CN105721375A - 一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法，突发信号检测模块实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置；其次粗频率同步与时间同步模块根据所述突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；然后信号依次通过定时同步模块和细频率同步模块，分别实现采样定时同步和细频偏补偿与相偏校正；最后通过解相位模糊与解映射模块，完成解相位模糊和比特解码。本发明将解调系统的时间同步部分放在定时采样同步之前，并复用参数估计模块，在不增加处理时间的前提下，大大提高了粗频率估计和时间同步的精度，并极大减少了硬件资源消耗。

Description

一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法。

背景技术

突发通信体制已广泛应用于移动通信、应急通信和卫星通信等多种领域，突发通信的最大特点是通信的发起时间不定，部分应用场景中甚至存在通信持续时长及信号功率随机变化的可能，突发通信接收机的一个主要任务就是在规定时间内检测到信号并给出相关参数估计值，对于卫星、导弹等高速运动载体间的通信，即高动态环境下，存在由载体高速运动产生的强烈多普勒效应，这就给突发信号检测及参数估计带来了严峻的挑战，特别是在某些传输功率受限或传输距离较远的低接收信噪比应用场合，这一问题则显得更为尖锐。突发信号，特别是短突发信号的解调中的核心问题是信号的同步和解调，而低信噪比下的解调核心问题在于信号的同步。信号的同步一般可分为载波同步、定时同步以及时间同步。载波同步方法可以分为反馈式闭环载波同步和前馈式的开环载波同步。对于突发信号解调，传统反馈式的闭环载波同步存在捕获时间长、“悬搁”等问题，无法很好满足应用要求，因此普遍采用基于参数估计的开环载波同步方法。开环载波同步的适应信噪比范围主要受限于参数估计精度，而参数估计精度又取决于估计算法和用于估计的前导头长度。但是，在低信噪比条件下，对于特定长度的前导头其参数估计精度将急剧下滑，从而影响载波同步算法工作门限。常用的基于训练序列的同步方案有2种。方案一是在发送端将训练序列重复发送，接收端对信号进行延迟自相关，通过相关峰值的位置来判定时间同步点。确定是受到频偏和码间干扰的影响，时间同步点可能误判。方案二是在接收端将接收序列与本地训练序列进行滑动互相关，在时间同步点上有尖锐的相关峰，通过门限检测判定时间同步点。缺点是计算复杂度相对较高，较大的频偏会破坏预期的互相关结果。传统的突发信号解调系统的结构中，为节省硬件资源的消耗，一般是在定时采样同步后做时间同步。但是在突发信号前导头极短的情况下，这种结构极易造成时间同步的错误。

现有技术无法满足突发通信在低信噪比、高动态范围、短前导头等综合条件下的高质量通信，而只针对以上一种或两种条件下进行信号解调。

发明内容

本发明的目的在于提供一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法，旨在解决信噪比E_s/N₀小于等于2dB、突发动态范围小于等于10dB、前导头长度小于等于32调制符号的MPSK调制突发通信系统中信号解调的问题，实现丢帧率小于1×10^-4、解调损失小于0.5dB的技术指标。

本发明是这样实现的，设定发送端数据采用MPSK调制方式，通过包含频偏的AWGN信道。在射频端完全理想、突发前后噪声功率不变的条件下，接收的MPSK信号r_k可表示为：

式中，A为信号幅度，在一个突发帧内为未知常数；f_o为载波频偏，在一个突发帧内为未知常数；T_s为采样周期，f_oT_s为归一化的载波频率偏移；a_n为QPSK调制数据；θ₀为相偏，在一个突发帧内为未知常数；g发送脉冲与接收匹配滤波器脉冲函数的乘积；n_k为复高斯白噪声，服从N(0,σ²)分布；ε＝0时定时完全同步，否则定时未同步；k为时间序号，N为过采样倍数；假定r_k有10dB的动态范围。所述低信噪比短前导突发信号的解调方法主要任务是从r_k中恢复出发送数据，包括以下步骤：

