CN102333370B - Ofdm系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，该方法将基于导频子载波平均相位偏移增量检测的采样时钟偏移估计方法和根据采样时钟偏移量的抽除/补偿时钟同步补偿机制相结合。用以解决OFDM系统接收端模/数转换和发送端数/模转换时钟频率的不匹配所造成的抽样时刻偏移问题，有效减少了OFDM子载波间干扰和解调后星座图相位的偏转。本发明避免了使用昂贵的压控振荡器，又避免了传统的符号同步模块对FFT窗口的频繁搜寻造成系统性能的下降，是一种低硬件成本、高效率的抽样时钟同步方法。

Description

OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法

技术领域

本发明涉及的领域为无线通信系统和方法，即OFDM无线通信系统对接收到的导频码元进行频域处理的抽样时钟同步方法。

技术背景

OFDM(正交频分复用技术)是一种无线环境下的高速传输技术，因其频谱效率高，抗频率选择性衰落能力强，已被广泛应用于WLAN、WiMAX、3GPPLTE、DVB-T等无线通信系统，并且是下一代无线通信系统的核心技术。

OFDM的一个主要缺点是对发送端和接收端同步偏差的敏感性，包括频率同步偏差，符号同步偏差和抽样时钟同步偏差，这些往往会造成OFDM系统性能的严重下降。目前对于OFDM系统频率同步偏差和符号同步偏差的纠正方法方面的研究较多，关于抽样时钟频率偏差纠正方面的研究较少，这是因为抽样时钟频率偏移如果不够大，引起的错误总是可以通过符号时钟同步模块对FFT窗口的搜寻来进行校正。

然而，对下一代基于OFDM的无线通信系统而言，为了得到更高的数据率，抽样时钟间隔会越来越密，OFDM子载波个数也会越来越多，使得发送端和接收端抽样时钟的偏差对系统性能造成的影响也越来越大。另一方面，做为电子消费品的基于OFDM的无线多媒体终端接收机，为了减少其制造成本，需要尽可能使用低精度晶体振荡器，抽样时钟频率偏移往往会达到100ppm以上。以上两个因素会放大抽样时钟偏移的影响，使得符号时钟同步模块对FFT窗口搜寻过于频繁，导致明显的系统性能下降。

抽样时钟偏移补偿方法可以分为两大类，分别是同步抽样和非同步抽样。在接收机使用同步抽样的过程是将时钟偏移的估计值反馈给压控振荡器，用其来校正抽样时刻。但是使用压控振荡器的成本高而且有较高的噪声抖动，此外还需一段较长的时间来补偿抽样时钟，所以并不实用。

对全数字接收机而言，为了降低成本，可以采用自由晶体振荡器来实现非同步抽样，所以抽样时钟偏移估计和校正可以全部在数字域进行。

发明内容

本发明的目的是提供OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，克服使用压控振荡器来校正抽样时钟导致的高成本和高噪声抖动的缺点，同时克服上述现有算法中符号同步模块对FFT窗口的频繁搜寻造成系统性能的下降的缺点。

本发明的技术问题是这样加以解决的：

OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，该方法将基于导频子载波平均相位偏移增量检测的采样时钟偏移估计方法和根据采样时钟偏移量的抽除/补偿时钟同步补偿机制相结合。

上述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，所述基于导频子载波平均相位偏移增量检测的采样时钟偏移估计方法具体是：不直接检测因为接收端和发送端的抽样频率不同而引起的抽样时刻偏移，而是通过检测接收端导频信号和发送端导频信号的相角差，再计算相邻子载波的相角偏移增量的平均值，来估算抽样时刻的偏移。

上述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，所述抽除/补偿时钟同步补偿机制是：当接收端抽样时钟频率低于发送端时，使得接收端抽样间隔大于发送端，可能造成一个符号周期内，接收端得到的抽样值比发送端少1个，为了匹配抽样时钟的影响，这时将下个符号周期的第一个抽样值复制，作为缺少的本符号周期的最后一个抽样值；当接收端抽样时钟频率高于发送端时，使得接受端抽样间隔小于发送端，可能造成一个符号周期内，接收端得到的抽样值比发送端多1个，为了匹配抽样时钟的影响，这时将本符号周期的多出的最后一个抽样值去除。

