CN115037327B - 初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端 - Google Patents

初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端 Download PDF

Info

Publication number
CN115037327B
CN115037327B CN202210609787.6A CN202210609787A CN115037327B CN 115037327 B CN115037327 B CN 115037327B CN 202210609787 A CN202210609787 A CN 202210609787A CN 115037327 B CN115037327 B CN 115037327B
Authority
CN
China
Prior art keywords
detection
frequency offset
signal
state
initial
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202210609787.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN115037327A (zh
Inventor
孙谦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Jiangsu Yixin Aerospace Technology Co ltd
Original Assignee
Jiangsu Yixin Aerospace Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Jiangsu Yixin Aerospace Technology Co ltd filed Critical Jiangsu Yixin Aerospace Technology Co ltd
Priority to CN202210609787.6A priority Critical patent/CN115037327B/zh
Publication of CN115037327A publication Critical patent/CN115037327A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN115037327B publication Critical patent/CN115037327B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2692—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with preamble design, i.e. with negotiation of the synchronisation sequence with transmitter or sequence linked to the algorithm used at the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

本发明公开了一种初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端。该方法包括：接收前导序列信号，并对前导序列信号进行采样获得采样信号；以符号持续时间对采样信号按顺序进行事件和状态检测；根据事件和状态，获得用于下次检测的定时调整因子和频偏补偿因子；判断是否完成所有采样信号的检测，当判断结果为否，则继续执行检测，当判断结果为是，则计算定时误差和多普勒频偏的均值，结束检测。本发明接收前导序列的线性调频信号，根据前导序列的频率分布和升降频结构来进行定时点调整和频偏补偿，从而提升初始捕获跟踪的性能。

Description

初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端
技术领域