首先突发信号检测算法实时检测接收信号r_k中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的粗初始位置k_s和粗结束位置k_e；突发检测算法采用无数据辅助的能量检测法；取L_s个符号的接收信号中L_b个符号作为能量检测法的窗长，构造突发信号检测的判决统计量为：

当L_b个符号不含发送的数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，0)的非中心卡方分布，也就是服从参数为2L_b的中心卡方分布；当L_b个符号全部含有发送数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，2L_bA²/σ²)的非中心卡方分布；当个符号含有m个发送数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，2mA²/σ²)的非中心卡方分布；据此，建立二元检验模型如下：

按照上式可知漏检率相同情况下，L_b越大，虚警概率越低，根据实际突发通信系统的技术需求可选择不同的L_b；

能量检测法亦可估计突发信号的起始时刻位置；由上述检测原理可知起始时刻位置的概率等价为判决量大于判决门限的概率，令D为突发信号起始时刻位置的随机变量，则D的概率分布函数可写为：

根据上式可计算出能量检测法信号起始位置估计为有偏估计，信噪比取2dB～12dB、L_b＝90符号时，起始位置估计值±28符号范围之外的概率P_a为4×10^-6。最终突发信号的粗初始位置k_s和粗结束位置k_e以(1-P_a)的概率在56符号范围以内；

其次粗频率同步与时间同步算法根据所述突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；采用的主要算法为互相关和频率搜索算法。丢帧率与载波频偏、L_s都有很大关系，若取Ls＝120符号大于上述的56×2符号，假定载波频偏在±30kHz内服从均匀分布，故对频偏引起的漏检率取统计平均后表明，频率搜索间隔10kHz时，P_b＝4.6×10^-5，结合P_a＝4×10^-6，丢帧率P_a+P_b＝5×10^-5，满足设计指标1×10^-4的要求，时间同步点跟踪精度小于1个调制符号，频偏粗校正的精度达到MCRB界；

然后信号依次通过定时同步模块和细频率同步模块，分别实现采样定时同步和细频偏补偿与相偏校正；考虑到信号的突发性和较短的前导码，故估计定时误差估计部分采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差，即采用O&M算法。设经过突发检测和频偏粗校正之后的基带复信号为r(n),定时误差为每符号采样点数为N，则O&M算法估计的定时误差可用下式表示：

式中n为采样时刻序号，L为符号数目，n和k为定时同步前后采样时刻序号；

为了进一步降低载波频偏的估计误差，必须利用全部接收信号的信息进行非数据辅助的载波频偏细估计，按照非线性变换估计法，载波粗估计后的载波频偏细估计的表达式可表示为：

式中，H(f₀)＝DFT[(r(k))^M],r(n)为经过定时同步后的接收信号，DFT表示离散傅里叶变换。由于离散傅里叶变换由快速傅里叶变换实现，而其变换点数受帧长度影响，故当帧长较短时栅栏效应显著，仍需采用频率估计细化算法进一步降低估计误差。为此，可引入Rife算法，记H(f₀)最大谱线为H(n₀)，次大谱线记为H(n₀+d)，则Rife算法所得到的频率估计值如下式所示：

其中，当|H(n₀+1)|＜|H(n₀-1)|时，d＝-1，反之，d＝1；

最后通过解相位模糊与解映射模块，完成解相位模糊和比特解码。采用MPSK调制可采用独特字来消除相位模糊，主要算法是将信号相位分别旋转2q×pi/M(q＝0、1、…M-1)与前导码做互相关运算，比较找到最大值，从而确定相位模糊值为多少，然后在进行相应修正。

