CN104468449A - 同步器和同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种同步器和同步方法，该同步器包括：定时同步模块，配置成接收待传输信号，以对所述待传输信号进行时域符号定时同步；载波频偏补偿模块，配置成连接于所述定时同步模块，以根据所述定时同步的结果对所述定时同步后的信号进行小数载波频偏补偿；快速傅里叶变换模块，配置成连接于所述载波频偏补偿模块，以变换到频域；整数频偏补偿模块，配置成连接于所述快速傅里叶变换模块，以实现整数频偏补偿；采样同步模块，配置成连接于所述整数频偏补偿模块，以实现采样定时；残余相位补偿模块，配置连接于所述采样同步模块，以实现残余相位的偏差补偿。该同步器有效解决同步建立时间长、复杂度高等方面难题，提升系统的综合性能。

Description

同步器和同步方法

技术领域

本发明涉及数据传输领域，具体地，涉及一种同步器和同步方法。

背景技术

近年来，高清无线视频传输系统以其机动灵活、直观形象、操作方便等优点，被广泛应用于部队单兵作战、公安远程监控取证、电视节目转播、矿井油田安全监控、地下车库超市环境监控、小区环境监控等各个领域，并成为人们实现应急处置、监测监控、安全调度等一种重要手段。COFDM技术是4G核心技术，可实现在“高速运动中”和“非视通条件下”高质量实时图像和数据传输。

同步技术是数字通信系统中非常关键的技术，OFDM系统对定时和载波频率偏移这类的同步误差非常敏感，定时同步的错误不仅会使信号的幅度和相位产生畸变，还会导致各个OFDM符号之间产生干扰，引入ISI；频率同步错误会破坏子载波间的正交性而导致码间干扰，这些都会严重影响OFDM系统性能。同步技术就是分别从时域、频域解决定时同步错误和频率同步错误。现有的时域同步的估计值都较为粗略，通常需要频域的估计来进一步提高估计精度，并且需要相应的控制系统来对两者进行协调，而反馈系统会因FFT计算单元等因素增加同步的建立时间，这对突发分组传输模式是不利的。通常的同步方法实质上可归结为两大类：数据辅助方法(DA)和非数据辅助方法(NDA)。DA法利用导频、训练符号或两者的结合，但这些信息都会降低系统的传输效率；NDA法常利用的保护间隔存在ISI问题使得估计效果较差；盲或半盲算法可提高估计精度且无需类似导频或训练符号的辅助信息，但其通常需要信道及信号的大量统计特性，计算量大，计算复杂度高。

发明内容

本发明的目的是提出一种同步器和同步方法，该同步器通过时域定时、频域后补偿定时、频偏、相位频偏的装置，有效解决同步建立时间长、复杂度高等方面难题，提升系统的综合性能。

为了实现上述目的，本发明提供了一种同步器，该同步器包括：定时同步模块，配置成接收待传输信号，以对所述待传输信号进行时域符号定时同步；载波频偏补偿模块，配置成连接于所述定时同步模块，以根据所述定时同步的结果对所述定时同步后的信号进行小数载波频偏补偿；快速傅里叶变换模块，配置成连接于所述载波频偏补偿模块，以变换到频域；整数频偏补偿模块，配置成连接于所述快速傅里叶变换模块，以实现整数频偏补偿；采样同步模块，配置成连接于所述整数频偏补偿模块，以实现采样定时；残余相位补偿模块，配置连接于所述采样同步模块，以实现残余相位的偏差补偿。

优选地，所述定位同步模块包括：延时器，配置成接收所述待传输信号；共轭乘法器，配置成接收所述待传输信号且连接于所述延时器；第一滑动相关器，配置成连接于所述共轭乘法器；第二滑动相关器，配置成连接于所述延时器；比较判决器，配置成分别连接所述第一滑动相关器和第二滑动相关器且发送所述定时同步的信号。