上述的OFDM系统中基于抽取/补偿机制的抽样时钟同步方法，所述抽除/补偿时钟同步补偿机制具体是：

设置平均相位偏移相角差的上下门限值分别为和然后求出因抽样频率偏移造成的信号导频子载波的平均相位偏移相角差作为整个符号的平均相位偏移相角差的估计值，用与和比较；

当接收方FFT(FastFourierTransformation快速傅氏变换)窗口的起始位置落在安全范围内，无需调用抽除/补偿机制；

当表示接收端的采样频率大于发送端的采样频率，可能造成一个符号周期内，接收端接收到的抽样值比发送端多一个，为了匹配抽样时钟，将本符号周期的多出的最后一个抽样值去除；

当表示接收端的采样频率小于发送端的采样频率，使得接受端抽样间隔大于发送端，可能造成一个符号周期内，接收端接收到的抽样值比发送端少一个，为了匹配抽样时钟，把下个符号周期的第一个抽样值复制，作为缺少的本符号周期的最后一个抽样值。

上述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，在所述OFDM系统中，按照下述公式(1)、(2)计算相邻子载波的平均相位偏移增量。

假设由发射机发射的第j个OFDM符号有L个导频子载波，用表示发射机发射的第j个OFDM符号第l个导频子载波的调制星座点，用表示接收机接收到的第j个OFDM符号第l个导频子载波的调制星座点，其中k_l是第l个导频信号的子载波序号，则第j个OFDM符号的第l个导频子载波的相位旋转角度为：

则第j个OFDM符号的由抽样频率偏移造成的相邻子载波的平均相位偏移增量的估计值为：

上述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，所述相邻子载波的平均相位偏移的上下门限值和对应着采样时钟偏移量的上下门限值Δt_up和Δt_low，

设每个OFDM信号的循环前缀(CP)的长度为G个抽样间隔，发射机的采样周期为T_s，接收机的采样周期为T_s′，无线信道的单位冲激函数为h(t)，为了保证接收端的FFT采样窗口的起点落在循环前缀的安全范围内，根据OFDM系统的特性，则抽样时间偏移Δt必须满足：

-GT_s+length(h(t))＜Δt＜0(3)

length(h(t))为无线信道的冲激响应h(t)长度；GT_s为OFDM符号的循环前缀CP的长度。

为了防止Δt超过这个范围，则必须使用抽除/补偿时钟同步补偿机制；

设置两个门限值Δt_up和Δt_low，使得：-GT_s+length(h(t))＜Δt_low＜Δt_up＜0。

上述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法中，先设置采样时钟偏移量的上下门限值Δt_up和Δt_low，再将其映射到相位偏移相角差的上下门限值和

取采样时钟的相对偏移量为：

$\mathrm{\ρ}=\frac{{T_s}^{\′}-T_s}{T_s}---\left(4\right)$

设N_c为所述一个OFDM信号的有效信号子载波个数，G为一个OFDM信号的循环前缀(CP)的长度，为第j个OFDM符号的相邻子载波的相位偏移增量，Δt_j为第j个OFDM符号的抽样时钟偏移量，则有：

Δt_j+1＝Δt_j+(N_c+G)ρT_s(6)

由式(5)(6)可得ρ的估计值为：

由式(5)(7)可得相位偏移增量的上下门限值分别为

和

与现有技术相比，本发明的优点是采用基于导频子载波平均相位偏移增量检测的采样时钟偏移估计方法和根据采样时钟偏移量的抽除/补偿时钟同步补偿机制相结合，有效减少了OFDM子载波间干扰和解调后星座图相位的偏转，克服使用压控振荡器来校正抽样时钟导致的高成本和高噪声抖动的缺点，同时克服上述现有算法中符号同步模块对FFT窗口的频繁搜寻造成系统性能的下降的缺点。

附图说明

下面对照附图并结合具体实施方式以及仿真测量结果对本发明作进一步说明。

图1是该OFDM系统的抽样时钟同步方法原理图；

图2是典型OFDM符号的抽样时钟偏移示意图。

图3a是抽样时钟同步的抽除模型；

图3b是抽样时钟同步的补偿模型；

图4是抽样频率为50ppm和抽样时钟偏移为-0.2Ts时的子载波相位偏移图；

图5是起始抽样时钟偏移Δt₀＝0时使用抽除/补偿机制的效果图；

图6是起始抽样时钟偏移Δt₀＝-30T_s时使用抽除/补偿机制的效果图；

图7是不同信噪比下使用抽除/补偿机制和不使用抽除/补偿机制的误码率比较图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施作进一步说明，但本发明的实施和保护范围不限于此。

