CN111371522B - 突发时钟同步、突发帧传输方法及装置、设备及存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例公开了一种突发时钟同步方法及装置、突发帧传输方法及装置、通信设备及计算机存储介质。所述突发时钟同步方法，包括：接收突发帧；对所述突发帧进行采样获得采样信号；从所述采样信号中提取同步头；对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差；基于所述相位误差进行时钟同步。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域但不限于通信技术领域，尤其涉及一种突发时钟同步方法及装置、突发帧传输方法及装置、通信设备及计算机存储介质。
背景技术
无源光网络(Passive Optical Network，PON)是一种点到多点拓扑结构的光纤网络，包括局端的光线路终端(Optical Line Terminal，OLT)、光分配网络(OpticalDistribution Network，ODN)和用户侧的光网络单元(Optical Network Unit，ONU)组成。在下行方向，OLT以广播的形式将数据发送给每个ONU。由于下行是连续模式，每个ONU能够较为容易地恢复数据和时钟信号，用于上行时的频率同步。然而在上行方向，ONU以突发的方式向OLT发送携带有数据的突发帧，每个ONU到达OLT的时间不一致，时钟的相位随机。为避免数据冲突，在一个时间窗口内只允许一个ONU占用上行信道。为了提高上行效率，要求OLT的接收端在有限的时间内恢复时钟信息，实现时钟频率和相位的同步。
以太网无源光网络(Ethernet Passive Optical Network，EPON)及吉比特无源光网络(Gigabit-Capable PON，GPON)采用突发同步时钟同步(Clock recovery and dataextraction，BCDR)芯片来实现时钟频率和相位的同步。这种同步是基于硬件电路的，电路结构复杂、硬件尺寸大及功耗高等问题。且目前BCDR芯片仅能够进行非归零码(Non-Returnto Zero，NRZ)码型进行时钟同步。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种突发时钟同步方法及装置、突发帧传输方法及装置、通信设备及计算机存储介质，至少部分解决上述问题。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
第一方面，本发明实施例提供一种突发时钟同步方法，包括：
接收突发帧；
对所述突发帧进行采样获得采样信号；
从所述采样信号中提取同步头；
对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差；
基于所述相位误差进行时钟同步。
可选地，所述对所述突发帧进行采样获得采样信号，包括：
对所述突发帧按本地采样时钟进行盲采样，以获得所述采样信号。
可选地，所述基于所述相位误差进行时钟同步，包括：
基于所述相位误差对所述采样信号进行插值运算，实现信号时钟与本地采样时钟同步。
可选地，所述对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差，包括：
采用前馈式或反馈式对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和所述信号时钟的相位误差。
可选地，采用前馈式对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差，包括：
对所述同步头的全部或一部分进行N倍采样，获得N倍采样信号；N为不小于1的正整数；
对所述N倍采样信号进行相位检测，获得所述信号时钟和本地采样时钟的相位误差。
可选地，采用反馈式对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差，包括：
对所述同步头以初始时钟相位误差进行插值运算；
对插值运算得到的信号进行定时误差检测，获得定时误差；
基于所述定时误差，确定用于进行插值运算的时钟相位误差。
可选地，所述对所述突发帧进行采样获得采样信号，包括：
本地采样时钟的相位是受DSP模块控制的，并以初始相位进行信号的采样。
可选地，所述基于所述相位误差进行时钟同步，包括：
基于本地采样时钟和信号时钟的相位误差，通过所述DSP模块调整所述本地采样时钟的相位。
可选地，所述基于本地采样时钟和信号时钟的相位误差，通过所述DSP模块调整所述本地采样时钟的相位，包括：
对所述同步头进行DSP，获取所述信号时钟与所述本地采样时钟的定时误差；
基于该定时误差生成相位误差；
由所述DSP模块基于所述相位误差对所述本地采样时钟进行相位调整。
可选地，所述突发帧包括：前导码及净荷；其中，所述前导码包括所述同步头；所述前导码采用第一调制格式调制；所述净荷采用第二调制格式调制。
可选地，所述前导码的波特率和所述净荷的波特率相同。
可选地，所述第一调制格式的阶数不高于所述第二调制格式的阶数。
可选地，所述前导码的波特率等于所述净荷的波特率。
第二方面，本发明实施例提供一种突发帧传输方法，包括：
传输突发帧，其中，所述突发帧包括：前导码及净荷；所述前导码采用第一调制格式调制的；所述净荷采用第二调制格式调制的。
可选地，所述第一调制格式的阶数不高于所述第二调制格式的阶数。
可选地，所述前导码的波特率等于所述净荷的波特率。
可选地，所述第一调制格式为非归零NRZ码调制；
所述第二调制格式为脉冲幅度调制PAM或双二进制调制。
可选地，所述前导码还包括：突发定界符，所述突发定界符，用于指示所述净荷在所述突发帧中的起始位置。
第三方面，本发明实施例提供一种时钟同步装置，包括：
接收模块，用于接收突发帧；
采样模块，用于对所述突发帧以本地采样时钟进行采样获得采样信号；
提取模块，用于从所述采样信号中提取同步头；
处理模块，用于对所述同步头进行数字信号处理DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差；