本发明的另一目的在于提供一种低信噪比短前导突发信号的解调系统，所述低信噪比短前导突发信号的解调系统包括：

突发信号检测模块，实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置；

粗频率同步与时间同步模块，根据突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；

定时同步模块，用于实现采样定时同步；

细频率同步模块，用于实现细频偏补偿与相偏校正；

解相位模糊与解映射模块，用于完成解相位模糊和比特解码。

进一步，所述突发信号检测模块包括：

能量检测模块，用于检测接收信号和噪声的能量；

门限判决模块，用于根据噪声能量设定判决门限，判决门限为归一化的噪声能量的1.6倍，判决接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的位置控制信号；

延时输出模块，用于根据位置控制信号，延时输出数据。

进一步，所述粗频率估计与时间同步模块包括：

参数估计模块，用于将可能的频偏范围均匀的划分为L个子区间，以每个子区间的中心频点作为初始频偏参考点，对参数估计模块进行初始化，每次估计得到的最优结果反馈为模块的输入，继续将初始频偏估计后的残留频偏的可能范围划分为L个子区间，进行下一轮估计，总共进行N次搜索得到最终的粗频率估计和时间同步点跟踪结果；通过延时模块控制输入进行时分复用，即参数估计中的N次搜索过程只调用一次参数估计模块，在不增加处理时间的前提下大大降低硬件资源的消耗，子区间5≤L≤9，搜索过程2≤N≤5；

延时模块，用于延迟接收信号，相应延迟时间为参数估计模块的计算时间；

粗频率校正与时间同步模块，用于初步估计载波频率偏移并进行校正，同时计算出突发信号的精确起始位置，误差在1个符号以内。

进一步，所述定时同步模块包括：

定时误差估计模块，用于采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差；

定时校正模块，用于采用线性插值算法直接计算出最佳采样点；插值公式为:

r(k)＝(1-μ_k)r_k+μ_kr′_k

式中，μ_k表示最佳内插时刻与基点之间的分数间隔，r_k和r′_k分别表示插值位置前后两个采样点的值。

进一步，所述细频偏估计模块包括：

M次方频偏估计模块，用于将接收信号r_k做M次方运算，然后通过FFT运算和Rife算法估计载波频偏的精确值；

修正频偏模块，用于产生以上述频偏估计值为频率的复正弦信号，并与接收信号相乘，消除接收信号的频率偏移。

进一步，所述解相位模糊与解映射模块包括：

解相位模糊模块，用于利用已知的前导头数据来确定接收信号的相位是否发生旋转，如果存在则纠正；

解调映射模块，用于将MPSK调制接收信号通过判决，恢复为二进制比特数据。

本发明提供的低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法，提供一种短前导突发信号的解调方法，可以在低信噪比、高动态环境条件下，快速捕获突发信号，完成信号解调；本发明中，解调算法可以以小于1×10^-4的丢帧率捕获E_s/N₀小于2dB的突发信号，结合相应信道编码，可应用于卫星和深空通信系统；本发明中，解调算法可解调大于±30kHz(3％符号速率)载波频率偏移以及大于10dB动态范围的接收信号，可应用于发射机和接收机相对高速运动的通信系统之中；本发明中，考虑大载波频偏范围，使用优化的频率收索算法，逐步缩小频率范围和搜索步长，大大节省了逻辑资源和时间消耗；本发明中，解调算法的FPGA实现方面采用流水的乒乓缓存结构，既不丢失数据，又能实时解调数据；本发明中，考虑突发信号前导头极短的情况，将解调系统的时间同步部分放在定时采样同步之前，并复用参数估计模块，在不增加处理时间的前提下，大大提高了粗频率估计和时间同步的精度，并极大的减少了硬件资源的消耗。本发明在FPGA平台上实现了短前导突发通信解调系统，可解调多种MPSK信号，可在低信噪比、高动态信道下快速捕获突发信号，实现更高的同步精度。

