CN107979555A - 载波同步方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种载波同步方法，包括将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果；将所述互相关结果与所述互相关结果的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏；以及基于所述频偏对所述接收信号执行频偏校正。

Description

载波同步方法及装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统，尤其涉及载波同步方法及装置。

背景技术

无线通信网络被广泛部署以提供诸如语音、视频、分组数据、消息接发、广播等各种通信服务。这些无线网络可以是能够通过共享可用的网络资源来支持多个用户的多址网络。这类多址网络的示例包括码分多址(CDMA)网络、时分多址(TDMA)网络、频分多址(FDMA)网络、正交FDMA(OFDMA)网络、以及单载波FDMA(SC-FDMA)网络。

随着全球移动通信不断增强的需求，无线通信的频率资源愈趋紧张。因此，除了基于TDM(时分复用)、FDM(频分复用)的上述传统高频谱利用率的无线通信系统之外，还提出了对于频谱具有更高利用率的更激进的通信方案。

重叠时分复用(Overlapped Time Division Multiplexing，OvTDM)系统正是这样一种提高系统频谱效率的方案。在OvTDM系统中，符号之间不但不需要相互隔离，而且可以有很强的相互重叠。换言之，OvTDM系统通过人为地引入符号之间的重叠，利用多个符号在时域并行传输数据序列，大幅提高了频谱利用率。

重叠频分复用(Overlapped Frequency Division Multiplexing，OvFDM)系统是另外一种提高系统频谱效率的方案。在OvFDM系统中，子载波频带之间可以有比正交频分复用OFDM更强的重叠。通过频域内各子频带之间更高的重叠程度，在OFDM系统的基础上进一步提高了频谱利用率。

类似的系统还有重叠空分复用(Overlapped Spatial Division Multiplexing，OvSDM)系统、重叠混合复用(Overlapped Hybrid Division Multiplexing，OvHDM)系统、重叠码分复用(Overlapped Code Division Multiplexing，OvCDM)系统。这些系统可统一用OvXDM表示，其中X可代表时间T、频率F、空间S、混合H或码分C。

尽管上述OvXDM系统具有相应的接收解调方案来排除信号在时域、频域等的重叠所带来的干扰，但是频谱利用率的大幅提高仍然对信号的接收提出了更高要求。

因此，OvXDM系统需要更高性能的网络接入方案。

发明内容

以下给出一个或多个方面的简要概述以提供对这些方面的基本理解。此概述不是所有构想到的方面的详尽综览，并且既非旨在指认出所有方面的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有方面的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个方面的一些概念以为稍后给出的更加详细的描述之序。

根据本发明的一方面，提供了一种载波同步方法，包括：

将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果；

将该互相关结果与该互相关结果的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏；以及

基于该频偏对该接收信号执行频偏校正。

在一实例中，该训练序列包括完备互补正交对偶码、伪随机码、Golomb码、或CAN码。

在一实例中，该完备互补正交对偶码包括LAS码。

在一实例中，该伪随机码包括m序列、或Gold序列。

在一实例中，该方法还包括先将该接收信号解调至基带，以用于后续的该互相关运算。

在一实例中，该接收信号中的训练序列还被用于定时同步，该训练序列的位置是基于定时同步的结果来确定的。

在一实例中，该载波同步方法被应用于OvTDM系统、OvFDM系统、OvCDM系统、OvSDM系统、或OvHDM系统。

根据本发明的另一方面，提供了一种载波同步装置，包括：

互相关计算单元，用于将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果，并将该互相关结果与该互相关结果的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏；以及

频率校正单元，用于基于该频偏对该接收信号执行频偏校正。

在一实例中，该训练序列包括完备互补正交对偶码、伪随机码、Golomb码、或CAN码。

在一实例中，该完备互补正交对偶码包括LAS码。

在一实例中，该伪随机码包括m序列、或Gold序列。

在一实例中，该装置还包括解调单元，用于先将该接收信号解调至基带，以用于后续的该互相关运算。

在一实例中，该接收信号中的训练序列还被用于定时同步，该训练序列的位置是基于定时同步的结果来确定的。

在一实例中，该载波同步装置被应用于OvTDM系统、OvFDM系统、OvCDM系统、OvSDM系统、或OvHDM系统。

附图说明

在结合以下附图阅读本公开的实施例的详细描述之后，能够更好地理解本发明的上述特征和优点。在附图中，各组件不一定是按比例绘制，并且具有类似的相关特性或特征的组件可能具有相同或相近的附图标记。