同步模块，用于基于所述相位误差，进行信号时钟和本地采样时钟的同步。
第四方面，本发明实施例提供一种突发帧传输方法，包括：
传输模块，用于传输突发帧，其中，所述突发帧包括：前导码及净荷；所述前导码采用第一调制格式调制的；所述净荷采用第二调制格式调制的。
第五方面，本发明实施例提供一种通信设备，包括：收发器、存储器、处理器及存储在存储器上并由处理器执行的计算机程序；
所述处理器，分别与收发器及存储器连接，用于执行所述计算机程序，能够实现前述一个或多个技术方案提供的突发时钟同步方法，或者，前述一个或多个技术方案提供的突发帧传输方法。
第六方面，本发明实施例提供一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序；所述计算机程序被执行后，能够实现前述一个或多个技术方案提供的突发时钟同步方法，或者，前述一个或多个技术方案提供的突发帧传输方法。
本发明实施例提供的一种突发时钟同步方法及装置、突发帧传输方法及装置、通信设备及计算机存储介质，在接收到突发帧之后，进行突发帧的模拟信号采样以获得采样信号；通过同步头提取对同步头进行相位误差的计算，根据相位误差进行时钟同步。如此，可以利用通用DSP电路实现时钟同步，从而不必利用专用的硬件电路进行时钟同步，可以减少设计专用硬件电路导致的成本高，同时避免了硬件电路的尺寸大、结构复杂、功耗高等问题。此外，通过数字信号处理得到相位误差并进行时钟同步，可以采用通用DSP电路实现，还可适用于各种调制格式形成的突发帧，不局限于某一种调制格式，具有通用性好的特点。与此同时，采用DSP处理可以加速时钟同步的效率。
附图说明
图1A为本发明实施例提供一种突发时钟同步方法的流程示意图；
图1B为本发明实施例提供另一种突发时钟同步方法的流程示意图；
图2为本发明实施例提供的一种突发帧的结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一种突发帧传输方法的流程示意图；
图4为本发明实施例提供的另一种突发帧传输方法的流程示意图；
图5为本发明实施例提供的一种时钟同步装置的结构示意图；
图6为本发明实施例提供的一种通信设备的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的一种OLT的结构示意图；
图8为本发明实施例提提供的一种模数转换器及DSP模块的结构示意图；
图9为本发明实施例提提供的另一种模数转换器及DSP模块的结构示意图；
图10为本发明实施例提提供的再一种模数转换器及DSP模块的结构示意图；
图11为本发明实施例提供的另一种突发帧传输方法的流程示意图；
图12为本发明实施例提供的一种突发帧处理方法的流程示意图；
图13为本发明实施例提供的一种突发帧的波形示意图；
图14为本发明实施例提供的一种突发帧时钟信号的相位检测效果示意图；
图15为本发明实施例提供的再一种突发帧传输方法的流程示意图；
图16为本发明实施例提供的另一种突发帧处理方法的流程示意图；
图17为本发明实施例提供的另一种突发帧的波形示意图；
图18为本发明实施例提供的另一种突发帧时钟信号的相位检测效果示意图。
具体实施方式
以下结合说明书附图及具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细阐述。
如图1A所示，本实施例提供一种突发时钟同步方法，包括：
步骤S110：接收突发帧；
步骤S120：对所述突发帧进行采样获得采样信号；
步骤S130：从所述采样信号中提取同步头；
步骤S140：对所述同步头进行DSP获得相位误差；
步骤S150：基于所述相位误差，进行时钟同步。
例如，进一步地，所述突发时钟同步方法可如图1B所示，包括：
步骤S110’：接收突发帧；
步骤S120’：对所述突发帧以本地采样时钟进行采样获得采样信号；
步骤S130’：从所述采样信号中提取同步头；
步骤S140：对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差；
步骤S150’：基于所述相位误差，进行信号时钟和本地采样时钟的同步。
本实施例提供的突发时钟同步方法可为应用于接收端中的方法，该接收端可为OLT。在本实施例中，所述突发帧是由发送端发送的数据帧，该发送端可为ONU。突发时钟同步方法为：接收端的本地采样时钟与发送端的信号时钟的同步。所述本地采样时钟为接收端内的时钟；所述信号时钟可为发送端的发送突发帧的时钟。
所述同步时钟为接收端与发送端之间保持同步的时钟信号。
在本实施例中会利用通用的DSP电路进行DSP处理之后，就可以实现时钟同步，如此就不用专门设计进行时钟同步的硬件电路了。通用DSP电路相对于纯硬件电路本身就具有结构简单、尺寸小、通用性好及功耗低的特点。
在本实施例中，由于采用DSP进行时钟同步，在本实施例中首先需要将由突发帧的模拟信号进行采样，从而实现模拟信号的离散化，形成离散化的所述采样信号。
在所述突发帧中携带有同步头，该同步头为发送端和接收端都预先知道的。发送端在发送突发帧时会在前导码中携带该同步头。
模数转换器可以用于对模拟信号传输的突发帧进行采样，从而获得离散形式的采样信号。
在步骤S140中对提取的所述同步头进行DSP，获得相位误差。
基于计算出的相位误差，就可以知道当前采用形成采样信号的采样相位与突发帧的相位之间的误差，故基于该误差可以调整采样信号实现时钟同步，或者，调整采样相位之后重新采样，相当于实现了本地的采样时钟的采样相位与突发帧的相位对齐，从而也可以实现时钟同步。
所述步骤S110可包括：对所述突发帧进行盲采样并获得所述采样信号。在本实施例中，所述盲采样为本地采样时钟进行采样进行模数转换时，其采样时钟的相位是不控制的，并以随机的初始相位进行信号的采样。
可选地，确定所述相位误差的方式有多种，例如，可以采用前馈式或反馈式进行同步头的DSP处理，从而获得本地采用时钟及信号时钟的相位误差。
例如，采用前馈式对同步头进行DSP处理时，则所述步骤S140可包括：对所述同步头的全部或一部分进行N倍采样，获得N倍采样信号；N为不小于1的正整数采样信号；对所述N倍采样信号进行相位检测，获得所述信号时钟和本地采样时钟的相位误差采样信号。