附图说明

图1是本发明实施例提供的低信噪比短前导突发信号的解调系统结构示意图；

图中：1、突发信号检测模块；2、粗频率同步与时间同步模块；3、定时同步模块；4、细频率同步模块；5、相位同步模块；6、解相位模糊与解映射模块。

图2是本发明实施例提供的低信噪比短前导突发信号的解调方法流程图。

图3是本发明实施例提供的突发信号检测模块结构示意图。

图4是本发明实施例提供的粗频率估计与时间同步模块结构示意图。

图5是本发明实施例提供的定时同步模块结构示意图。

图6是本发明实施例提供的细频偏估计模块结构示意图。

图7是本发明实施例提供的解相位模糊与解映射模块结构示意图。

图8是本发明实施例提供的QPSK调制信号来说明本发明的实施过程示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例的低信噪比短前导突发信号的解调系统主要包括：突发信号检测模块1、粗频率同步与时间同步模块2、定时同步模块3、细频率同步模块4、解相位模糊与解映射模块5。

突发信号检测模块1，实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置。

粗频率同步与时间同步模块2，根据突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正。

定时同步模块3，用于实现采样定时同步。

细频率同步模块4，用于实现细频偏补偿与相偏校正。

解相位模糊与解映射模块5，用于完成解相位模糊和比特解码。

如图2所示，本发明实施例的低信噪比短前导突发信号的解调方法包括以下步骤：

首先突发信号检测模块实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置；

其次粗频率同步与时间同步模块根据所述突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；

然后信号依次通过定时同步模块和细频率同步模块，分别实现采样定时同步和细频偏补偿与相偏校正；

最后通过解相位模糊与解映射模块，完成解相位模糊和比特解码。

本发明是这样实现的，设定发送端数据采用MPSK调制方式，通过包含频偏的AWGN信道。在射频端完全理想、突发前后噪声功率不变的条件下，接收的MPSK信号r_k可表示为：

式中，A为信号幅度，在一个突发帧内为未知常数；f_o为载波频偏，在一个突发帧内为未知常数；T_s为采样周期，f_oT_s为归一化的载波频率偏移；a_n为QPSK调制数据；θ₀为相偏，在一个突发帧内为未知常数；g发送脉冲与接收匹配滤波器脉冲函数的乘积；n_k为复高斯白噪声，服从N(0,σ²)分布；ε＝0时定时完全同步，否则定时未同步；k为时间序号，N为过采样倍数；假定r_k有10dB的动态范围。所述低信噪比短前导突发信号的解调方法主要任务是从r_k中恢复出发送数据，包括以下步骤：

首先突发信号检测算法实时检测接收信号r_k中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的粗初始位置k_s和粗结束位置k_e；突发检测算法采用无数据辅助的能量检测法；取L_s个符号的接收信号中L_b个符号作为能量检测法的窗长，构造突发信号检测的判决统计量为：

当L_b个符号不含发送的数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，0)的非中心卡方分布，也就是服从参数为2L_b的中心卡方分布；当L_b个符号全部含有发送数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，2L_bA²/σ²)的非中心卡方分布；当个符号含有m个发送数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，2mA²/σ²)的非中心卡方分布；据此，建立二元检验模型如下：

按照上式可知漏检率相同情况下，L_b越大，虚警概率越低，根据实际突发通信系统的技术需求可选择不同的L_b；

能量检测法亦可估计突发信号的起始时刻位置；由上述检测原理可知起始时刻位置的概率等价为判决量大于判决门限的概率，令D为突发信号起始时刻位置的随机变量，则D的概率分布函数可写为：

根据上式可计算出能量检测法信号起始位置估计为有偏估计，信噪比取2dB～12dB、L_b＝90符号时，起始位置估计值±28符号范围之外的概率P_a为4×10^-6。最终突发信号的粗初始位置k_s和粗结束位置k_e以(1-P_a)的概率在56符号范围以内；