一种OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法。

图1是该OFDM系统的抽样时钟同步方法原理图。由图可以看到，接收端接收到数据流后，先通过符号同步模块调整FFT窗口，找到FFT窗口的起始点。再通过FFT模块，然后进行相位偏移计算以及门限检测，以决定是否调用抽除/补偿机制。最后再进行偏移相角补偿，则完成了时钟同步过程。

为了量化发送端和接收端的抽样频率偏差，用T_s表示发送端数/模转换器的抽样周期，T′_s表示接收端模/数转换器的抽样周期。

从图2可以看到FFT窗口的起始点必须落在循环前缀的安全范围内，也就是说，抽样时钟偏移Δt必须满足：-GT_s+length(h(t))＜Δt＜0。其中G是循环前缀(CP)的长度，h(t)是信道的冲激响应。

为了保持Δt在安全范围内，使用一种抽除/补偿机制来匹配接收端和发送端的抽样时钟偏移。所谓的抽除/补偿机制，就是指当接收端抽样时钟频率低于发送端时，使得接收端抽样间隔大于发送端，可能造成一个符号周期内，接收端得到的抽样值比发送端少1个，为了匹配抽样时钟的影响，这时将下个符号周期的第一个抽样值复制，作为缺少的本符号周期的最后一个抽样值；当接收端抽样时钟频率高于发送端时，使得接受端抽样间隔小于发送端，可能造成一个符号周期内，接收端得到的抽样值比发送端多1个，为了匹配抽样时钟的影响，这时将本符号周期的多出的最后一个抽样值去除，如图3所示。

为了确定何时进行补偿，何时进行抽除，定义两个门限值Δt_up和Δt_low，使得：-GT_s+length(h(t))＜Δt_low＜Δt_up＜0。从图3可以看到当接收端的抽样频率小于发送端，抽样时钟偏移Δt会变大。当Δt＞Δ_up，进行插入过程，将下个符号周期的第一个抽样值复制，作为缺少的本符号周期的最后一个抽样值。相反的，当接收端的抽样频率大于发送端，抽样时钟偏移Δt会变小。当Δt＜Δt_low，进行抽除过程，将本符号周期的多出的最后一个抽样值去除。

为了检测的便捷性，将抽样时钟偏移Δt映射到相邻子载波相位偏移增量上，由相位偏移增量门限检测模块来决定采用抽除/补偿机制的时机。

使用导频子载波能够估计抽样频率偏差。所谓的导频符号就是发送端和接收端都知道其数值的符号。通过检验抽样频率偏差引起的导频子载波的相位旋转和子载波序号之间的线性关系，就能估计出抽样时钟偏移。

以下说明如何由导频子载波的相位偏移检测抽样时钟偏移的过程。

设一个OFDM系统有N_c个子载波，循环前缀(CP)的长度为G个抽样点，X_j(k)表示发射端第j个OFDM符号的第k个子载波映射到星座图上的星座点。通过一个N_c点的IFFT变换，能够得到第j个OFDM符号的时域信号如下：

$x_j\left(n\right)=\frac{1}{N_c}\underset{k=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_j\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πkn}/N},$ n＝0LN_c-1.

(1)

这些离散的时域信号会被送到转换速率为1/T_s的数模转换器，再通过混叠消除滤波器则能得到最终发送的连续信号s(t)。

设混叠消除滤波器的冲激响应为δ(t)，则在插入循环前缀之后，我们能得到OFDM系统的第j个符号的时域信号，循环前缀和有效数据段的时域信号表示分别如下：

$s_j^{\mathrm{CP}}\left(t\right)=\underset{n=-G}{\overset{-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j(n+N_c)\mathrm{\δ}(t-(j(N_c+G)+n)T_s)---\left(2\right)$

$s_j^{\mathrm{SY}}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_j\left(n\right)\mathrm{\δ}(t-(j(N_c+G)+n)T_s)---\left(3\right)$

从以上两式，能够得到最终的连续时域信号s(t)如下：

$s\left(t\right)=\underset{j=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(s_j^{\mathrm{CP}}\left(t\right)+s_j^{\mathrm{SY}}\left(t\right))---\left(4\right)$

如果无线信道的冲激响应为h(t)，加性高斯白噪声(AWGN)为w(t)，则接收端收到的连续时域信号为：

$r\left(t\right)=s\left(t\right)\⊗h\left(t\right)+w\left(t\right)---\left(5\right)$