优选地，所述载波频偏补偿模块包括：第一数据缓存器，配置成接收所述定时同步后的信号；CFO频偏补偿器，配置成连接于所述第一数据缓存器，且所述CFO频偏补偿器与所述第一数据缓存器之间还通过CFO频偏估计器连接；数据联合输出器，配置成分别连接于所述第一数据缓存器和所述CFO频偏补偿器且发送载波频偏补偿后的信号。

优选地，所述整数频偏补偿模块包括：导频抽取器，配置成连接于控制器以接收所述控制器的控制启动信号或控制关闭信号并连接于所述快速傅里叶变换模块；互相关器，配置成分别连接于所述导频抽取器和快速傅里叶变换模块；比较器，配置成分别连接于所述互相关器和采样同步模块；计数器，配置成连接于所述控制器已接收所述控制器的控制计数信号和控制停止信号。

优选地，所述采样同步模块包括：导频提取器，配置成连接于所述整数频偏补偿模块；采样频偏补偿器，配置成通过第二数据缓存器连接于所述导频提取器，所述导频提取器还依次通过所述导频相关器和采样频偏估计器连接于所述采样频偏补偿器；顺序调整器，配置成连接于所述采样频偏补偿器且发送采样定时后信号。

本发明还提供一种同步方法，该同步方法包括：使用上述的同步器，该方法包括：

S101，所述定时同步模块对待传输信号在时域进行定时同步；

S102，所述载波频偏补偿模块根据定时同步的结果对接收到的信号在时域进行小数载波频偏补偿处理；

S103，将小数载波频偏补偿处理的信号通过快速傅里叶变换转换到频域得到频域信号；

S104，所述整数频偏补偿模块根据频域信号判断相关峰位置，对频域信号进行整数频偏补偿；

S105，所述采样同步模块根据整数频偏补偿的结果，对整数频偏补偿后的信号进行采样定时；

S106，所述残余相位补偿模块对采样定时后剩余的残余相位进行偏差补偿。

优选地，所述步骤S102还包括：

S201，通过最大似然算法计算得到载波频率偏差；

S202，对多个所述载波频率偏差取平均值得到平均载波频率偏差的公式为；

S203，通过平均载波频率偏差对所述同步后的信号进行补偿的公式为。

优选地，计算得到载波频率偏差的公式为：

$f_{\mathrm{\Δ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}^{\mathrm{STS}}{T}_s}\arctan \left(\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_n{y}_{n-D^{\mathrm{STS}}}^{*}\right);$

对多个所述载波频率偏差取平均值的公式为：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}^{\mathrm{STS}}{T}_s}\frac{\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\arctan \left(\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{[(i-1)\×D^{\mathrm{STS}}+n]}{y}_{[(i-1)\×D^{\mathrm{STS}}+n-D^{\mathrm{STS}}}^{*}\right)}{N};$

对所述同步后的信号进行补偿的公式为：

${\hat{r}}_n=r_n\×e^{-\mathrm{jn}{\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}}=r_n\×e^{-j{\mathrm{\θ}}_n}=r_n\·[\sin (-{\mathrm{\θ}}_n)+j\cos (-{\mathrm{\θ}}_n)];$