其次粗频率同步与时间同步算法根据所述突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；采用的主要算法为互相关和频率搜索算法。丢帧率与载波频偏、L_s都有很大关系，若取Ls＝120符号大于上述的56×2符号，假定载波频偏在±30kHz内服从均匀分布，故对频偏引起的漏检率取统计平均后表明，频率搜索间隔10kHz时，P_b＝4.6×10^-5，结合P_a＝4×10^-6，丢帧率P_a+P_b＝5×10^-5，满足设计指标1×10^-4的要求，时间同步点跟踪精度小于1个调制符号，频偏粗校正的精度达到MCRB界；

然后信号依次通过定时同步模块和细频率同步模块，分别实现采样定时同步和细频偏补偿与相偏校正；考虑到信号的突发性和较短的前导码，故估计定时误差估计部分采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差，即采用O&M算法。设经过突发检测和频偏粗校正之后的基带复信号为r(n),定时误差为每符号采样点数为N，则O&M算法估计的定时误差可用下式表示：

式中n为采样时刻序号，L为符号数目，n和k为定时同步前后采样时刻序号；

为了进一步降低载波频偏的估计误差，必须利用全部接收信号的信息进行非数据辅助的载波频偏细估计，按照非线性变换估计法，载波粗估计后的载波频偏细估计的表达式可表示为：

式中，H(f₀)＝DFT[(r(k))^M],r(n)为经过定时同步后的接收信号，DFT表示离散傅里叶变换。由于离散傅里叶变换由快速傅里叶变换实现，而其变换点数受帧长度影响，故当帧长较短时栅栏效应显著，仍需采用频率估计细化算法进一步降低估计误差。为此，可引入Rife算法，记H(f₀)最大谱线为H(n₀)，次大谱线记为H(n₀+d)，则Rife算法所得到的频率估计值如下式所示：

其中，当|H(n₀+1)|＜|H(n₀-1)|时，d＝-1，反之，d＝1；

最后通过解相位模糊与解映射模块，完成解相位模糊和比特解码。采用MPSK调制可采用独特字来消除相位模糊，主要算法是将信号相位分别旋转2q×pi/M(q＝0、1、…M-1)与前导码做互相关运算，比较找到最大值，从而确定相位模糊值为多少，然后在进行相应修正。

所述突发信号检测模块包括能量检测模块、门限判决模块及延时输出模块。能量检测模块检测接收信号和噪声的能量；门限判决模块根据噪声能量设定判决门限，判决门限为归一化的噪声能量的1.6倍，判决接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的位置控制信号；延时输出模块根据位置控制信号，延时输出数据。如图3所示。

所述粗频率估计与时间同步模块包括参数估计模块、延时模块和粗频率校正与时间同步模块。参数估计模块将可能的频偏范围均匀的划分为L个子区间，以每个子区间的中心频点作为初始频偏参考点，对参数估计模块进行初始化，每次估计得到的最优结果反馈为模块的输入，继续将初始频偏估计后的残留频偏的可能范围划分为L个子区间，进行下一轮估计，总共进行N次搜索得到最终的粗频率估计和时间同步点跟踪结果。参数估计模块通过延时模块控制输入进行时分复用，即参数估计中的N次搜索过程只调用一次参数估计模块，在不增加处理时间的前提下大大降低硬件资源的消耗。一般子区间5≤L≤9，搜索过程2≤N≤5。如图4所示。

所述定时同步模块包括定时误差估计模块和定时校正模块。考虑到信号的突发性和较短的前导头，定时误差估计模块采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差，定时校正模块采用插值算法直接计算出最佳采样点，如图5所示。

所述细频偏估计模块包括基于无数据辅助的M次方频偏估计模块、修正频偏模块。如图6所示，细频率同步模块，该模块对完成粗频偏纠正的信号进行细频偏估计和纠正，从而提高频偏估计的精度，将突发信号总的频偏纠正到可接受的范围。

如图7所示，所述解相位模糊与解映射模块主要包括解相位模糊和解调映射模块。解调映射模块属于基本的通信原理知识，不作详细介绍。解相位模糊模块的目的是利用已知的前导头数据来确定接收信号的相位是否发生旋转，如果存在则将其纠正。