通过N倍采样之后，就可以形成足够多的采样信号，用于进行相位误差的检测。
在本实施例中对所述同步头进行N倍采样，例如，所述N等于2或等于4，此处，所述N可选为4。若进行N被采样之后，同步头原本包括M个信号值，则会形成N*M个信号值。然后对采样之后的信号进行相位检测，获得所述相位误差。例如，对上采样后的信号进行幅角运算，从而获得所述相位误差。进行幅角运算的方式有多种，以下提供一种可选方式：
公式中N为上采样倍数。所述k为上采样之前采样信号的序号；其中，所述XN(k/N)为上采样之前采样信号的信号值。arg为求幅角的函数；L为采用的同步头符号数；LN为上采样之后的采样信号的信号长度。ξ为计算得到的相位误差。
采用反馈式对同步头进行DSP时，所述步骤S140可包括：
对所述同步头以初始时钟相位误差进行插值运算
对插值运算得到的信号进行定时误差检测，获得定时误差；
基于所述定时误差，确定用于进行插值运算的时钟相位误差。
在本实施例中首先进行定时误差检测，以获得定时误差，然后再将定时误差转换为相位误差。若先进行定时误差提取，则可以适当的降低采样的倍数。例如，可以仅对同步头进行两倍采样，就可以满足定时误差的提取。在提取出定时误差之后，基于定时误差计算相位误差，这样可以节省相位误差检测所需的计算量，提升相位误差的计算速率，提升时钟同步的效率。
在基于所述定时误差确定相位误差，并最终进行本地采样时钟与信号时钟的同步可包括：
基于定时误差，以一定算法形成用于进行插值运算的相位误差；再通过迭代直至相位误差趋近于零。例如，渐进地收敛和跟踪信号时钟和本地采样时钟的相位误差，基于得到的相位误差对下一组或多组采样信号进行插值运算，并再次进行时钟误差检测，形成新的相位误差和并基于相位误差进行下一组或多组采样信号的插值运算，如此反复，直至误差收敛趋近于零。
计算定时误差的方式有多种，以下提供一种可选方式计算定时误差，不限于下述方法：
ξ(k)＝X(k-1/2)[X(k)-X(k-1)]
X(k)为采样信号中的第k个信号值；所述X(k-1)为采样信号中的第k-1个信号值；X(k-1/2)第k个信号值和第k-1个信号值中间的信号值。ξ(k)为第k个信号的定时误差。
基于定时误差进行相位误差的计算：
g(k)＝kpξ(k)+ki[ξ(k)+ξ(k-1)]
g(k)为计算得到的第k个相位误差。kp为传播系数；ki为积分系数。
在一些实施例中，所述步骤S150可包括：根据所述相位误差对下一组采样信号进行插值运算实现时钟同步。
在进行时钟同步时，可以直接根据所述相位误差调整采样信号的相位，从而完成时钟同步，也可以根据当前检测的相位误差调整下一组采样信号的相位，从而实现时钟同步。
具体如何实现时钟同步，可以通过插值算法实现时钟同步。所述插值运算可为线性插值、抛物线插值、指数插值、拉格朗日立方插值等插值运算中的一种或多种，但是具体实现时不局限于上述任意一种。
在一些实施例中，所述步骤S120可包括：所述本地采样时钟的相位基于数字信号处理DSP模块的控制的，并以初始相位进行信号的采样。此外，在步骤S140可包括：基于本地采样时钟和信号时钟的相位误差，并通过DSP模块调整所述本地采样时钟的相位；从而DSP模块直接调整本地采样时钟，实现本地采样时钟与发送端的信号时钟进行同步。进一步地，所述步骤S140可包括：对所述同步头进行DSP获取所述信号时钟与所述本地采样时钟的定时误差；基于该定时误差生成相位误差；由DSP模块基于所述相位误差进行所述本地采样时钟进行相位调整。
在另一些实施例中，所述步骤S150可包括：通过根据所述相位误差调整所述突发帧的采样相位，实现时钟同步。
在本实施例中，根据相位误差校准模数转换器的采样时钟的相位，就可以实现时钟同步。
在本实施例中时钟同步可包括：时钟的频率同步和相位同步。
在一些实施例中，由接收端的模数转换器根据本地的采样时钟进行采样，在本实施例中调整本地的采样时钟的采样相位，就能够调整所述模数转换器的采样相位。
故在本实施例中实现时钟同步有多种方式，一种为通过插值运算，调整采样后的采样信号的相位从而实现时钟同步，另一种为通过调整本地采样时钟的相位，使得采样之后的采样信号就实现时钟同步。
可选地，所述突发帧包括：采用第一调制格式调制的前导码和第二调制格式调制的净荷；其中，所述前导码包括所述同步头。所述突发帧的结构可如图2所示。
第一调制格式和第二调制格式不同。例如，所述第一调制格式为NRZ码调制；所述第二调制格式为脉冲幅度调制(Pulse Amplitude Modulation，PAM)或双二进制调制。在一些实施例中，所述第一调制格式的调制阶数可低于所述第二调制格式的调制阶数。
本实施例中所述突发帧的前导码和净荷采用不同的调制格式，这样的话，一方面可以使得净荷采用高码率的调制格式进行调整，另一方面突发帧的前导码可以沿用原来码率较低的调制格式，从而可以利用原来的系统实现时钟同步，故与接收端内进行时钟同步的旧装置具有很好的兼容性。
可选地，所述前导码的波特率和所述净荷的波特率相同。
如图2所示，所述突发帧包括前导码和净荷两个部分，其中前导码包括所述同步头以外，还可包括突发定界符，该突发定界符位于同步头和净荷之间，可以用于在解调时，可以根据所述突发定界符简便的确定出净荷的位置，方便接收端进行解调方式的切换进行净荷的解调。
如图3所示，本实施例提供一种突发帧传输方法，包括：
步骤S200：传输突发帧，该突发帧包括：前导码和净荷；所述前导码采用第一调制格式调制的；所述净荷采用第二调制格式调制的。
在本实施例中所述步骤S200可包括：发送端发送突发帧；和/或，接收端接收突发帧。
例如，若所述突发帧传输方法应用于发送端，如图4所示，所述方法可包括：
步骤S201：采用第一调制格式调制前导码；
步骤S202：采用第二调制格式调制净荷；
步骤S203：发送突发帧。
本实施例中，该发送端可为OLT。所述OLT利用第一调制格式调制前导码，然后利用第二调制格式调制净荷，此处的净荷为发送端需要发送给接收端的数据信号。在一些实施例中，所述第一调制格式的阶数步高于所述第二调制格式的阶数。
在本实施例中，所述同步头一方面可用于时钟同步，另一方面还可用于还可用于接收端对跨阻放大器(Trans Impedance Amplifier，TIA)的参数设置。例如，设置TIA的幅度。所述TIA可以将电流形式的采样信号，转换为电平式的采样信号。