本发明涉及通信领域，尤其涉及一种基于线性调频信号的初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端。
背景技术
线性调频(LFM)是一种不需要伪随机编码序列的扩展频谱调制技术。线性调频信号也称为鸟声(Chirp)信号，因为其频谱带宽落于可听范围，听着像鸟声，所以又称Chirp扩展频谱(CSS)技术。LFM技术在雷达、声纳技术中有广泛应用，例如，在雷达定位技术中，它可用来增大射频脉冲宽度、加大通信距离、提高平均发射功率，同时又保持足够的信号频谱宽度，不降低雷达的距离分辨率。
在通信中，为了使得双方能够同步通信，一般会在每次通信的开始发送前导信号，该信号中没有携带通信数据，只是用于通信双方协商确认本次通信开始的时间，这种方式又称作初始捕获跟踪。当通信载体在高速运动，尤其是存在很大加速度的情形下，导致信号载波频率发生很高动态的多普勒频偏，从而导致接收信号不同步，产生误码率。该多普勒频偏也会发生在基于线性调频信号的初始捕获跟踪中，从而导致初始捕获跟踪产生误差。
发明内容
本发明提供一种初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端，旨在解决高动态情况下通信双方在进行初始捕获跟踪时产生的多普勒频偏问题。所述技术方案如下：
一方面，本发明提供了一种初始捕获跟踪的接收方法，包括以下步骤：
S201：接收前导序列信号，并对前导序列信号进行采样获得采样信号；
S202：在每个符号持续时间内对采样信号按顺序进行事件和状态检测；
S203：根据事件和状态，获得用于下次检测的定时调整因子和频偏补偿因子；
S204：判断是否完成所有采样信号的检测，当判断结果为否，则继续执行步骤S202至S203，当判断结果为是，则计算定时误差和多普勒频偏的均值，结束检测。
进一步地，步骤S201还包括：对前导序列信号进行奈奎斯特采样，获得采样信号如下：
其中，kt为定时误差，h(n)是信道增益，fd(n)是多普勒频偏，B是信号带宽，是传输过程中的相位变化，w(n)是接收机噪声，st(n，d)是前导序列信号，d是前导序列的频率结构的取值。
进一步地，步骤S202在检测还包括：
S2021：根据定时调整因子调整检测的起始点；
S2022：根据频偏补偿因子对采样信号进行频偏补偿；
进一步地，调整检测起始点后获得的采样信号为：
N为一个符号持续时间内的所述采样信号的个数，其中，为定时调整因子，第一次检测时取初值
进一步地，频偏补偿后的采样信号为：其中，第i次检测时的频偏补偿因子为fi e，第1次检测时取初值f1 e＝0。
进一步地，步骤S202中检测还包括：
S2026：对采样信号y″i(n)进行相关检测，包括：
将采样信号y″i(n)与本地序列相乘，对相乘的结果做快速傅里叶变换获得di(n)为di(n)的模值Pi(n)为获得峰值点模值Pi(ni *)为从而获得峰值点索引ni *为：
若峰值点模值Pi(ni *)大于检测门限值P0，则认为检测到信号。
进一步地，步骤S202中的状态包括：第一状态，第二状态，第三状态和第四状态，分别对应前导序列的第一分组、第二分组、第三分组和第四分组；
前导序列对应的传输符号序列为：
其中，第一分组对应符号k0，第二分组对应符号k1，第三分组对应符号k2，第四分组对应符号k3；
检测的初始状态为第一状态，当检测到第二分组时，进入第二状态，当检测到第三分组时，进入第三状态，当检测到第四分组时，进入第四状态，当第四状态检测达到m1-1次时，检测结束。
进一步地，步骤S202中事件包括：
事件F1 i，标识检测到信号：
事件和分别标识检测到符号k0，k1，k2对应的索引p0，p1，p2：
其中Δ0，Δ1和Δ2为检测索引p0，p1，p2的误差，Δ0≥0,Δ1≥0,Δ2≥0，
事件和分别标识检测到符号k0，k1和k2：
事件标识检测到突发帧：
事件和分别标识检测到第一分组，第二分组，第三分组和第四分组：
或事件标识第i次检测时处于第一状态。
进一步地，步骤S203中的定时调整因子为：
其中z(ni-1 *,p0)为：
进一步地，步骤S203中的频偏补偿因子为：
进一步地，获取小数倍频偏的第一种方法为：
其中，
进一步地，获取小数倍频偏的第二种方法为：
其中w是一个确定的常数。
进一步地，步骤S204包括：
计算的定时误差和多普勒频偏
其中u表示第u次检测，p3的取值为：
进入第四状态后，一共要检测m1-1次，获得定时误差和多普勒频偏的均值为和