本发明实施例的低信噪比短前导突发信号的解调系统包括：

突发信号检测模块，实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置；

粗频率同步与时间同步模块，根据突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；

定时同步模块，用于实现采样定时同步；

细频率同步模块，用于实现细频偏补偿与相偏校正；

解相位模糊与解映射模块，用于完成解相位模糊和比特解码。

进一步，所述突发信号检测模块包括：

能量检测模块，用于检测接收信号和噪声的能量；

门限判决模块，用于根据噪声能量设定判决门限，判决门限为归一化的噪声能量的1.6倍，判决接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的位置控制信号；

延时输出模块，用于根据位置控制信号，延时输出数据。

进一步，所述粗频率估计与时间同步模块包括：

参数估计模块，用于将可能的频偏范围均匀的划分为L个子区间，以每个子区间的中心频点作为初始频偏参考点，对参数估计模块进行初始化，每次估计得到的最优结果反馈为模块的输入，继续将初始频偏估计后的残留频偏的可能范围划分为L个子区间，进行下一轮估计，总共进行N次搜索得到最终的粗频率估计和时间同步点跟踪结果；通过延时模块控制输入进行时分复用，即参数估计中的N次搜索过程只调用一次参数估计模块，在不增加处理时间的前提下大大降低硬件资源的消耗，子区间5≤L≤9，搜索过程2≤N≤5；

延时模块，用于延迟接收信号，相应延迟时间为参数估计模块的计算时间；

粗频率校正与时间同步模块，用于初步估计载波频率偏移并进行校正，同时计算出突发信号的精确起始位置，误差在1个符号以内。

进一步，所述定时同步模块包括：

定时误差估计模块，用于采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差；

定时校正模块，用于采用线性插值算法直接计算出最佳采样点；插值公式为:

r(k)＝(1-μk)r_k+μ_kr′_k

式中，μ_k表示最佳内插时刻与基点之间的分数间隔，r_k和r′_k分别表示插值位置前后两个采样点的值。

进一步，所述细频偏估计模块包括：

M次方频偏估计模块，用于将接收信号r_k做M次方运算，然后通过FFT运算和Rife算法估计载波频偏的精确值；

修正频偏模块，用于产生以上述频偏估计值为频率的复正弦信号，并与接收信号相乘，消除接收信号的频率偏移。

进一步，所述解相位模糊与解映射模块包括：

解相位模糊模块，用于利用已知的前导头数据来确定接收信号的相位是否发生旋转，如果存在则纠正；

解调映射模块，用于将MPSK调制接收信号通过判决，恢复为二进制比特数据。

下面结合具体实施例对本发明的应用效果作详细的描述。

实施案例：如图8所示。

以QPSK调制信号来说明本发明的实施过程。MATLAB仿真和FPGA实测表明突发信号信噪比在2dB～12dB范围内、突发电平在10dB范围内的丢帧率为5×10^-5，当帧长为532(含32符号前导头)符号，载波频偏设置为±30kHz内任意值时，载波频偏粗估计精度接近如图所示MCRB界。突发信号的精确起始位置估计误差在1个符号以内。突发系统解调损失在0.5dB以内。本发明在AlteraDE2-115FPGA开发板中运行时，解调时延为3.5ms，占用80％的资源。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种低信噪比短前导突发信号的解调方法，其特征在于，所述低信噪比短前导突发信号的解调方法设定发送端数据采用MPSK调制方式，通过包含频偏的AWGN信道；在射频端完全理想、突发前后噪声功率不变的条件下，接收的MPSK信号r_k表示为：