其中，r_n为为接收的信号序列，所述y_n为同步后的信号，f_Δ为载波频率偏差，D^STS为预设循环前缀的周期。

优选地，所述步骤S105还包括：

S501，判断采样时钟的偏移是否等于1个所述采样时钟；

S502，当等于1个采样时钟，则提前或延后一个所述采样时钟。

通过上述实施方式，本发明的同步器通过时域定时、频域后补偿定时、频偏、相位频偏的方法，有效解决同步建立时间长、复杂度高等方面难题，提升系统综合性能。

本发明的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是说明本发明的具体实施方式的同步器的结构框图；

图2是说明本发明的具体实施方式的定位同步模块的结构框图；

图3是说明本发明的具体实施方式的载波频偏补偿模块的结构框图；

图4是说明本发明的具体实施方式的整数频偏补偿模块的结构框图；以及

图5是说明本发明的具体实施方式的采样同步模块的结构框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。

在本发明的一种具体实施方式中，如图1所示，本发明提供一种同步器，该同步器包括：定时同步模块，配置成接收待传输信号，以对所述待传输信号进行时域符号定时同步；载波频偏补偿模块，配置成连接于所述定时同步模块，以根据所述定时同步的结果对所述定时同步后的信号进行小数载波频偏补偿，其中定时同步的结果是实现信号时域精确同步；快速傅里叶变换模块，配置成连接于所述载波频偏补偿模块，以变换到频域；整数频偏补偿模块，配置成连接于所述快速傅里叶变换模块，以实现整数频偏补偿；采样同步模块，配置成连接于所述整数频偏补偿模块，以实现采样定时；残余相位补偿模块，配置连接于所述采样同步模块，以实现残余相位的偏差补偿。

通过上述实施方式，在时域完成符号定时同步和频率粗同步，频域后补偿定时、频偏、相位偏差的设计方法，减小了同步建立时间、降低了计算复杂度。该同步器具有建立时间短、捕获跟踪快、复杂度低的综合性能。本发明在研究现有同步器的设计方案与算法的基础上，提出一种新的上述方案，从而有效解决同步建立时间长、复杂度高等方面难题，提升系统综合性能。本发明适用于多载波无线通信、便携式无线视频通信、手持式传输终端以及高效RF通信等领域的应用。

以下结合附图1、图2、图3、图4以及图5对本发明进行进一步的说明。

在本发明的一种具体实施方式中，如图2所示，所述定位同步模块可以包括：延时器，配置成接收所述待传输信号；

共轭乘法器，配置成接收所述待传输信号且连接于所述延时器；

第一滑动相关器，配置成连接于所述共轭乘法器；

第二滑动相关器，配置成连接于所述延时器；

比较判决器，配置成分别连接所述第一滑动相关器和第二滑动相关器且发送所述定时同步的信号。

在该种实施方式中，所述载波频偏补偿模块包括：第一数据缓存器，配置成接收所述定时同步后的信号；

CFO频偏补偿器，配置成连接于所述第一数据缓存器，且所述CFO频偏补偿器与所述第一数据缓存器之间还通过CFO频偏估计器连接；

数据联合输出器，配置成分别连接于所述第一数据缓存器和所述CFO频偏补偿器且发送载波频偏补偿后的信号。

完成时域定时同步和小数频偏补偿后，经过FFT变换到频域，对数据进一步进行操作。

在该种实施方式中，利用时域同步的结果，对接收到的信号在时域实施小数载波频偏补偿处理，小数载波频偏补偿模块主要由数据缓存、CFO估计、数据联合等部分组成，如图3所示。

在该种实施方式中，所述整数频偏补偿模块可以包括：导频抽取器，配置成连接于控制器以接收所述控制器的控制启动信号或控制关闭信号并连接于所述快速傅里叶变换模块；

互相关器，配置成分别连接于所述导频抽取器和快速傅里叶变换模块；

比较器，配置成分别连接于所述互相关器和采样同步模块；

计数器，配置成连接于所述控制器已接收所述控制器的控制计数信号和控制停止信号。

作为本发明的一种方式，在频域利用导频滑动相关，判断相关峰的位置，从而实现整数频偏补偿，如图4所示，主要由导频抽取器、互相关器、比较器、计数器等模块组成。

在该种实施方式中，所述采样同步模块可以包括：导频提取器，配置成连接于所述整数频偏补偿模块；采样频偏补偿器，配置成通过第二数据缓存器连接于所述导频提取器，所述导频提取器还依次通过所述导频相关器和采样频偏估计器连接于所述采样频偏补偿器；顺序调整器，配置成连接于所述采样频偏补偿器且发送采样定时后信号。

通过上述实施方式，本发明将上述实施结果送入采样同步器进行处理，从而实现采样定时和频率同步，实施结构如图5所示，主要由导频提取、缓存器、采样频偏估计、采样频率补偿等模块组成；