在本实施例中，第一调制格式和第二调制格式为不同的调制格式，例如，第一调制格式为NZR码调制格式，第二调制格式可为PAM调制格式或双二进制调制等调制格式，不同的调制格式采用的调制原理不同。再例如，所述第一调制格式和第二调制格式的调制阶数不同，例如，所述第一调制格式的调制阶数可低于所述第二调制格式的调制阶数。即所述第一调制格式可为低阶调制格式，所述第二调制格式可为高阶调制格式。高阶调制格式的码率高于所述低阶调制格式的码率。在一些实施例中，所述第一调制格式的阶数步高于所述第二调制格式的阶数。
在本实施例中，传输包括所述前导码及所述净荷的突发帧，显然此时，所述突发帧包括的前导码和净荷使用的是使用的不同调制格式形成的，在进行解调时需要使用不同的解调方式。
在本实施例中，所述前导码包括同步头，该同步头可包括同步序列，可以用于接收端的信号时钟同步。
在一些实施例中，所述前导码的波特率等于所述净荷的波特率。波特率可为单位时间内传输的符号位数。在本实施例中，所述前导码和所述净荷虽然采用了不同的调制格式，但是调制编码之后是采用了相同的波特率。若两者的波特率相同，则接收端在进行解调和解码时，不用进行波特率的切换，就可以直接从前导码切换到净荷的、均衡、解调或判决等DSP处理，实现解调的平滑过度，避免因为波特率不同导致的解调和解码等后续DSP处理过程中所带来的复杂操作。
例如，所述第一调制格式为NRZ码调制；所述第二调制格式为PAM或双二进制调制。
在一些实施例中，所述前导码还包括：突发定界符，所述突发定界符，用于指示所述净荷在所述突发帧中的起始位置。
该突发定界符位于所述同步头与所述净荷之间，所述突发定界符的末尾即可为所述净荷的起始位置。如此，接收端可以根据所述突发定界符定位出净荷的起始位置，从而对净荷进行解调处理。
如图5所示，本实施例提供一种时钟同步装置，包括：
接收模块110，用于接收突发帧；
采样模块120，用于对所述突发帧进行采样获得采样信号；
提取模块130，用于从所述采样信号中提取同步头；
处理模块140，用于对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差；
同步模块150，用于基于所述相位误差进行时钟同步。
在本实施例中接收模块110、采样模块120、提取模块130、处理模块140及同步模块150，均可为程序模块，可以通过被处理器执行之后能够实现突发帧的接收、信号的采样、同步头的提取及相位误差的计算，最终可以基于相位误差进行时钟同步。
在本实施例中，所述时钟同步装置可为应用于接收端的装置，该接收端可包括：处理器及存储器。所述处理器可以通过集成电路总线与存储器。所述存储器可包括各种类型的存储介质，可以用于存储计算机程序、计算过程中的各种计算参数等信息。所述处理器可为中央处理器、微处理器、数字信号处理器、应用处理器、专用集成电路等处理器或处理芯片。
可选地，所述采样模块120，具体用于对所述突发帧进行盲采样并获得所述采样信号。
在本实施例中对突发帧进行盲采样可为采用随机采样相位进行突发帧的模拟信号的采样。
可选地，所述处理模块140，具体用于采用前馈式或反馈式对所述同步头进行DSP，获得所述本地采样时钟和所述信号时钟的相位误差。例如，所述处理模块140，可用于对所述同步头的全部或一部分进行N倍采样，获得N倍采样信号；N为不小于1的正整数；对所述N倍采样信号进行相位检测，获得所述信号时钟和本地采样时钟的相位误差。
可选地，所述处理模块140，还具体用于对所述同步头以初始时钟相位误差进行插值运算；对插值运算得到的信号进行定时误差检测，获得定时误差；基于所述定时误差，确定用于进行插值运算的时钟相位误差。
可选地，所述同步模块150，用于基于所述相位误差通过本组采样信号进行插值运算实现时钟同步。
在一些实施例中，所述同步模块150，用于根据所述相位误差对下一组采样信号进行插值运算实现时钟同步。
在另一些实施例中，所述同步模块150，具体用于通过根据所述相位误差调整所述突发帧的采样相位，实现时钟同步。
在还有一实施例钟，本地采样时钟是受接收端钟的DSP模块控制的，刚开始接收端按照本地采样时钟以一定初始相位进行信号的采样。所述处理模块140，将用于基于本地采样时钟和信号时钟的相位误差，并通过所述DSP模块调整所述本地采样时钟的相位。例如，所述处理模块140，可用于对所述同步头进行DSP获取所述信号时钟与所述本地采样时钟的定时误差；基于该定时误差生成相位误差；基于所述相位误差进行所述本地采样时钟进行相位调整。
可选地，所述突发帧包括：前导码及净荷；其中，所述前导码包括所述同步头；所述前导码采用第一调制格式调制的；所述净荷采用第二调制格式调制的。
进一步地，所述前导码的波特率和所述净荷的波特率相同。
在一些实施例中，所述第一调制格式的阶数高于所述第二调制格式的阶数。例如，所述第一调制格式为非归零NRZ码调制；所述第二调制格式为脉冲幅度调制PAM或双二进制调制。所述第二调制格式可为脉冲编码调制。在一些实施例中，所述第一调制格式的阶数不高于所述第二调制格式的阶数。在还有一些实施例钟，所述前导码的波特率等于所述净荷的波特率。
本实施例提供一种突发帧传输装置，包括：
传输模块，用于传输突发帧，其中，所述突发帧包括：前导码及净荷；所述前导码采用第一调制格式调制的；所述净荷采用第二调制格式调制的。
在本实施例中所述传输模块同样可为程序模块，可以由处理器通过传输模块的执行，可以控制发送端和/或接收端中的收发器发送和/或接收所述突发帧。在本实施例中，突发帧包括前导码，该前导码和净荷采用不同的调制格式进行调制。
可选地，所述第一调制格式的阶数不高于所述第二调制格式的阶数。
可选地，所述前导码的波特率等于所述净荷的波特率。例如，所述第一调制格式为非归零NRZ码调制；所述第二调制格式为脉冲幅度调制PAM或双二进制调制。
此外，所述前导码还包括：突发定界符，所述突发定界符，用于指示所述净荷在所述突发帧中的起始位置。
在一些实施例中，所述突发帧传输装置，还包括：
第一调制模块，用于用第一调制格式调制前导码；
第二调制模块，用于采用第二调制格式调制净荷；
传输模块，与第一调制模块及第二调制模块，传输包括前导码及净荷的突发帧。