式中，A为信号幅度，在一个突发帧内为未知常数；f_o为载波频偏，在一个突发帧内为未知常数；T_s为采样周期，f_oT_s为归一化的载波频率偏移；a_n为QPSK调制数据；θ₀为相偏，在一个突发帧内为未知常数；g发送脉冲与接收匹配滤波器脉冲函数的乘积；n_k为复高斯白噪声，服从N(0,σ²)分布；ε＝0时定时完全同步，否则定时未同步；k为时间序号，N为过采样倍数；r_k有10dB的动态范围；所述低信噪比短前导突发信号的解调方法主要任务是从r_k中恢复出发送数据；

具体包括以下步骤：

首先突发信号检测模块实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置；

其次粗频率同步与时间同步模块根据所述突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；

然后信号依次通过定时同步模块和细频率同步模块，分别实现采样定时同步和细频偏补偿与相偏校正；

最后通过解相位模糊与解映射模块，完成解相位模糊和比特解码。

2.如权利要求1所述的低信噪比短前导突发信号的解调方法，其特征在于，所述低信噪比短前导突发信号的解调方法具体包括以下步骤：

首先突发信号检测算法实时检测接收信号r_k中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的粗初始位置k_s和粗结束位置k_e；突发检测算法采用无数据辅助的能量检测法；取L_s个符号的接收信号中L_b个符号作为能量检测法的窗长，构造突发信号检测的判决统计量为：

当L_b个符号不含发送的数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，0)的非中心卡方分布，也就是服从参数为2L_b的中心卡方分布；当L_b个符号全部含有发送数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，2L_bA²/σ²)的非中心卡方分布；当个符号含有m个发送数据时，Y(i)服从参数为(2L_b，2mA²/σ²)的非中心卡方分布；据此，建立二元检验模型如下：

按照上式可知漏检率相同情况下，L_b越大，虚警概率越低，根据实际突发通信系统的技术需求可选择不同的L_b；

能量检测法亦可估计突发信号的起始时刻位置；由上述检测原理可知起始时刻位置的概率等价为判决量大于判决门限的概率，令D为突发信号起始时刻位置的随机变量，则D的概率分布函数写为：

根据上式可计算出能量检测法信号起始位置估计为有偏估计，信噪比取2dB～12dB、L_b＝90符号时，起始位置估计值±28符号范围之外的概率P_a为4×10^-6；最终突发信号的粗初始位置k_s和粗结束位置k_e以(1-P_a)的概率在56符号范围以内；

其次粗频率同步与时间同步算法根据所述突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；采用的主要算法为互相关和频率搜索算法；丢帧率与载波频偏、L_s都有很大关系，若取Ls＝120符号大于上述的56×2符号，载波频偏在±30kHz内服从均匀分布，故对频偏引起的漏检率取统计平均后表明，频率搜索间隔10kHz时，P_b＝4.6×10^-5，结合P_a＝4×10^-6，丢帧率为P_a+P_b＝5×10^-5，满足设计指标1×10^-4的要求，时间同步点跟踪精度小于1个调制符号，频偏粗校正的精度达到MCRB界；

然后信号依次通过定时同步模块和细频率同步模块，分别实现采样定时同步和细频偏补偿与相偏校正；考虑到信号的突发性和较短的前导码，故估计定时误差估计部分采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差，即采用O&M算法；经过突发检测和频偏粗校正之后的基带复信号为r(n),定时误差为每符号采样点数为N，则O&M算法估计的定时误差可用下式表示：

式中n为采样时刻序号，L为符号数目，n和k为定时同步前后采样时刻序号；利用全部接收信号的信息进行非数据辅助的载波频偏细估计，按照非线性变换估计法，载波粗估计后的载波频偏细估计的表达式表示为：

式中，H(f₀)＝DFT[(r(k))^M],r(k)为经过定时同步后的接收信号，DFT表示离散傅里叶变换；由于离散傅里叶变换由快速傅里叶变换实现，而其变换点数受帧长度影响，故当帧长较短时栅栏效应显著，仍需采用频率估计细化算法进一步降低估计误差；引入Rife算法，记H(f₀)最大谱线为H(n₀)，次大谱线记为H(n₀+d)，则Rife算法所得到的频率估计值如下式所示：