图1示出了OvXDM系统的卷积编码等效模型；

图2示出了K路复用波形的排列；

图3示出了K＝3的OvTDM系统的输入-输出关系的树图；

图4示出了节点状态转移关系图；

图5示出了K＝3的格状图；

图6示出了OvTDM系统的发射端调制模块的框图；

图7示出了OvTDM系统的接收端的信号预处理模块的框图；

图8示出了OvTDM系统的接收端序列检测模块的框图；

图9示出了M序列的自相关特性；

图10示出了完备互补正交对偶码的自相关特性；

图11示出了根据本发明的一实施例的载波同步装置的框图；

图12示出了根据本发明的一实施例的载波同步方法的流程图；

图13示出了根据本发明的一实施例的信道估计装置的框图；

图14示出了根据本发明的一实施例的信道估计方法的流程图；

图15示出了等频宽系统的功率谱密度和频宽关系图；

图16示出了根据本发明的一方面的训练序列和数据的频宽及功率谱密度关系图；以及

图17示出了根据本发明的一方面的两个载波信号同时发送数据时的频谱示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作详细描述。注意，以下结合附图和具体实施例描述的诸方面仅是示例性的，而不应被理解为对本发明的保护范围进行任何限制。

除了应用在OvXDM系统中，本文中所描述的诸技术也可广泛应用于实际移动通信系统中，如TD-LTE、TD-SCDMA等系统，也可广泛应用于卫星通信、微波视距通信、散射通信、大气层光通信、红外通信与水生通信等任何无线通信系统中。术语“网络”和“系统”常被可互换地使用。

移动通信的不断发展以及新业务的层出不穷对数据传输速率提出了越来越高的要求，而移动通信的频率资源却十分有限，如何利用有限的频率资源实现数据的高速传输成为当今移动通信技术面临的一个重要问题

上述OvXDM系统正是这种可以大幅提高频谱利用率的解决方案。图1示出了OvXDM系统的卷积编码等效模型。

下面简要介绍作为OvXDM系统的一个示例的OvTDM系统的发送和接收过程。

OvTDM系统利用多个符号在时间域并行传输数据序列。在发射端形成多个符号在时间域上相互重叠的发射信号，在接收端根据传输数据序列与传输数据序列时间波形之间的一一对应关系，对接收信号进行时间域内的按数据序列检测。OvTDM系统积极利用这些重叠使之产生编码约束关系，从而大幅度提高了系统的频谱效率。

图2示出了K路复用波形的排列。OvTDM系统的树图表示是一种很形象的表示OvTDM系统输入-输出关系的方式。图3示出了K＝3的OvTDM系统的输入-输出关系的树图。图中用向上的树枝表示输入比特为1，而向下的树枝则表示输入比特为-1，而对应的编码输出则表示在各树枝的上方。从图中可见，输入与输出序列之间完全一一对应。绝没有某个输入序列与两个或两个以上的输出序列相对应，反之亦然。因此，符号重叠并未破坏时域内输入输出序列之间的一一对应关系，于是若在时域内按序列进行检测就不可能出现不可再减的差错概率。