用T_s表示发送端数/模转换器的抽样周期，T′_s表示接收端模/数转换器的抽样周期，则相对同步偏移误差ρ＝(T′_s-T_s)/T_s。对接收到的信号以T′_s为间隔进行抽样，再进行FFT变换，可以得到第j个OFDM符号的第k个子载波的频域信号为：

$Z_j\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}r((j(N_c+G)+n)T_s^{\′}+{\mathrm{\Δt}}_j)e^{-j2\mathrm{\πkn}/N_c}---\left(6\right)$

Δt_j表示一个符号周期内抽样频率偏差引起的抽样时刻偏移的累积和。

发送端和接收端抽样时钟频率的偏差不仅使子载波的相位产生了旋转，而且还引入了子载波间的干扰(ICI)，它与加性高斯白噪声一起使信号的信噪比下降。用I_j(k)表示第j个OFDM符号的第k个子载波的子载波间的干扰，W_j(k)表示第j个OFDM符号的第k个子载波的加性高斯白噪声，θ₀表示所有子载波的相同相位偏移，则由式(6)，可以得到：

式中表示相邻子载波的相位偏移增量，它是Δt_j和ρ的函数，关系式如下：

而β(k)表示ρ引起的乘性衰落，表达式如下：

$\mathrm{\β}\left(k\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\πk\ρ}\right)}{N_c\sin (\mathrm{\πk\ρ}/N_c)}---\left(9\right)$

用Ψ(·)表示信道均衡函数，它由信道均衡模块实现，用以抵消信道衰减对系统性能的影响。当进行信道均衡之后，接收端得到的导频信号就能用来计算相位偏移了。假设由发射机发射的第j个信号有L个导频子载波，用表示发射机发射的第l个导频子载波被调制成的星座点，用表示接收机接收到的第l个导频子载波被调制成的星座点，其中k_l是第l个导频信号的子载波序号。则第j个信号的第l个导频子载波的相位旋转角度为：

其中ξ_j(k_l)表示ICI和AWGN引起的随机相位噪声。

从式(10)，能得到第j个OFDM符号相邻子载波的平均相位偏移增量估计值为：

从式(8)，可以看到第j个OFDM符号的抽样时钟偏移Δt_j与和ρ有关。可以用两个连续的OFDM符号来估测ρ的值。由于抽样时钟偏移的累积特性，可以得到：

Δt_j+1＝Δt_j+(N_c+G)ρT_s(12)

从式(8)、(12)，可以得到ρ的估计值为：

从式(8)、(13)，能够得到相位偏移的上下门限值如下：

上门限：

下门限：

根据式(11)，当进行抽除过程；当进行补偿过程。

仿真结果

仿真结果使用仿真软件Matlab获得。

建立一个基于Wimax标准的模型，即FFT窗口的长度为256，和802.16协议一致。一个OFDM符号里面设置8个导频子载波，每个符号的间隔为25个子载波。循环前缀的长度为1/4的OFDM符号的长度。使用QPSK对原始信号进行调制。

从图4，可以看到抽样时钟偏移引起的相位偏移和子载波序号成线性关系。通过ROTOR模块的相位补偿，相位偏移能够被有效的抑制。然而还有一些子载波间干扰引起的残余相位偏移存在。

为了证明抽除/补偿机制的作用，将Δt_up和Δt_low的值设置为Δt_up＝-14T_s和Δt_up＝-24T_s。图5说明了起始抽样时钟偏移Δt₀＝0时的抽除/补偿过程。假设ρ＝100ppm，抽样间隔变大使得FFT窗口向右移，而补偿过程使FFT窗口向左移动直到Δt_j＜Δt_up。然后抽样时钟偏移就稳定在Δt_up周围。另一方面，当ρ＝-100ppm，抽样间隔变小使得FFT窗口向左移，补偿过程的存在使得FFT窗口持续向左移动直到Δt_j＜Δt_low，此时进行抽除过程，使得抽样时钟偏移稳定在Δt_low周围。

图6说明了起始抽样时钟偏移Δt₀＝-30T_s时的抽除/补偿过程。如果FFT窗口因为抽除过程和增大的抽样间隔而持续右移，直到Δt_j＞Δt_low，则抽除过程停止。但FFT窗口仍然会持续右移直到Δt_j＞Δt_up。此时进行补偿过程，使得抽样时钟偏移稳定在Δt_up周围。另一方面，当ρ＝-100ppm，抽样间隔变小使得FFT窗口向左移，抽除过程会一直进行直到Δt_j＞Δt_low。在抽样间隔变小和抽除过程的联合作用下，抽样时钟偏移会稳定在Δt_low周围。