在本发明的一种同步方法中，该同步方法包括：使用上述的同步器，该方法包括：

S101，所述定时同步模块对待传输信号在时域进行定时同步；

S102，所述载波频偏补偿模块根据定时同步的结果对接收到的信号在时域进行小数载波频偏补偿处理；

S103，将小数载波频偏补偿处理的信号通过快速傅里叶变换转换到频域得到频域信号；

S104，所述整数频偏补偿模块根据频域信号判断相关峰位置，对频域信号进行整数频偏补偿；

S105，所述采样同步模块根据整数频偏补偿的结果，其中，整数频偏补偿的结果是实现频率粗同步，对整数频偏补偿后的信号进行采样定时；

S106，所述残余相位补偿模块对采样定时后剩余的残余相位进行偏差补偿。

在该种实施方式中，所述步骤S102还包括：

S201，通过最大似然算法计算得到载波频率偏差；

S202，对多个所述载波频率偏差取平均值得到平均载波频率偏差；

S203，通过平均载波频率偏差对所述同步后的信号进行补偿。

在该种实施方式中，利用循环前缀的重复周期性，采用最大似然算法进行载波同步处理。假设理想接收信号为y_n，在归一化载波频率偏差f_Δ的影响下接收信号为：

$r_n=y_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s};$

设循环前缀的周期为D^STS，则延时相关变量C_n可表示为：

$C_n=\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\×r_{n-D^{\mathrm{STS}}}^{*};$

根据最大似然估计算法可得载波频率偏差为：

$f_{\mathrm{\Δ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}^{\mathrm{STS}}{T}_s}\arctan \left(\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_n{y}_{n-D^{\mathrm{STS}}}^{*}\right);$

为了提高载波同步的准确性，实现上采用多次估计求平均，具体公式如下所示，

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}^{\mathrm{STS}}{T}_s}\frac{\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\arctan \left(\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{[(i-1)\×D^{\mathrm{STS}}+n]}{y}_{[(i-1)\×D^{\mathrm{STS}}+n-D^{\mathrm{STS}}}^{*}\right)}{N};$

载波频偏补偿模块主要负责频率偏差得到OFDM符号中每个取样的CFO补偿因子进而下式对待补偿数据进行补偿：

${\hat{r}}_n=r_n\×e^{-\mathrm{jn}{\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}}=r_n\×e^{-j{\mathrm{\θ}}_n}=r_n\·[\sin (-{\mathrm{\θ}}_n)+j\cos (-{\mathrm{\θ}}_n)];$ 其中，上述的r_n为接收的信号序列。

在该种实施方式中，所述步骤S105还包括：

S501，判断采样时钟的偏移是否等于1个所述采样时钟；

S502，当等于1个采样时钟，则提前或延后一个所述采样时钟。

在上述实施方式中，采样同步所使用的方法为：假设发射机与接收机的采样时钟为Ts，相对误差为Δ，则采样时钟误差为T_sΔ，则经过ADC采样之后，考虑采样频偏影响得到的OFDM符号为：

y[n]＝y[nT_s(1+Δ)]＝y[lN_sT_s+mT_s+lN_sT_sΔ+mT_sΔ]；

其中，n＝lN_s+m,l≥0，且0≤m≤N_s，N_s＝N_u+N_c，N_u表示其中有用数据的取样点数，N_c指循环前缀的取样点数。

经过FFT进行OFDM解调，上述采样点定时偏移将表现为乘上一个相位因子exp(jω_k(lN_sT_sΔ))，即产生了jω_k(lN_sT_sΔ)的相位旋转，其中ω_k是第k个子载波的频率，第k个子载波由于采样频偏产生的相位旋转可表示为：

${\mathrm{\θ}}_{l,k}=2\mathrm{\πlk}\frac{T_s}{T_u}{N}_s\mathrm{\Δ}=2\mathrm{\πlk}\frac{N_s}{N_u}\mathrm{\Δ}=s_{\mathrm{lk}};$