从图3中可以发现，在第三枝以后该树图就变为重复的了，因为凡是从标记为a的节点辐射出的树枝都有同样的输出，该结论对节点b、c、d也同样正确。它们不外乎是如下几种可能(见图4)。从图中可以看出从节点a只能转移到(经输入+1)节点a及(经输入-1)节点b，同时b只能到(输入+1)c及(输入-1)d，c只能到(输入+1)a及(输入-1)b，d只能到(输入+1)c及(输入-1)d。产生这种现象的原因很简单，因为只有相邻K(具体到本例是3)个符号才会形成相互干扰。所以当第K位数据输入到信道时，最早来的第1位数据已经移出最右边的一个移位单元了。因此信道的输出除了取决于现时刻数据的输入，只决定于前K-1个数据的输入。一般来说，对于M＝2^Q，即Q维二元数据输入，只要前K-1个Q维二元数据相同，它们对应的输出就相同。因此，图3中(Q＝1)在第三个支路后，凡是标记为a的节点就可以合并在一起，同样b、c及d节点也可以合并在一起，这样就形成一个折叠的树图——格状(Trellis)图，参见图5。

图6示出了OvTDM系统的发射端调制模块的框图。发送端调制模块600可包括数字波形发生单元610、移位寄存单元620、乘法单元630及加法单元640。

首先，由数字波形发生单元610以数字方式设计生成发送信号的第一个调制信号包络波形h(t)，移位寄存单元620将该包络波形h(t)进行特定时间移位，形成其它各个时刻调制信号的包络波形h(t-i×ΔT)，乘法单元630将所要发送的并行的符号x_i与相应时刻的包络波形h(t-i×ΔT)相乘，得到各个时刻经调制后的待发送信号波形x_ih(t-i×ΔT)。加法单元640将所形成的各个待发送波形进行叠加，形成发射信号波形。

OvTDM系统的接收端主要分为信号预处理模块700和序列检测模块800。图7示出了OvTDM系统的接收端的信号预处理模块700的框图。信号预处理模块用于辅助形成每一帧内的同步接收数字信号序列，如图所示，该信号预处理模块可包括同步单元710、信道估计单元720、和数字化处理单元730。

同步单元710用于对接收信号在时域形成符号同步，以与系统保持同步状态，主要包括定时同步和载波同步。同步完成后信道估计单元720对接收信号做信道估计，以用于估计实际传输信道的参数。数字化处理单元730用于对每一帧内的接收信号进行数字化处理，从而形成适合序列检测部分进行序列检测的接收数字信号序列。

在预处理之后，可在序列检测模块800内对接收信号进行序列检测，对接收到的波形按照波形发送时间间隔切割并按照一定的译码算法对切割后的波形进行译码。图8示出了OvTDM系统的接收端序列检测模块的框图。如图所示，序列检测模块800可包括分析存储单元810、比较单元820、以及保留路径存储单元和欧氏距离存储单元830。在检测过程中，分析存储单元作出OvTDM系统的复数卷积编码模型及格状图，并列出OvTDM系统的全部状态，并存储。比较单元根据分析存储单元中的格状图，搜索出与接收数字信号最小欧氏距离的路径，而保留路径存储单元和欧氏距离存储单元则分别用于存储比较单元输出的保留路径和欧氏距离或加权欧氏距离。保留路径存储单元和欧氏距离存储单元需要为每一个稳定状态各准备一个。保留路径存储单元长度可以优选为4K～5K。欧氏距离存储单元优选为只存储相对距离。

以上作为示例介绍了OvTDM系统的发送和接收端的处理过程。尽管OvXDM系统具有相应的接收解调方案来排除信号在时域或频域的重叠所带来的干扰，但是频谱利用率的大幅提高仍然对信号的接收提出了更高要求。

一般的通信系统中都需要设计训练序列，其作用主要是在收到信号后经过处理，可同时实现定时同步、载波同步和信道估计。定时同步、载波同步和信道估计是接收端正确接收的三个最重要环节。因此，训练符号的设计至关重要，特别是对于OvXDM系统这种超高频谱效率的通信系统尤其如此。如果这三个步骤中任一步骤误差较大，对整个系统的影响将会很大，后续的译码过程也就没有意义了。

目前通信系统常采用M序列为训练序列，由于M序列自相关和互相关特性较差，导致系统同步过程成功率低，网络接入慢。图9示出了M序列的自相关特性，从图中可以看到其自相关特性间隔一定时间都会出现脉冲，其自相关特性不是很好。因此在信号处理过程中，对时间和频率的同步精度较差，降低用户接入网络的成功率和接入速度，使用户体验变差。