另一方面，本发明提供一种初始捕获跟踪的接收装置，包括：初始设置模块、采样模块、检测模块；
初始设置模块设置待接收的前导序列的相关参数；采样模块将接收的前导序列信号进行奈奎斯特采样，获取采样信号；检测模块对采样信号在每个符号持续时间内进行检测，获得初始定时与频偏估计，
进一步地，检测模块还包括：定时调整单元、相关检测单元、频偏补偿单元、控制单元、初始定时与频偏估计单元，相关检测单元对采样信号进行相关检测，获得相关检测结果；控制单元根据相关检测结果产生事件和状态，设置下一次检测的初始状态，根据事件和状态判断是否完成所有采样信号的相关检测，若已完成则停止检测，若未完成则启动下一次检测；定时调整单元根据事件和状态，计算下次检测的定时调整因子，并在下次检测时根据定时调整因子调整检测的起始点；频偏补偿单元根据事件和状态，计算下次检测的频偏补偿因子，并在下次检测时根据频偏补偿因子对采样信号进行频偏补偿；初始定时与频偏估计单元在完成对采样信号的相关检测后，根据相关检测结果计算定时误差和多普勒频偏的均值，完成初始捕获跟踪。
再一方面，本发明提供一种终端，包括以上的初始捕获跟踪的接收装置。
本发明的有益效果是：利用本发明方案，接收前导序列的线性调频信号，根据前导序列的频率分布和升降频结构来进行定时点调整和频偏补偿，从而提升初始捕获跟踪的性能。
附图说明
图1为本发明用于同步的前导序列的发送方法一实施例的流程图；
图2为图1的子流程图；
图3为本发明初始捕获跟踪的接收方法一实施例的流程图；
图4为图3的子流程图；
图5为本发明用于同步的前导序列的发送装置一实施例的结构示意图；
图6为本发明初始捕获跟踪的接收装置一实施例的结构示意图；
图7为图6中检测模块一实施例的结构示意图；
图8为本发明线性调频信号一实施例的实部波形图；
图9为本发明线性调频信号一实施例的虚部波形图；
图10为本发明升频结构的前导序列一实施例的结构示意图；
图11为本发明降频结构的前导序列一实施例的结构示意图；
图12为本发明一实施例的性能仿真示意图；
图13为本发明检测模块的工作流程示意图；
图14为图13的进一步细化流程示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体地实施例的目的，不是用于限制本发明。
实施例一
如图1、图2所示，一方面，本发明提供一种用于同步的前导序列的发送方法，该方法利用线性调频信号作为前导序列，并通过合理设置前导序列中包含的线性调频信号的频率分布及升降频结构，来提升用于同步的前导序列的性能。
参考图1中所示，用于同步的前导序列的发送方法包括以下步骤：
S101：设置用于组成前导序列的线性调频信号及其初始频率的集合；
S102：设置前导序列的传输符号序列；
S103：设置前导序列的频率结构为升频结构或降频结构；
S104：根据传输符号序列和初始频率的集合确定选取的线性调频信号的初始频率，根据初始频率和频率结构确定选取的线性调频信号，将选取的线性调频信号按顺序组成前导序列；
S105：将前导序列通过射频发送。
具体地，前导序列就是包含若干线性调频信号的序列，不同的线性调频信号以及排列组合，都会对最终的初始捕获跟踪效果产生影响。因此，前导序列的设置是本发明方案的关键。
进一步地，步骤S102包括：将前导序列的传输符号序列分为四个符号分组，分别为第一符号分组、第二符号分组、第三符号分组和第四符号分组，每个符号分组内部的传输符号取值相同；对应地，符号分组将前导序列分为四个前导序列分组，分别为第一分组、第二分组、第三分组和第四分组，每个前导序列分组中的线性调频信号的传输符号取值相同，第一分组、第二分组和第三分组用于信号的捕获跟踪与同步，第四分组用于定时误差和多普勒频偏的估计。
进一步地，如图2所示，步骤S101还包括：
S1011：设置所述线性调频信号；S1012：计算所述线性调频信号的初始频率的集合；
具体地，用于生成前导序列的线性调频信号为：
其中，B为信号带宽，f∈[-B/2,B/2]为信号的初始频率，为信号的翻折时刻，Ts为符号持续时间，时间带宽积BTs＝N，N一般取2的指数幂，xs(t,f)为升频信号，xs(t,f)的共轭为降频信号。
具体地，参考图8和图9，图8为上述线性调频信号的一实施例的实部波形图，图9为上述线性调频信号的一实施例的虚部波形图。从图中可以看出，当到达0.125ms时刻，则会进行频率翻折，则该实施例中的Tf＝0.125。