其中，当|H(n₀+1)|＜|H(n₀-1)|时，d＝-1，反之，d＝1；

最后通过解相位模糊与解映射模块，完成解相位模糊和比特解码；采用MPSK调制可采用独特字来消除相位模糊，主要算法是将信号相位分别旋转2q×pi/M(q＝0、1、…M-1)与前导码做互相关运算，比较找到最大值，从而确定相位模糊值为多少，然后在进行相应修正。

3.一种低信噪比短前导突发信号的解调系统，其特征在于，所述低信噪比短前导突发信号的解调系统包括：

突发信号检测模块，实时检测接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的初始和结束位置；

粗频率同步与时间同步模块，根据突发信号的前导头以及MPSK信号的初始位置实现信号的时间同步点跟踪和粗频偏校正；

定时同步模块，用于实现采样定时同步；

细频率同步模块，用于实现细频偏补偿与相偏校正；

解相位模糊与解映射模块，用于完成解相位模糊和比特解码。

4.如权利要求3所述的低信噪比短前导突发信号的解调系统，其特征在于，所述突发信号检测模块包括：

能量检测模块，用于检测接收信号和噪声的能量；

门限判决模块，用于根据噪声能量设定判决门限，判决门限为归一化的噪声能量的1.6倍，判决接收信号中是否含有MPSK信号，若有MPSK信号，则给出MPSK信号的位置控制信号；

延时输出模块，用于根据位置控制信号，延时输出数据。

5.如权利要求3所述的低信噪比短前导突发信号的解调系统，其特征在于，所述粗频率估计与时间同步模块包括：

参数估计模块，用于将可能的频偏范围均匀的划分为L个子区间，以每个子区间的中心频点作为初始频偏参考点，对参数估计模块进行初始化，每次估计得到的最优结果反馈为模块的输入，继续将初始频偏估计后的残留频偏的可能范围划分为L个子区间，进行下一轮估计，总共进行N次搜索得到最终的粗频率估计和时间同步点跟踪结果；通过延时模块控制输入进行时分复用，即参数估计中的N次搜索过程只调用一次参数估计模块，在不增加处理时间的前提下大大降低硬件资源的消耗，子区间5≤L≤9，搜索过程2≤N≤5；

延时模块，用于延迟接收信号，相应延迟时间为参数估计模块的计算时间；

粗频率校正与时间同步模块，用于初步估计载波频率偏移并进行校正，同时计算出突发信号的精确起始位置，误差在1个符号以内。

6.如权利要求3所述的低信噪比短前导突发信号的解调系统，其特征在于，所述定时同步模块包括：

定时误差估计模块，用于采用基于前馈和无数据辅助的算法提取信号的定时误差；

定时校正模块，用于采用线性插值算法直接计算出最佳采样点；插值公式为:

r(k)＝(1-μ_k)r_k+μ_kr'_k

式中，μ_k表示最佳内插时刻与基点之间的分数间隔，r_k和r'_k分别表示插值位置前后两个采样点的值。

7.如权利要求3所述的低信噪比短前导突发信号的解调系统，其特征在于，所述细频偏估计模块包括：

M次方频偏估计模块，用于将接收信号r_k做M次方运算，然后通过FFT运算和Rife算法估计载波频偏的精确值；

修正频偏模块，用于产生以上述频偏估计值为频率的复正弦信号，并与接收信号相乘，消除接收信号的频率偏移。

8.如权利要求3所述的低信噪比短前导突发信号的解调系统，其特征在于，所述解相位模糊与解映射模块包括：

解相位模糊模块，用于利用已知的前导头数据来确定接收信号的相位是否发生旋转，如果存在则纠正；

解调映射模块，用于将MPSK调制接收信号通过判决，恢复为二进制比特数据。