根据本发明的一方面，在OvXDM系统中利用完备正交互补码对偶设计训练序列。经研究发现，完备正交互补码具有自相关函数在原点是理想的冲激函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特性。这对于训练序列而言是及其有利的属性。

以下简要介绍完备正交互补码的生成方法。

完备正交互补码具有对偶关系，生成方法是根据最短基本互补码求解出与之完全正交互补的另一对最短基本互补码。由于互补特性，其特点为自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零。因此可使用在通信系统中作为训练序列使用。

基本完备正交互补码对偶的生成步骤如下：

(1)根据编码约束长度选定基本完备正交互补码对偶的长度N₀。

(2)按照关系N₀＝L₀*2^l(l＝0,1,2...)

先决定一个最短基本完备互补码对的长度L₀。基本完备互补码中只有一对分量码，它只要求其非周期自相关特性的互补性。

或者按照关系N₀＝L₀₁*L₀₂*2^l+1(l＝0,1,2...)，先决定两个最短基本完备互补码的长度L₀₁,L₀₂。

(3)根据(2)选定的最短码长及工程实现需求，任意选定一码长为最短码长L₀的码，

(4)根据非周期自相关函数完全互补性的要求，求解出与非周期自相关函数完全互补的码，

(5)根据(4)解出的最短基本互补码对解出与之完全互补正交的另一对最短基本互补码对新得到的一对最短基本互补码 也具有完备的非周期自相关特性。这两对码就构成了完备正交互补码对偶，从互补意义上讲，它们中每一对的非周期自相关函数以及两对之间的非周期互相关函数都是理想的。

(6)从码长为L₀的完备正交互补码对偶形成所需长度N₀＝L₀*2^l(l＝0,1,2...)的完备正交互补码对偶。

有如下几种方法可以将码长加倍，而长度加倍后的两个新码对，仍然是完备正交码对偶。其中表示非序列，即元素值全部取反值。

方法一：将短码按照如下方法串接起来

方法二：C₀(S₀)码的奇偶位分别由及组成；C₁(S₁)码的奇偶位分别由及组成。

方法三：将短码按下述方法串接起来：

方法四：C₀码的奇偶位分别由及组成；S₀码的奇偶位分别由及组成；C₁码的奇偶位分别由及组成；S₁码的奇偶位分别由及组成。

连续使用上述方法，最终形成长度为N₀的完备正交互补对偶码。

图10示出了完备正交互补码对偶的自相关特性。

训练序列设计

由于完备互补正交码对偶具有自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特性。因此本专利中采用完备互补正交码对偶设计OvXDM系统的训练序列，其格式为[Tsc]_N，TSC(Training Sequence Code,训练序列)，N表示训练序列长度，完备互补正交码对偶的生成方法如上所述。例如可以选取训练序列的长度N＝20。

即使用一个完备互补正交码对偶即可完成同步中的定时同步、载波同步和信道估计三个过程。

需要说明的是，LAS码也是由完备互补正交码生成，其格式为[C_n 0 S_n]_N包括C码、S码和零码。本案例中设计的训练序列格式为[C_n S_n]_N仅包括C码和S码，没有零码。

定时同步过程

接收机收到信号，需要先跟通信系统保持同步，包括定时同步和载波同步。定时同步的原理是通过匹配滤波方法,直接将接收信号与本地完备互补正交码码求自相关运算，得到自相关峰值。从相关峰值中根据一定的方法找到训练符号的位置。找到训练符号的位置也就确定了当前帧的起始位置，即完成了接收信号和系统的时间同步，定时同步过程结束。

如前所述，由于完备互补正交码的自相关和互相关特性都比较好，将完备互补正交码用于设计训练符号。由此，在计算接收信号和完备互补正交码的相关运算时，峰值大小分布差异较大，通过合理的设置阈值，可以很精确的找到完备互补正交码的起始位置，定时精度较高。