其中， $s_l=2\mathrm{\πl}\frac{N_s}{N_u}\mathrm{\Δ};$

假设导频子载波为其中k_j为子载波标号，j＝0,1,2,...,M，在只考虑信号和采样频偏的影响时，接收到的导频信号可以表示为

$Y_{l,k_j}=H_{k_j}{P}_{k_j}{e}^{{\mathrm{\θ}}_{{l,k}_j}};$

其中，表示该导频信号的频率信号响应，对接收信号进行信道估计，得到每个子载波的信道估计值然后对接收到的导频信号进行信道均衡，再与已知的导频取样进行相关运算可得到：

$Y_{l,k_j}=\left({{\hat{H}}_{k_j}}^{*}{P_{k_j}}^{*}\right)=H_{k_j}{P}_{k_j}{e}^{{\mathrm{\θ}}_{l,k_j}}\left({{\hat{H}}_{k_j}}^{*}{P_{k_j}}^{*}\right)={\left|H_{k_j}\right|}^2{\left|P_{k_j}\right|}^2{e}^{{\mathrm{\θ}}_{l,k_j}};$

对上式进行相位估计就可以得到相位旋转信息则

${\mathrm{\θ}}_{l,k_j}=s_l{k}_j;$

通常直接求平均的方法求取s_l，即

$s_l=\frac{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\θ}}_{l,k_j}}{\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{k}_j};$

随着符号数的增加，每个符号中子载波上的相位旋转会越来越大，直至频率最高的子载波上的相位旋转超过2π，即采样频偏使得取样在时域上已经整整偏移了一个采样时钟，这时需要对接收序列重新定时，将其提前或延后一个采样时钟。

当采样偏移达到1个采样时钟T_s时，经过FFT处理后相当于乘上了相位旋转因子exp(jω_kT_s)。

${\mathrm{\ω}}_k{T}_s=\left(2\mathrm{\π}\frac{k}{T_u}\right)T_s=s_{l,k}\⇒s_l=2\mathrm{\π}\frac{T_s}{T_u}=\frac{2\mathrm{\π}}{N_u};$

因此，当|s_l|≥2π/N_u即可以判断采样偏差对时域上已经超过1个采样时钟，且可根据s_l的符号来判断偏差具体是提前还是延后。

在本发明中，为了验证算法设计的正确性，将正弦波信号设置为信号的输入，经过OFDM发射基带经天线发射出去，在接收端接收到信号经ADC进行上述处理后并解码解调，利用在线逻辑分析仪得到的信号，图中未采用偏移二进制表示，经变换后可得到标准的正弦波信号，从而验证了算法设计的正确性。

以上结合附图详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本发明的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合，为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本发明的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公开的内容。

Claims (9)