进一步地，例如对于上述的线性调频信号，各参数取值可以为：B＝1MHz，Ts＝0.512ms，则通过BTs＝N可以计算得到N＝512，初始频率f∈[-0.5，0.5]；
若选取初始频率f＝0.5MHz，则对应的频率翻折时刻tf＝0.5*0.512ms＝0.256ms；
若选取初始频率f＝0.25MHz，则对应的频率翻折时刻tf＝0.75*0.512ms＝0.384ms。
进一步地，线性调频信号的初始频率的集合为：
其中，为可设置的变量，通常取fr＝0，为每个初始频率对应的传输符号，在变量fr确定的情况下，通过设置传输符号K，从而唯一地确定初始频率。
进一步地，步骤S102还包括：进一步地，使用传输符号K来设置所述频率分布，第一分组包含m0个对应传输符号取值k0的线性调频信号，第二分组包含一个对应传输符号取值k1的线性调频信号，第三分组包含一个传输符号取值k2的线性调频信号，第四分组包含m1个传输符号取值k3的线性调频信号，用序列表示前导序列中每个线性调频信号对应的传输符号K，A中第i个元素ai为：
其中，，i≥1，k0,k1,k2,k3是传输符号取值，k0,k1,k2,k3∈{0,1,2,...,N-1}，k0≠k1≠k2，m0和m1为正整数且m0,m1≥3。优选地，k0＝k3＝0。
进一步地，步骤S102还包括：第四分组中最后一个线性调频信号的持续时间小于等于Ts，这样设置可以进一步确保在频偏场景下符号采样的完整性，以及提升定时准确性，方便硬件实现。
具体地，设第i个线性调频信号的持续时间为则
其中优选地，取
进一步地，步骤S103还包括：若前导序列为升频结构，则将第一分组、第二分组和第三分组的线性调频信号设置为升频信号，将第四分组的线性调频信号设置为降频信号，若前导序列为降频结构，则将第一分组、第二分组和第三分组的线性调频信号设置为降频信号，将第四分组的线性调频信号设置为升频信号。
进一步地，步骤S104还包括：前导序列中第i个线性调频信号对应初始频率fi为
进一步地，对于步骤S104，还包括以下步骤：若前导序列为升频结构，在奈奎斯特采样率下第i个选取的线性调频信号为：
获得的升频结构的前导序列为
若前导序列为降频结构，在奈奎斯特采样率下第i个选取的线性调频信号为：
获得的降频结构的前导序列为
具体地，参考10、图11，图10是在奈奎斯特采样率下的升频结构的前导序列，图11是在奈奎斯特采样率下的降频结构的前导序列，其中前导序列的参数对应设置为：m0＝3，m1＝3，k0＝0，k1＝50，k2＝100，k3＝0，N＝256，
进一步地，对于步骤S105，还包括：前导序列为：
d＝0时，st(n)是升频结构的前导序列；d≠0时，st(n)是降频结构的前导序列，在发送所述前导序列st(n)之前，将所述前导序列st(n)经过必要的操作，例如DA转换，上变频等，最终通过天线发送。
DA转换是指数模转换，将数字信号转换为模拟信号。在高频电子线路中，常常需要将信号的频谱进行线性搬移，即频谱结构不变，各个频率分量的相对幅度无变化、频率分量无增减，只是在频率轴上的平行移动。上变频就是这样一种将输入信号频率向更高频率平移的转换，这种频谱搬移不仅有利于提高设备的性能，而且能够适应许多应用系统，比如广播系统、电视系统、移动通信系统等。
实施例二
另一方面，本发明提供一种初始捕获跟踪的接收方法，该方法检测发送端发过来的包含若干线性调频信号的前导序列，根据前导序列中包含的线性调频信号的频率分布及升降频结构，采用多个事件进行捕获及定时调整，并进行频偏补偿，从而提升在高动态下的初始捕获跟踪的准确性和性能。
请参考图3，初始捕获跟踪的接收方法包括以下步骤：
S201：接收前导序列信号，并对前导序列信号进行采样获得采样信号；
S202：在每个符号持续时间内对采样信号按顺序进行事件和状态检测；
S203：根据事件和状态，获得用于下次检测的定时调整因子和频偏补偿因子；
S204：判断是否完成所有采样信号的相关检测，当判断结果为否，则再次执行步骤S202至S203，当判断结果为是，则根据事件和状态计算多普勒频偏和定时误差。
进一步地，步骤S201包括：对所述前导序列信号进行奈奎斯特采样，获得采样信号如下：
其中，kt为定时误差，h(n)是信道增益，fd(n)是多普勒频偏，B是信号带宽，是传输过程中的相位变化，w(n)是接收机噪声，st(n，d)是前导序列信号，d是前导序列的频率结构的取值，对于d的取值具体参考实施例一。