具体在寻找完备互补正交码的相关峰值时，根据训练符号结构，采取合适的信号接收长度，使用滑窗法自相关运算方式，将接收信号与本地完备互补正交码求相关运算寻找自相关峰值来确定完备互补正交码的位置。例如，这里的信号接收长度可保证至少涵盖有完备互补正交码，以确保能检测到峰值。

所谓的滑窗法自相关运算，是以完备互补正交码的长度为窗口长度对接收信号作取窗处理，将当前窗口内的这段信号与本地的完备互补正交码作相关运算，从而得到一个自相关结果。然后，将窗口向后滑动，再对接收信号进行取窗，将当前窗口内的这段信号与本地的完备互补正交码再作相关运算，从而再得到一个相关结果。以此方式，不断滑动窗口，直至对接收到的信号全部进行了相关运算。从计算得出的全部自相关结果，通过设置阈值，即超过阈值的自相关结果作为峰值，找到完备互补正交码的位置。

载波同步过程

接收到信号后，需要先跟通信系统保持同步，包括定时同步和载波同步，接收信号和系统先保持时间上的同步，通过定时同步获取完备互补正交码的起始位置，再进行频率的同步。

以完备互补正交码对偶生成训练序列x_n，信号采样间隔为T，以载频f₀执行调制，则发射端发射出去的信号为即将信号调制到f₀载频上。经过无线信道传输后信号引入时偏τ和频偏Δf，接收端收到信号后先进行定时同步，以去除时间偏移τ，再对信号进行载波同步，以去除频偏并校正，载波同步过程如下：

(1)解调

对接收信号解调，根据以下公式将信号搬移到基带：

其中f₀'是接收端的载频，包含了频偏，可表示为f₀'＝f₀-Δf。

(2)计算接收信号y_n和本地训练序列x_n的互相关性，需要说明的是，在此步骤中的接收信号y_n已进行了定时同步，因此在互相关的计算中，实际上是在对接收信号的训练序列和本地训练序列进行求互相关性的操作：

其中，a表示的模值，*表示共轭。

(3)计算信号之间的互相关性R

其中N为训练序列的长度，该公式中的n为对应的索引。

(4)计算频偏Δf

其中angle为求角度函数。

(5)对接收信号进行频偏校正：

根据计算出的频偏Δf，对接收信号进行频偏校正，即恢复出原始发送训练序列。

y_n'＝y_ne^-j2πΔfnT＝x_ne^j2πΔfnTe^-j2πΔfnT＝x_n

大多数通信系统需要进行粗频偏和细频偏两次校正才能较准确的得出系统频偏，计算过程繁琐复杂，根据本发明的同步方案，采用完备正交互补码对偶为训练序列时，只用一个互补码就可以精确的计算出系统频偏，并省去了繁琐的计算过程，为后续的信道估计过程和译码过程奠定了基础，降低整个系统的误码率。

图11示出了根据本发明的一实施例的载波同步装置1100的框图。出于完整起见，载波同步装置1100可包括解调单元1110。解调单元1110可用于将接收信号首先解调至基带，以用于后续操作。

载波同步装置1100还可包括互相关计算单元1120和频率校正单元1130，它们可以是上文结合图7所讨论的同步单元的一部分。

互相关计算单元1120可执行互相关运算。在本发明中，互相关计算单元1120可首先将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果，然后将该互相关结果与其自身的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏。

频率校正单元1130可基于获得的频偏来校正接收信号以消除接收信号中的频偏。

较优地，训练序列可包括完备互补正交对偶码，例如LAS码。当然，在其他实施例中，训练序列也可以使用伪随机码，例如m序列、或Gold序列，或者使用Golomb码、或CAN码。

图12示出了根据一实施例的载波同步方法的流程图。如图所示，载波同步方法可包括以下步骤：

步骤1201：将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果；

步骤1202：将该互相关结果与该互相关结果的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏；以及

步骤1203：基于该频偏对接收信号执行频偏校正。

尽管为使解释简单化将上述方法图示并描述为一系列动作，但是应理解并领会，这些方法不受动作的次序所限，因为根据一个或多个实施例，一些动作可按不同次序发生和/或与来自本文中图示和描述或本文中未图示和描述但本领域技术人员可以理解的其他动作并发地发生。