如图6所示，本实施例提供一种通信设备，包括：收发器210、存储器220、处理器230及存储在存储器220上并由处理器230执行的计算机程序；
所述处理器230，分别与收发器210及存储器220连接，用于执行所述计算机程序，能够实现前述一个或多个技术方案提供的突发时钟同步方法，或者，前述一个或多个技术方案提供的突发帧传输方法。
所述收发器210可对应于通信接口，例如，可为OLT与ONU之间的光纤接口等。
所述存储器220可为各种类型的存储器220，例如，随机存储器220、只读存储器220、闪存、或固态硬盘等各种存储介质。
所述处理器230，可为中央处理器、微处理器、数字信号处理器、应用处理器或专用集成电路，该处理器可以通过集成电路总线等总线，与收发器及存储器连接，可以用于前述任意一个实施例提供的突发时钟同步方法，例如，图1、图12及图16所示的方法中的一个或多个，也可以用于执行前述任意一个实施例提供的突发帧传输方法，例如，图3至图4所示方法中的一个或多个。
该通信设备可为前述ONU或者OLT。
本实施例还提供一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序；所述计算机程序被执行后，能够实现前述一个或多个技术方案提供的突发时钟同步方法，或者，前述一个或多个技术方案提供的突发帧传输方法；例如，图1、图12及图16所示的方法中的一个或多个，也可以用于执行前述任意一个实施例提供的突发帧传输方法，例如，图3至图4所示方法中的一个或多个。
该计算机存储介质可包括：移动存储设备、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。可选为，所述计算机存储介质可为非瞬间存储介质。
以下结合上述任意实施例提供几个具体示例：
示例1：
本示例提供一种基于DSP的突发帧的突发时钟同步方法，包括：
突发时钟同步方法及其实现装置，包括基于前馈式和反馈式的突发时钟同步方法和装置进行时钟同步。
本示例所提供的无源光网络数字突发时钟同步方法和装置基本结构如图7所示。在无源光网络中，来自不同的ONU信号都以突发的模式到达OLT，OLT检测来自ONU的突发帧，利用光电转换机进行光电转换，得到光电转换后的信号利用模数转换器进行模数转换(ADC)采样。然而由于突发帧的时钟相位随机性，OLT为了恢复信号，需要在有限的符号数或时间单元内提取信号时钟并恢复为时钟同步的信号，使得OLT得到的信号处于信号的最佳的中心采样点。为此，本示例采用基于DSP的时钟同步输出同步后的信号，实现突发帧的时钟提取和同步。
解决了下一代高阶调制PON系统的时钟同步问题，能够实现在有限的符号数以内对上行突发数据进行恢复。采用低阶调制信号进行时钟同步与同步，使得高阶调制系统的突发时钟同步方法变得简单，同时兼容现有的低阶调制系统，不需进行额外的方法调整。
此方法是基于数字化的时钟同步，DSP突发时钟同步方法复杂度低、性能稳定，对信号处理更为直接，能够处理的信息更为丰富。
此方法可通过一块DSP芯片来实现，兼容性更好。适合于任意与低阶调制信号波特率相同的高阶调制系统，不需要针对特定的高阶调制系统开发不同的DSP芯片，从而可降低系统升级换代的成本。
示例2：
本发明所提出的前馈式全采样信号处理的突发时钟同步方法和实现装置如图8所示，主要通过采样信号处理(DSP)模块进行信号的重建和同步。
模数转换器基于本地的采样时钟进行采样，利用突发帧检测模数转换器采样后的数字信号。在该实现装置中，模数转换器进行自由的盲采样，即本地的采样时钟相位是不控制的，并以随机的初始相位进行信号的采样；信号的重建和同步全部在DSP模块中进行，时钟同步也在DSP模块中进行，而不需要反馈信号来调整本地的采样时钟进行频率或相位。同时，DSP模块通过前馈式结构实现，即在DSP模块中信号的时钟相位提取并不依赖反馈信号，而是直接提取出相应的信号时钟相位，相应的通过插值运算来重建并恢复时钟的同步。前馈式时钟同步具有开放环路的特点，具有时钟同步快速的特点。在本示例中，DSP模块在突发帧检测之后，将检测到的采样信号分为两路，一路直接传输到插值运算的模块，另一路传输到进行同步头提取的模块，在完成同步头提取之后，进行N被上采样，然后丢采样信号进行模M次方运算，再进行相位检测，基于相位检测得到的相位误差进行插值运算，实现时钟同步。
本示例所提出的前馈式突发时钟同步方法，具体基于N次方预算和相位检测。在检测到突发帧后，DSP模块进行同步头的提取，对该信号进行N倍的上采样操作得到每符号N(N>＝4)采样的数据，之后进行M次(M>＝2)方运算，之后进行相位检测。为保证稳定而精确的提取时钟，N应大于或等于4，M大于等于2。
具体的计算方法由以下各式决定，假定ADC采样后经过N倍上采样的信号为XN(k/N)，则得到的采样相位误差为：
其中，L为采用的同步头符号数，arg(.)为求角函数。一个典型的时钟前馈式恢复方法为4倍上采样而平方检测，即N＝4，M＝2。
插值运算通常包括但不限于线性插值器、抛物线插值、指数插值、拉格朗日立方插值等。实际应用中，应根据复杂度和性能进行优选。
示例3：
反馈式全采样信号处理的突发时钟同步方法和实现装置，如图9所示，主要通过采样信号处理(DSP)模块进行信号的重建和同步。在该实现装置中，ADC模数转换器也是进行自由的盲采样，而信号的重建和同步全部在DSP模块中进行，时钟同步也在DSP模块中进行，而不需要反馈信号来调整ADC的本地的采样时钟进行频率或相位。然而不同于前馈式方案，反馈式DSP方案需要一个反馈环路来跟踪频率和相位的变化。反馈式时钟同步可采用Gardner定时误差检测方法实现，针对同步头信号，该方法包括一个定时误差检测DSP模块、环路滤波器模块和数字震荡器模块以及插值运算模块组成。为保证方法稳定运行，所进行时钟同步的信号应为2倍采样输入。如果ADC的采样时钟不足2倍采样的，应通过数字重采样或插值运算得到2倍采样的信号输入。在本实例中突发帧检测到采样信号之后，直接输出到插值运算中，若首次接收到采样信号，则将采样信号直接后传，如非首次接收到采样信号，就基于同步头提取、定位误差检测、环路滤波器基于定时误差检测得到的相位误差，数字振荡器基于相位误差维持的相位误差进行插值运算，使得下一组采样信号实现时钟同步。
