频偏补偿后的时域数据依次进行去循环前缀、FFT和物理资源解映射处理，得到每个用户的频域数据；

整数倍频偏估计模块，用于以OFDMsymbol为单位，将所述用户的DMRS数据与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，根据所的峰值peak对应的滑动位置截取symbol数据，并检测整数倍频偏；

整数倍频偏补偿模块，用于以OFDMsymbol为单位，根据symbol号，从预设的相位查找表查找相位乘法因子，将截取后的symbol数据与相应的相位乘法因子相乘，得到整数倍频偏补偿后的数据。可选的，所述整数倍频偏补偿模块采用下述公式计算所述相位乘法因子p(shift，s)：

p(shift，s)＝

式中，shift表示整数倍频偏值，s＝[0，6]表示symbol号。

自相关模块、小数倍频偏补偿模块、时域频域转换模块、整数倍频偏估计模块和整数倍频偏补偿模块依次相连，分别对应与上述方法中的5个步骤。

作为一个优选的实施例，所述自相关模块中相关值corr的计算公式为：

$\mathrm{corr}=\underset{l=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{lN}}_s+k)r^{*}({\mathrm{lN}}_s+k+N)$

式中，l为symbol号，N_s为symbol长度，N为FFT点数，L为循环前缀长度。

作为一个优选的实施例，所述小数倍频偏补偿模块采用下述公式来完成小数倍频偏补偿：

y(n)＝

式中，n＝0，1，...7671，n表示子载波号，x(n)表示小数倍频偏补偿前子载波号为n的时域数据，y(n)表示小数倍频偏补偿后子载波号为n的时域数据。

作为一个优选的实施例，所述整数倍频偏估计模块计算峰值采用的公式为：

$\mathrm{peak}=\max \left(\underset{k=r}{\overset{r+12*M-1}{\mathrm{\Σ}}}d(k+a)g\left(k\right)\right)$

式中，M表示用户占用RB(资源块)个数，r表示用户DMRS数据频域起始位置的频域子载波号，d(k)表示用户频域号为k的DMRS数据，g(k)表示本地生成的频域号为k的DMRS数据，a∈{-2，-1，0，1，2}，表示相关窗的滑动范围。

将本发明实施例LTE上行接收机频偏估计与补偿的方法应用到本发明实施例LTE上行接收机频偏估计与补偿的装置上，即可实现本发明的目的。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (8)

1.一种接收机频偏估计和补偿的方法，其特征在于，包括以下步骤：

对接收到的空口数据依次进行模数转换、symbol定时和频偏去除处理，将处理后的空口数据的每个时隙中第一个symbol的循环前缀长度截取至与其他symbol的循环前缀长度相同，再对每个时隙进行自相关运算，得到每个时隙的相关值corr；所述相关值corr的计算公式为：式中，l为symbol号，N_s为symbol长度，N为FFT点数，L为循环前缀长度；

根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ，根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿；

对经过小数倍频偏补偿后的时域数据依次进行去循环前缀、FFT运算和物理资源解映射处理，得到用户的频域数据；

将用户DMRS数据与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，根据所得峰值peak对应的滑动位置截取symbol数据，并检测截取的symbol数据的整数倍频偏；

根据symbol号，从预设的相位查找表查找相位乘法因子，将截取后的symbol数据与相应的所述相位乘法因子相乘，得到整数倍频偏补偿后的数据；所述预设的相位查找表中，所述相位乘法因子是由所述整数倍频偏和symbol号计算得到：p(shift,s)＝，其中，p(shift,s)表示所述相位乘法因子，shift表示所述整数倍频偏值，s＝[0,6]，表示symbol号。

2.根据权利要求1所述的接收机频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述步骤根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ的具体过程为：利用cordic算法求出所述相关值corr的相位，用所述相位除以每个symbol所包含子载波的个数，得到小数倍频偏步进值δ。

3.根据权利要求1所述的接收机频偏估计和补偿的方法，其特征在于，采用下述公式来完成所述步骤根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿：

y(n)＝

式中，n＝0,1,…7671，n表示子载波号，x(n)表示小数倍频偏补偿前子载波号为n的时域数据，y(n)表示小数倍频偏补偿后的子载波号为n的时域数据。

4.根据权利要求1所述的接收机频偏估计和补偿的方法，其特征在于，所述峰值peak的计算公式为：

式中，M表示用户占用RB的个数，r表示用户DMRS数据频域起始位置的频域子载波号，d(k)表示用户频域号为k的DMRS数据，g(k)表示本地生成的频域号为k的DMRS数据，a∈{-2,-1,0,1,2}，表示相关窗的滑动范围。

5.一种接收机频偏估计和补偿的装置，其特征在于，包括：

自相关模块，用于对接收到的空口数据依次进行模数转换、symbol定时和频偏去除处理，将处理后的空口数据的每个时隙中第一个symbol的循环前缀长度截取至与其他symbol的循环前缀长度相同，再对每个时隙进行自相关运算，得到每个时隙的相关值corr；所述自相关模块中相关值corr的计算公式为：式中，l为symbol号，N_s为symbol长度，N为FFT点数，L为循环前缀长度；

小数倍频偏补偿模块，用于根据所述相关值corr计算小数倍频偏步进值δ，根据所述小数倍频偏步进值δ进行小数倍频偏补偿；

时域频域转换模块，用于对经过小数倍频偏补偿后的时域数据依次进行去循环前缀、FFT和物理资源解映射处理，得到用户的频域数据；

整数倍频偏估计模块，用于将用户DMRS数据与本地生成的DMRS数据进行滑动互相关操作，根据所得峰值peak对应的滑动位置截取symbol数据，并检测截取的symbol数据的整数倍频偏；

整数倍频偏补偿模块，用于根据symbol号，从预设的相位查找表查找相位乘法因子，将截取后的symbol数据与相应的所述相位乘法因子相乘，得到整数倍频偏补偿后的数据；所述预设的相位查找表中，所述相位乘法因子是由所述整数倍频偏和symbol号计算得到：p(shift,s)＝，其中，p(shift,s)表示所述相位乘法因子，shift表示所述整数倍频偏值，s＝[0,6]，表示symbol号。

6.根据权利要求5所述的接收机频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述小数倍频偏补偿模块还用于利用cordic算法求出所述相关值corr的相位，用所述相位除以每个symbol所包含子载波的个数，得到小数倍频偏步进值δ。

7.根据权利要求5所述的接收机频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述小数倍频偏补偿模块采用下述公式来完成小数倍频偏补偿：

y(n)＝

式中，n＝0,1,…7671，表示子载波号，x(n)表示小数倍频偏补偿前子载波号为n的时域数据，y(n)表示小数倍频偏补偿后子载波号为n的时域数据。

8.根据权利要求5所述的接收机频偏估计和补偿的装置，其特征在于，所述整数倍频偏估计模块通过滑动互相关操作计算峰值peak采用的公式为：

式中，M表示用户占用RB(资源块)个数，r表示用户DMRS数据频域起始位置的频域子载波号，d(k)表示用户频域号为k的DMRS数据，g(k)表示本地生成的频域号为k的DMRS数据，a∈{-2,-1,0,1,2}，表示相关窗的滑动范围。