信道估计过程

信号经过信道传输，由于信道环境较为复杂，接收的信号存在时偏和频偏，也可能是由多条路径经过反射到达接收端，接收端在收到信号后，先通过定时同步、载波同步去时偏和频偏，保持和发送端同步，由于多径，还需要进行信道估计，以估计出信道参数，之后再进行译码。

将信道表示为h＝{h₀,h₁,…,h_L-1}，其中L为信道多径数目。

训练序列可以表示为x＝{x₀,x₁,...,x_N-1}，其中N为训练序列长度，例如可以取20。

在接收端收到的信息y＝{y₀,y₁,...y_N-1}可表示为其中为卷积操作，即y_n＝x_nh₀+x_n-1h₁+…x_n-L+1h_L-1,L-1≤n≤N-1。上式可以表示为矩阵形式Y＝X×H，其中Y是接收数据矩阵Y＝[y_i,y_i+1,…,y_i+M-1]^T，大小为M×1，H是多径信道矩阵H＝[h₀,h₁,…,h_L-1]^T，大小为L×1，X是发送训练序列矩阵大小为M×L，其中M的取值为L≤M≤N-L，其含义为采用部分接收符号信息和部分发送训练序列，根据最小二乘的方法可求出多径信道模型H。其中M的取值越大结果越精确，例如在本案中可以取M＝N-L。

将矩阵形式展开可表示为：

i的取值为L-1≤i≤N-L

信道估计的目的是由公式Y＝X×H估计出信道向量H，其中X是发送的训练序列，Y是接收到的训练序列，它们是已知的。

在本发明中，对于这种信道，采用最小二乘法作为信道估计方法，如下式所示其中为信道估计值，(·)^H为求矩阵共轭转置操作，(·)^-1为矩阵求逆操作。

通过数学矩阵模型快速的求解出信道参数h，后续进行信道均衡，以去除掉信道特性对信号的影响，恢复出原始信号。

需要说明的是，由于训练序列是已知的，可将(X^HX)^-1X^H的结果提前计算好，存储在本地，在实际通信过程，避免了每次都要计算。

大多通信系统的信道估计都是计算复杂的卷积过程，运算过程较为复杂。根据本发明的信道估计方案，利用最小二乘法，将复杂的卷积模型简化为矩阵运算，在简化运算过程的同时保证信道估计值的精确性，降低信道估计模型与理想信道模型的偏差，提高系统后续译码过程的成功率，降低系统误码率。

图13示出了根据本发明的一实施例的信道估计装置1300的框图。出于完整起见，信道估计装置1300可包括同步单元1310。同步单元1310可用于检测接收信号中的训练序列，其可以是上文参照图7讨论的同步单元710的一部分。信道估计装置1300还可包括矩阵运算单元1320，对基于本地训练序列的第一矩阵与基于接收信号中训练序列的第二矩阵执行矩阵运算以获得信道估计值，这在上文进行了详细描述，在此不再赘述。即，矩阵运算单元1320是一变换单元，通过对信号矩阵的矩阵变换就可实现信道估计功能，具体而言，这里通过最小二乘法执行该矩阵运算。

如上所述，这里基于本地训练序列的第一矩阵的列数等于信道的多径数目，所获得的信道估计值为多径信道估计值。

较优地，训练序列可包括完备互补正交对偶码，例如LAS码。当然，在其他实施例中，训练序列也可以使用伪随机码，例如m序列、或Gold序列，或者使用Golomb码、或CAN码。