1.一种同步器，其特征在于，该同步器包括：定时同步模块，配置成接收待传输信号，以对所述待传输信号进行时域符号定时同步；

载波频偏补偿模块，配置成连接于所述定时同步模块，以根据所述定时同步的结果对所述定时同步后的信号进行小数载波频偏补偿；

快速傅里叶变换模块，配置成连接于所述载波频偏补偿模块，以变换到频域；

整数频偏补偿模块，配置成连接于所述快速傅里叶变换模块，以实现整数频偏补偿；

采样同步模块，配置成连接于所述整数频偏补偿模块，以实现采样定时；

残余相位补偿模块，配置连接于所述采样同步模块，以实现残余相位的偏差补偿。

2.根据权利要求1所述的同步器，其特征在于，所述定位同步模块包括：延时器，配置成接收所述待传输信号；

共轭乘法器，配置成接收所述待传输信号且连接于所述延时器；

第一滑动相关器，配置成连接于所述共轭乘法器；

第二滑动相关器，配置成连接于所述延时器；

比较判决器，配置成分别连接所述第一滑动相关器和第二滑动相关器且发送所述定时同步的信号。

3.根据权利要求1所述的同步器，其特征在于，所述载波频偏补偿模块包括：第一数据缓存器，配置成接收所述定时同步后的信号；

CFO频偏补偿器，配置成连接于所述第一数据缓存器，且所述CFO频偏补偿器与所述第一数据缓存器之间还通过CFO频偏估计器连接；

数据联合输出器，配置成分别连接于所述第一数据缓存器和所述CFO频偏补偿器且发送载波频偏补偿后的信号。

4.根据权利要求1所述的同步器，其特征在于，所述整数频偏补偿模块包括：导频抽取器，配置成连接于控制器以接收所述控制器的控制启动信号或控制关闭信号并连接于所述快速傅里叶变换模块；

互相关器，配置成分别连接于所述导频抽取器和快速傅里叶变换模块；

比较器，配置成分别连接于所述互相关器和采样同步模块；

计数器，配置成连接于所述控制器已接收所述控制器的控制计数信号和控制停止信号。

5.根据权利要求1所述的同步器，其特征在于，所述采样同步模块包括：导频提取器，配置成连接于所述整数频偏补偿模块；

采样频偏补偿器，配置成通过第二数据缓存器连接于所述导频提取器，所述导频提取器还依次通过所述导频相关器和采样频偏估计器连接于所述采样频偏补偿器；

顺序调整器，配置成连接于所述采样频偏补偿器且发送采样定时后信号。

6.本发明还提供一种同步方法，其特征在于，该同步方法包括：使用根据1-5中任意一项权利要求所述的同步器，该方法包括：

S101，所述定时同步模块对待传输信号在时域进行定时同步；

S102，所述载波频偏补偿模块根据定时同步的结果对接收到的信号在时域进行小数载波频偏补偿处理；

S103，将小数载波频偏补偿处理的信号通过快速傅里叶变换转换到频域得到频域信号；

S104，所述整数频偏补偿模块根据频域信号判断相关峰位置，对频域信号进行整数频偏补偿；

S105，所述采样同步模块根据整数频偏补偿的结果，对整数频偏补偿后的信号进行采样定时；

S106，所述残余相位补偿模块对采样定时后剩余的残余相位进行偏差补偿。

7.根据权利要求6所述的同步方法，其特征在于，所述步骤S102还包括：

S201，通过最大似然算法计算得到载波频率偏差；

S202，对多个所述载波频率偏差取平均值得到平均载波频率偏差；

S203，通过平均载波频率偏差对所述同步后的信号进行补偿。

8.根据权利要求7所述的同步方法，其特征在于，计算得到载波频率偏差的公式为：

$f_{\mathrm{\Δ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}^{\mathrm{STS}}{T}_s}\arctan \left(\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_n{y}_{n-D^{\mathrm{STS}}}^{*}\right);$

对多个所述载波频率偏差取平均值的公式为：

${\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{D}^{\mathrm{STS}}{T}_s}\frac{\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\arctan \left(\underset{n=0}{\overset{D^{\mathrm{STS}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{[(i-1)\×D^{\mathrm{STS}}+n]}{y}_{[(i-1)\×D^{\mathrm{STS}}+n-D^{\mathrm{STS}}]}^{*}\right)}{N};$

对所述同步后的信号进行补偿的公式为：

${\hat{r}}_n=r_n\×e^{-\mathrm{jn}{\hat{f}}_{\mathrm{\Δ}}}=r_n\×e^{-j{\mathrm{\θ}}_n}=r_n\×[\sin (-{\mathrm{\θ}}_n)+j\cos (-{\mathrm{\θ}}_n)];$

其中，r_n为接收的信号序列，所述y_n为同步后的信号，f_Δ为载波频率偏差，D^STS为预设循环前缀的周期。

9.根据权利要求6所述的同步方法，其特征在于，所述步骤S105还包括：

S501，判断采样时钟的偏移是否等于1个所述采样时钟；

S502，当等于1个采样时钟，则提前或延后一个所述采样时钟。