Gardner定时误差检测方法的定时误差的计算可采用如下公式
ξ(k)＝X(k-1/2)[X(k)-X(k-1)]
其中X(k-1)，X(k-1/2)和X(k)分别为连续的三个采样的信号值。通过该方法得到的时钟误差需要进行环路滤波来保证稳定性，环路滤波可采用常用的二阶环路滤波器实现，滤波器参数包括kp传播系数和积分系数ki，得到相位误差由下式得到
g(k)＝kpξ(k)+ki[ξ(k)+ξ(k-1)]
根据该时钟相位误差，数字的震荡器得到相应的时间坐标和相位误差输入给插值器进行信号的重建。同样的，插值运算通常包括但不限于线性插值器、抛物线插值、指数插值、拉格朗日立方插值等。实际应用中，应根据复杂度和性能进行优选。
通过该环路反馈，使得Gardner定时误差检测趋于0，则环路得到了收敛，同时突发时钟获得了相应的时钟相位，并重建了信号；同时由于二阶反馈回路的存在，使得该时钟同步模块能跟踪频率的变化。
在进行时钟同步时，首先应针对同步头进行恢复；待环路收敛后，可以根据需要选择继续进行相位和频率的跟踪或停止跟踪。由于该方法对调制格式透明，所以适用于多种高阶PAM-N调制信号。
另外，可以通过改变kp与ki的比例，控制收敛速度和稳定性。kp/ki越大，收敛越快但震荡波动大；反之，kp/ki越小波动越小稳定性高但收敛更慢。针对该问题的优化，可先开始选用比较大的kp/ki值快速收敛，再随着计算符号数的增加，逐渐改降低kp/ki的值，使系统更稳定。
示例4：
反馈式采样信号处理混合压控锁相环路的突发时钟同步方法和实现装置如图10所示，该装置包括一个压控的本地的采样时钟源，该时钟源驱动模数转换器ADC进行采样，DSP模块进行采样定时误差的提取和环路滤波，一个模数转换器DAC将该反馈信号转换为压控频率和相位的控制信号，并将该控制输入压控本地的采样时钟源，相应的改变频率和相位。
不同于前面的示例2和示例3，该方案的时钟同步并非完全的采样信号处理方案，而是混合了采样信号处理和模拟的压控的锁相环路，前者主要完成定时误差的检测，而后者主要实现本地ADC时钟的调整。因此，在该实现装置中，ADC模数转换器也是不是盲采样，而是严格受到压控本地的采样时钟的控制。根据检测到的相位误差调整本地的采样时钟的采样相位，同样可以实现时钟同步。
反馈式时钟同步也可采用Gardner定时误差检测方法实现，针对同步头信号，该方法包括一个定时误差检测DSP模块和环路滤波器模块组成。同样为保证方法稳定运行，所进行时钟同步的信号应为2倍采样输入。如果ADC的采样时钟不足2倍采样的，应通过数字重采样或插值运算得到2倍采样的信号输入。
同样，该方法的核心是Gardner定时误差检测方法，定时误差的计算采用如下公式：
ξ(k)＝X(k-1/2)[X(k)-X(k-1)]
其中X(k-1)，X(k-1/2)和X(k)分别为连续的三个采样值。通过该方法得到的时钟误差需要进行环路滤波来保证稳定性，环路滤波可采用常用的二阶环路滤波器实现，滤波器参数包括kp传播系数和积分系数ki，得到相位误差由下式得到
g(k)＝kpξ(k)+ki[ξ(k)+ξ(k-1)]
根据该时钟相位误差，模数转换器将该信号归一化并转换为一个压控模拟信号，用来控制本地采样时钟源的采样频率和相位。通过压控信号的改变，得到新的采样点输入DSP模块，直到该环路的Gardner定时误差检测趋于0，则环路得到了收敛。同样地，由于二阶反馈回路的存在，使得该时钟同步模块能跟踪频率的变化。
与示例3类似，可以通过改变反馈回路的kp与ki的比例，控制收敛速度和稳定性。kp/ki越大，收敛越快但震荡波动大；反之，kp/Ki越小波动越小稳定性高但收敛更慢。针对该问题的优化，可先开始选用比较大的kp/ki值快速收敛，再随着计算符号数的增加，逐渐改降低kp/ki的值，使系统更稳定。
示例5：
对于调制格式为PAM_N的PON系统，其突发帧设计方案的示意图如图11所示。主要采用基于NRZ码型的前导码，前导码包含同步头和突发定界符，净荷部分是需要传输的PAM_N信号，前提要求是前导码的波特率与净荷的波特率相等，从而实现前导码到净荷的直接过渡。同步头主要用于接收端的TIA参数设置和时钟同步。同步头的码型设计的思想是能提供在给定线路速率下频率最高的周期性波形，同时包含丰富的时钟信息，如可采用“101010……”码(实际不仅限于此码型)。突发定界符主要用于找到净荷信号的起始点，突发定界符可选为一段自相关性很高、并且与所接收的数据类型(pattern)的重复率很低的码型。通过定界符与所接收的数据进行相关运算，可以得出明显的同步峰值，峰值所在点即可指明净荷的起始点位置。
以对单波长50Gb/s PAM4(实际不仅限于此速率和调制格式)系统进行时钟同步为例，详细说明本发明所提供的突发时钟同步方法的具体实现流程，如图12所示。
首先在ONU中对上行数据参考图11的示意图进行突发帧结构设计，对于50Gb/sPAM4系统，其电信号的时钟速率为25Gb/s，帧结构可设计为25Gb/s NRZ前导码+50Gb/sPAM4净荷的形式。在激光器打开后，采用基于25Gb/s NRZ码型的前导码，前导码包含同步头和突发定界符，净荷部分是需要传输的50Gb/s PAM4信号。其中，同步头主要用于接收端TIA参数设置和时钟同步。同步头的码型首先采用1000个比特(符号)的101010......码(实际不仅限于此码型和比特数)，101010信号可提供在给定线路速率下频率最高的周期性波形，包含丰富的时钟信息。
在上行数据到达OLT接收端时，OLT检测来自ONU的突发帧，通过接收机进行帧探测，基于同步头首先进行粗同步，对接收机端TIA的幅度等参数进行配置，实现TIA的稳定工作；
随后光电转换后的电信号进行模数转换(ADC)采样；
之后采用DSP方法实现突发时钟信息提取和恢复，突发时钟同步方法可以基于具体示例2中所述的前馈式全采样信号处理的突发时钟同步方法，可以基于具体示例3中所述的反馈式全采样信号处理的突发时钟同步方法，也可以基于具体示例4中所述的反馈式采样信号处理混合ADC锁相环路的突发时钟同步方法。