图14示出了根据一实施例的信道估计方法的流程图。如图所示，信道估计方法可包括以下步骤：

步骤1401：检测接收信号中的训练序列。

具体地，检测接收信号中的训练序列是通过使用滑窗法将接收信号与本地的训练序列执行自相关运算并检测自相关峰值来进行的。

步骤1402：对基于本地训练序列的第一矩阵与基于接收信号中训练序列的第二矩阵执行矩阵运算以获得信道估计值。

在一实例中，利用最小二乘法对第一矩阵和第二矩阵执行该矩阵运算。这里基于本地训练序列的第一矩阵的列数等于信道的多径数目，所获得的信道估计值为多径信道估计值。

较优地，训练序列可包括完备互补正交对偶码，例如LAS码。当然，在其他实施例中，训练序列也可以使用伪随机码，例如m序列、或Gold序列，或者使用Golomb码、或CAN码。

设计训练序列频宽

本系统中设计符号结构包括训练序列TSC(traning sequence code)和数据(data)。训练符号的设计至关重要，影响了整个系统的定时、同步、信道估计三个最重要的环节，如果这三个步骤中任一步骤误差较大，对整个系统的影响将会很大，后续的译码过程也就没有意义了。

训练序列频宽的设计过程较为复杂，频宽较短时其对应的功率谱密度较大，当系统中存在多个载波时会影响数据的接收和发送，频宽过大时对应的功率谱密度太小，对系统的发送机和接收机的灵敏度要求极高。

在现有通信系统中，一般采用训练序列和数据的频宽相同的方法，其对应的功率谱密度相同，如图15所示，且由于一般系统中频宽都较短，因此对应于时域发送时间较长，影响信号同步、信道估计处理时间过程，后续译码过程等待时间也变长，降低了系统的传输速率。另外，由于训练序列发送时间较长，因此在对信号进行采样时，其采样率较低，时间分辨率不够精细，影响信道估计的偏差。

本发明通过扩频码将训练序列扩展到较宽频带上，使得训练序列频宽远大于数据频宽(例如，5倍、10倍或以上)，其训练序列、数据的频宽和功率谱密度关系图如附图16所示。由于训练序列和数据的发送功率需保持一致，由图中可以看出，当训练序列的频宽变宽后，其对应的功率谱密度随之也会大幅度降低，相对于数据功率谱密度而言是很低的。

本系统可以使用所有的可用扩频码，包括完备互补正交对偶码(例如，LAS码)、伪随机码(m序列、Gold序列)、Golomb码、CAN(Cyclic Algorithm New)等。本系统中我们以完备互补正交码为例，介绍定时同步、载波同步和信道估计的处理过程。完备互补正交对偶码的特点是自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零，完备互补正交对偶码的自相关特性如附图10所示。因此当训练序列重叠时也不会相互造成干扰。这样设计可以提高系统的频谱利用率和传输速率。

由公式可知，当频域频宽越大时，其对应在时域的时间越小，即在较短的时间内就可以完成训练序列的发送和接收过程。在信号接收过程，对于同样长度的数据，当接收时间变短，可以将信号的采样率提高，使得时间分辨率更精细。在信道估计过程提高时间分辨率的精确度，使得信道估计结果更精确。

在一方面，由于训练序列的功率谱密度极低，几乎不会对数据信号产生影响，因此训练序列和数据可在同一时间叠加发送。当有两个载波信号同时发送数据时，其构造图如附图17所示，从图中可以看出，两个载波所承载的实际数据中间有保护带，不会重叠也不会相互造成干扰；而训练序列的频宽和实际数据有重叠，由于训练序列功率谱密度非常低，因此不会对实际数据造成干扰；再有，不同的训练序列可用不同的扩频码加以区分，不会造成混淆。训练序列不独占特定的频率和时间资源，提高了系统的频谱利用率和传输速率。

在一个实施例中，本系统中可以采用完备互补正交对偶码为训练序列，其特点为自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零，完备互补正交对偶码的自相关特性如附图10所示。因此当训练序列重叠时也不会相互造成干扰。这样设计可以提高系统的频谱利用率和传输速率。

本领域技术人员将可理解，信息、信号和数据可使用各种不同技术和技艺中的任何技术和技艺来表示。例如，以上描述通篇引述的数据、指令、命令、信息、信号、位(比特)、符号、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光学粒子、或其任何组合来表示。