为了更好地验证抽除/补偿机制，在AWGN(加性高斯白噪声)环境下进行了仿真。信噪比的取值为5dB到40dB，相对同步误差ρ的取值则为50ppm，100ppm和200ppm。图7说明了不同取值下以及是否使用抽除/补偿机制的OFDM系统的误码率。可以看到抽除/补偿机制可以明显改善由子载波间干扰引起的系统的地板效应。例如当误码率为10^-3，ρ＝50ppm时，使用抽除/补偿机制的信噪比能比不使用抽除/补偿机制高5dB。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的发明专利保护范围。

Claims (5)

1.OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，其特征在于：将基于导频子载波平均相位偏移增量检测的采样时钟偏移估计方法和根据采样时钟偏移量的抽除/补偿时钟同步补偿机制相结合；所述抽除/补偿时钟同步补偿机制是：当检测到接收端抽样时钟频率低于发送端时钟频率时，接收端得到的一个符号周期的抽样值比发送端少1个，这时将下一个符号周期的第一个抽样值复制，做为缺少的本符号周期的最后一个抽样值；当接收端抽样时钟频率高于发送端时，接收端得到的一个符号周期的抽样值比发送端多1个，这时将本符号周期的多出的最后一个抽样值去除；所述抽除/补偿时钟同步补偿机制具体是：

设置相邻子载波平均相位偏移增量的上下门限值分别为和然后求出因抽样频率偏移造成的信号相邻子载波的平均相位偏移增量用与和比较；

当接收方FFT窗口的起始位置落在安全范围内，无需调用抽除/补偿机制；

当表示接收端的采样频率大于发送端的采样频率，造成一个符号周期内，接收端接收到的抽样值比发送端多一个，为了匹配抽样时钟，将本符号周期的多出的最后一个抽样值去除；

当表示接收端的采样频率小于发送端的采样频率，使得接收端抽样间隔大于发送端，造成一个符号周期内，接收端接收到的抽样值比发送端少一个，为了匹配抽样时钟，把下个符号周期的第一个抽样值复制，作为缺少的本符号周期的最后一个抽样值；

在所述OFDM系统中，按照下述方法来得到相邻子载波的平均相位偏移增量，假设由发射机发射的第j个OFDM符号有L个导频子载波，用X_j ^pilot(k_l)表示发射机发射的第j个符号的第l个导频子载波被调制成的星座点，用Z_j ^pilot(k_l)表示接收机接收到的第j个符号的第l个导频子载波被调制成的星座点，其中k_l是第l个导频信号的子载波序号；求出每个导频子载波在接收端和发射端的对应星座点的相位旋转角度，记第l个导频子载波的相位旋转角度为

则相邻子载波的平均相位偏移增量的估计值为：

2.按照权利要求1所述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，其特征在于所述基于导频子载波平均相位偏移增量检测的采样时钟偏移估计方法是:通过检测OFDM系统接收端导频信号和发送端导频信号的相角差，再计算相邻子载波的相位偏移的平均增量，来估算抽样时钟的偏移。

3.按照权利要求1所述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，其特征在于：

相邻子载波相位偏移增量的上下门限值和对应着采样时钟偏移量的上下门限值Δt_up和Δt_low，即可以通过设定采样时钟偏移量的上下门限值Δt_up和Δt_low来设定相邻子载波相位偏移增量的上下门限值和为了保证接收端的FFT采样窗口的起点落在循环前缀的安全范围内，采样时钟偏移量Δt必须满足：Δt_low＜Δt＜Δt_up，如果Δt＜Δt_low或Δt＞Δt_up，则必须使用抽除/补偿时钟同步补偿机制；当Δt＜Δt_low，进行抽除过程，当Δt＞Δt_up进行插入过程。

4.按照权利要求3所述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，其特征在于：

先设置采样时钟偏移量的上下门限值Δt_up和Δt_low，再将其映射到相邻子载波相位偏移增量的上下门限值和

5.按照权利要求4所述的OFDM系统中基于抽除/补偿机制的抽样时钟同步方法，其特征在于：

所述两个采样时钟偏移量的上下门限值Δt_up和Δt_low是可编程的，其值的设定依据无线信道的冲激响应h(t)长度length(h(t))和OFDM符号的循环前缀CP的长度length(CP)，

即满足：length(h(t))-length(CP)＜Δt_low＜Δt_up＜0。