通过前导码中的定界符精确同步到净荷信号的起始点，突发定界符可采用66比特的码型(如“01 1101 0110 0001 1111 0001 1011 0100 1000 0001 1011 00011010 00100111 1101 0101”，实际不仅限于此码型)，通过采用相关函数运算，可以得出明显的同步峰值，峰值所在点即可指明净荷的起始点位置。另外，由于噪声是随机的，几乎没有相关性，因此在误码率比较高时，仍可以通过此突发定界符精确同步到PAM4净荷信号的起始点。
最后可不经过任何切换，直接对相同波特率的高阶调制信号进行均衡、解码等DSP处理，最终实现OLT对ONU的上行突发信号的探测与处理。
按照本发明所提供的上行突发帧结构所生成的50Gb/s PAM4系统的波形图如图13所示，波形图中包含部分同步头、突发定界符和部分PAM4净荷。图13按照本示例所提供的上行突发帧结构所生成的50Gb/s PAM4系统的波形图。
对50Gb/s PAM4系统的实验测试结果表明，采用具体示例3中所述的基于反馈式全采样信号处理的时钟同步(Gardner)方法的效果如图14所示。图14中横坐标表示进行时钟同步所需要的符号数，纵坐标表示在低信噪比(SNR)条件下的时钟信号的相位。从图中可以看出，采用本发明所提供的突发时钟同步方法和装置，采用少于100个符号就能足够用来提取时钟、有效地进行时钟同步和信号提取。对于50Gb/s的PAM4系统，100个符号对应4纳秒，因此采用本发明所提供的突发时钟同步方法和装置能够在不到4纳秒的时间内进行时钟同步和信号提取，方法简单且性能稳定。
对于更高速率PAM_N(N＝8，16，32...)系统，仍可采用本发明所提供的数字突发时钟同步方法和装置。具体如上所述，其帧结构设计为NRZ(前导码)+PAM_N(净荷)的形式，其中所采用的NRZ前导码的速率等于PAM_N信号的波特率。具体实现流程与如上述PAM4系统的类似。
示例6：
如图15所示，突发帧的净荷的调制格式可为双二进制(Duo-Binary)。其基本功能模块与PAM_N系统类似，前导码包含同步头和突发定界符，净荷部分是需要传输的Duo-Binary信号。但由于Duo-Binary调制虽然可以通过器件的带宽受限产生，但对应的电信号的时钟速率没有降低。以50Gb/s Duo-Binary系统(实际不仅限于此速率和调制格式)为例，它可用25G带宽的光电器件来实现信号的调制、发射和接收，但是系统电信号的时钟速率仍为50Gb/s，不能共用25Gb/s NRZ信号的时钟。因此，需要重新设计50Gb/s Duo-Binary系统的时钟提取方法。本发明所提供的50Gb/s Duo-Binary系统的前导码设计为采用50Gb/s的NRZ信号，由于器件的带宽限制，50Gb/s的NRZ信号在系统中经过延迟相加变成了50Gb/s的Duo-Binary信号。同步头和突发定界符的码型设计思想同具体实施例四中所述。
以对单波长50Gb/s Duo-Binary(实际不仅限于此速率)系统进行时钟同步为例，详细说明本发明所提供的突发时钟同步方法的具体实现流程，如图16所示。
首先在ONU中对上行数据参考图15的示意图进行突发帧结构设计，对于50Gb/sDuo-Binary系统，其电信号的时钟速率为50Gb/s，帧结构可设计为50Gb/s NRZ/Duo-Binary前导码+50Gb/s Duo-Binary净荷的形式。在激光器打开后，采用基于50Gb/s NRZ/Duo-Binary的前导码，前导码包含同步头和突发定界符，净荷部分是需要传输的50Gb/s Duo-Binary信号。其中，同步头主要用于接收端TIA参数设置和时钟同步。对于经过预编码的50Gb/s Duo-Binary净荷信号，同步头的码型可采用1000个比特(符号)的101010......码(实际不仅限于此码型和比特数)，101010信号可提供在给定线路速率下频率最高的周期性波形，包含丰富的时钟信息。另外，对于未经过预编码的50Gb/s Duo-Binary净荷信号，还可采用伪随机二进制序列(PRBS)码来作为同步头。
在上行数据到达OLT接收端时，OLT检测来自ONU的突发帧，通过接收机进行帧探测，基于同步头首先进行粗同步，对接收机端TIA的幅度等参数进行配置，实现TIA的稳定工作；
随后光电转换后的电信号进行模数转换(ADC)采样；
之后采用DSP方法实现突发时钟信息提取和恢复，突发时钟同步方法可以基于具体示例2中所述的前馈式全采样信号处理的突发时钟同步方法，可以基于具体示例3中所述的反馈式全采样信号处理的突发时钟同步方法，也可以基于具体示例4中所述的反馈式采样信号处理混合ADC锁相环路的突发时钟同步方法。
通过前导码中的定界符精确同步到净荷信号的起始点，突发定界符可采用66比特的码型(如01 1101 0110 0001 1111 0001 1011 0100 1000 0001 1011 00011010 00100111 1101 0101，实际不仅限于此码型)，通过采用相关函数运算，可以得出明显的同步峰值，峰值所在点即可指明净荷的起始点位置。另外，由于噪声是随机的，几乎没有相关性，因此在误码率比较高时，仍可以通过此突发定界符精确同步到Duo-Binary净荷信号的起始点。
最后可不经过任何切换，直接对相同波特率的高阶调制信号进行均衡、解码等DSP处理，最终实现OLT对ONU的上行突发信号的探测与处理。
按照本发明所提供的上行突发帧结构所生成的50Gb/s Duo-Binary系统的波形图如图17所示，波形图中包含部分同步头、突发定界符和部分Duo-Binary净荷。
对50Gb/s Duo-Binary系统的实验测试结果表明，按照本发明所提供的上行突发帧结构设计的50Gb/s Duo-Binary系统，采用具体示例2中所述的基于前馈式全采样信号处理的时钟同步(Square)方法的效果如图18所示。图中横坐标表示进行时钟同步所需要的符号数，纵坐标表示在低信噪比(SNR)条件下的时钟信号的相位，圆形和方形分别代表两种不同的时钟相位。从图中可以看出，采用本发明所提供的突发时钟同步方法和装置，采用16个符号就能足够用来提取时钟、有效地进行时钟同步和信号提取。对于50Gb/s的Duo-Binary系统，100个符号对应2纳秒，因此采用本发明所提供的突发时钟同步方法和装置能够在不到1纳秒的时间内进行时钟同步和信号提取，方法简单且性能稳定。图18为Duo-Binary的PON系统采用具体示例2时钟同步(Square)方法的性能。通过图18可知，利用本示例提供的时钟同步，可以在4个符号左右就完成时钟同步，从而具有同步速率高的特点。