本领域技术人员将进一步领会，结合本文中所公开的实施例来描述的各种解说性逻辑板块、模块、电路、和算法步骤可实现为电子硬件、计算机软件、或这两者的组合。为清楚地解说硬件与软件的这一可互换性，各种解说性组件、框、模块、电路、和步骤在上面是以其功能性的形式作一般化描述的。此类功能性是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和施加于整体系统的设计约束。技术人员对于每种特定应用可用不同的方式来实现所描述的功能性，但这样的实现决策不应被解读成导致脱离了本发明的范围。

结合本文所公开的实施例描述的各种解说性逻辑模块、和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文所描述功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，该处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其他此类配置。

结合本文中公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中体现。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其他形式的存储介质中。示例性存储介质耦合到处理器以使得该处理器能从/向该存储介质读取和写入信息。在替换方案中，存储介质可以被整合到处理器。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。

在一个或多个示例性实施例中，所描述的功能可在硬件、软件、固件或其任何组合中实现。如果在软件中实现为计算机程序产品，则各功能可以作为一条或更多条指令或代码存储在计算机可读介质上或藉其进行传送。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，其包括促成计算机程序从一地向另一地转移的任何介质。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或能被用来携带或存储指令或数据结构形式的合意程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。任何连接也被正当地称为计算机可读介质。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术从web网站、服务器、或其它远程源传送而来，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术就被包括在介质的定义之中。如本文中所使用的盘(disk)和碟(disc)包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字多用碟(DVD)、软盘和蓝光碟，其中盘(disk)往往以磁的方式再现数据，而碟(disc)用激光以光学方式再现数据。上述的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。

提供对本公开的先前描述是为使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员来说都将是显而易见的，且本文中所定义的普适原理可被应用到其他变体而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例和设计，而是应被授予与本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广范围。

Claims (14)

1.一种载波同步方法，包括：

将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果；

将所述互相关结果与所述互相关结果的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏；以及

基于所述频偏对所述接收信号执行频偏校正。

2.如权利要求1所述的载波同步方法，其特征在于，所述训练序列包括完备互补正交对偶码、伪随机码、Golomb码、或CAN码。

3.如权利要求2所述的载波同步方法，其特征在于，所述完备互补正交对偶码包括LAS码。

4.如权利要求2所述的载波同步方法，其特征在于，所述伪随机码包括m序列、或Gold序列。

5.如权利要求1所述的载波同步方法，其特征在于，还包括：

先将所述接收信号解调至基带，以用于后续的所述互相关运算。

6.如权利要求1所述的载波同步方法，其特征在于，所述接收信号中的训练序列还被用于定时同步，所述训练序列的位置是基于定时同步的结果来确定的。

7.如权利要求1所述的载波同步方法，其特征在于，所述载波同步方法被应用于OvTDM系统、OvFDM系统、OvCDM系统、OvSDM系统、或OvHDM系统。

8.一种载波同步装置，包括：

互相关计算单元，用于将接收信号中的训练序列与本地的训练序列执行互相关运算，以获得互相关结果，并将所述互相关结果与所述互相关结果的延迟版本执行互相关运算以获得接收端与发射端之间的频偏；以及

频率校正单元，用于基于所述频偏对所述接收信号执行频偏校正。

9.如权利要求8所述的载波同步装置，其特征在于，所述训练序列包括完备互补正交对偶码、伪随机码、Golomb码、或CAN码。

10.如权利要求9所述的载波同步装置，其特征在于，所述完备互补正交对偶码包括LAS码。

11.如权利要求9所述的载波同步装置，其特征在于，所述伪随机码包括m序列、或Gold序列。

12.如权利要求8所述的载波同步装置，其特征在于，还包括：

解调单元，用于先将所述接收信号解调至基带，以用于后续的所述互相关运算。

13.如权利要求8所述的载波同步装置，其特征在于，所述接收信号中的训练序列还被用于定时同步，所述训练序列的位置是基于定时同步的结果来确定的。

14.如权利要求8所述的载波同步装置，其特征在于，所述载波同步装置被应用于OvTDM系统、OvFDM系统、OvCDM系统、OvSDM系统、或OvHDM系统。