另外，本发明所提供的数字突发时钟同步方法和装置还可以兼容NRZ系统。对于NRZ系统，则将帧结构设计中的净荷部分设计为NRZ数据，前导码同样使用相同速率的NRZ码。同步头和突发定界符的码型设计思想同具体实施例五中所述。可采用的DSP方法和系统的具体实现流程与如上述Duo-Binary系统的相同，不需做更为复杂的系统兼容处理。此实施例与基于现有技术的NRZ系统的不同之处在于，本实施例所提供的方法是采用DSP来实现的时钟同步，性能稳定并且简单；而现有技术是基于数字硬件电路来实现的结构复杂、硬件尺寸大和功耗较高。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的设备和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，如：多个单元或组件可以结合，或可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另外，所显示或讨论的各组成部分相互之间的耦合、或直接耦合、或通信连接可以是通过一些接口，设备或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性的、机械的或其它形式的。
上述作为分离部件说明的单元可以是、或也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是、或也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，也可以分布到多个网络单元上；可以根据实际的需要选择其中的部分或全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理模块中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
Claims (12)
1.一种突发时钟同步方法，其特征在于，包括：
接收突发帧；
对所述突发帧进行采样获得采样信号，本地采样时钟的相位是受DSP模块控制的，并以初始相位进行信号的采样；
从所述采样信号中提取同步头；
对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差；
基于所述相位误差进行时钟同步；
其中，所述对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差，包括：
对所述同步头进行DSP，获取信号时钟与所述本地采样时钟的定时误差；
基于该定时误差生成相位误差；
由所述DSP模块基于所述相位误差对所述本地采样时钟进行相位调整。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述突发帧进行采样获得采样信号，包括：
对所述突发帧按本地采样时钟进行盲采样，以获得所述采样信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述相位误差进行时钟同步，包括：
基于所述相位误差对所述采样信号进行插值运算，实现信号时钟与本地采样时钟同步。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差，包括：
采用前馈式或反馈式对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，采用前馈式对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差，包括：
对所述同步头的全部或一部分进行N倍采样，获得N倍采样信号；N为不小于1的正整数；
对所述N倍采样信号进行相位检测，获得所述信号时钟和本地采样时钟的相位误差。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，采用反馈式对所述同步头进行DSP，获得本地采样时钟和信号时钟的相位误差，包括：
对所述同步头以初始时钟相位误差进行插值运算；
对插值运算得到的信号进行定时误差检测，获得定时误差；
基于所述定时误差，确定用于进行插值运算的时钟相位误差。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述突发帧包括：前导码及净荷；其中，所述前导码包括所述同步头；所述前导码采用第一调制格式调制；所述净荷采用第二调制格式调制。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述前导码的波特率和所述净荷的波特率相同。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述第一调制格式的阶数不高于所述第二调制格式的阶数。
10.一种突发时钟同步装置，其特征在于，包括：
接收模块，用于接收突发帧；
采样模块，用于对所述突发帧进行采样获得采样信号，本地采样时钟的相位是受DSP模块控制的，并以初始相位进行信号的采样；
提取模块，用于从所述采样信号中提取同步头；
处理模块，用于对所述同步头进行数字信号处理DSP获得相位误差；
同步模块，用于基于所述相位误差进行时钟同步；
其中，所述处理模块，用于对所述同步头进行DSP获取信号时钟与所述本地采样时钟的定时误差；基于该定时误差生成相位误差；基于所述相位误差进行所述本地采样时钟进行相位调整。
11.一种通信设备，其特征在于，包括：收发器、存储器、处理器及存储在存储器上并由处理器执行的计算机程序；
所述处理器，分别与收发器及存储器连接，用于执行所述计算机程序，能够实现权利要求1至9任一项提供的突发时钟同步方法。
12.一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序；所述计算机程序被执行后，能够实现权利要求1至9任一项提供的突发时钟同步方法。
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