进一步地，参考图4，步骤S202中在所述相关检测之前还包括：
S2021：根据定时调整因子调整检测的起始点；
S2022：根据频偏补偿因子对所述采样信号进行频偏补偿；
进一步地，步骤S2021包括：在检测过程中，以符号持续时间Ts为检测单元检测，即连续N个点做一次检测处理。设第i次检测时(i≥1)，从采样信号y(n-kt)中截取长度为N的一段信号y′i(n)：
N为一个符号持续时间内的所述采样信号的个数，其中，为定时调整因子，通过调整检测的定时点。的值与检测阶段有关，第一次检测时取初值
进一步地，步骤S2022包括：设第i次检测时的频偏补偿因子为fi e，其值与检测状态有关，第1次检测时取初值f1 e＝0。补偿后的结果为
进一步地，参考图4，步骤S202中的相关检测还包括：S2023：对采样信号y″i(n)做相关检测；
将其与本地序列相乘，对相乘的结果做快速傅里叶变换，记傅里叶变换后的结果为di(n)：
其中与检测阶段有关，第一次检测时取值为：
设di(n)的模值为Pi(n)：
设模值Pi(n)的峰值点对应的索引为ni *：
其中，峰值点模值Pi(ni *)为
设检测门限为P0，若y″i(n)与本地序列相关性较强，则峰值点的模值Pi(ni *)更容易超过检测门限P0。若峰值点模值Pi(ni *)大于检测门限值，则认为检测到信号。
进一步地，步骤S202中所述的状态包括：第一状态state0，第二状态state1，第三状态state2和第四状态state3，分别对应实施例一种所述的前导序列的第一分组part0、第二分组part1、第三分组part2和第四分组part3。初始状态为第一状态state0，当检测到第二分组part1时，进入第二状态state1，当检测到第三分组part2时，进入第三状态state2，当检测到第四分组part3时，进入第四状态state3。
参考实施例一，一个典型的前导序列对应的传输符号序列为：
该传输符号序列对应于前导序列的第一至第四分组。例如，第一分组part0的符号为k0，第二分组part1的符号为k1。
进一步地，步骤S202中所述的事件包括：事件F1 i至一共13种事件，每次检测时都要判断检测的结果是否满足这些事件，从而结合上述的状态来计算和确定下一次检测的相关参数和状态，以下详细介绍每个事件的具体含义。
事件F1 i是指检测到信号，具体地，是当峰值点模值Pi(ni *)大于检测门限值时，事件F1 i为：
进一步地，事件和是指检测到符号k0，k1，k2对应的索引p0，p1，p2。具体地，前导序列的前三部分对应不同的符号，不同的符号在检测时对应不同的峰值点索引。设符号kj∈{k0,k1,k2}对应的索引值为pj，则有
分别设第i次检测时检测到符号k0，k1，k2对应的索引p0，p1，p2为事件和 其中Δ0，Δ1和Δ2为检测索引p0，p1，p2的误差，一般取Δ0≥0,Δ1≥0,Δ2≥0。
进一步地，事件和是指检测到符号k0，k1和k2。具体地，是否检测到符号kj由检测是否超过门限和峰值点的索引共同决定。如果第i次检测时Pi(ni *)>P0，且检测到符号kj对应的索引pj，则认为检测到符号kj。分别设第i次检测时检测到符号k0，k1和k2为事件和
进一步地，事件是指检测到突发帧。具体地，若第i次检测时满足F1 i-1∪F1 i＝1，即连续两次都超过检测门限，则认为检测到到突发帧。设第i次检测时检测到突发帧为事件
进一步地，事件是指检测到part0。具体地，初始状态下处于state0，下一次检测处于哪一个检测状态由当前检测状态和检测结果决定。若第i次检测时满足即检测到符号k0且上一次检测到突发帧，说明当前检测到part0，下一次进入state1。设第i次检测到part0为事件
进一步地，事件是指检测到part1。具体地，若第i次检测时满足即检测到符号k1且上一次检测到part0，说明当前检测到part1，那么下一次进入state2，否则回到state0重新判断。设第i次检测到part1为事件
进一步地，事件是指检测到part2。具体地，若第i次检测满足即检测到符号k2且上一次检测到part1，说明当前检测到part2，那么下一次进入state3，否则回到state0重新判断是否检测到part0。设第i次检测到part2为事件
进一步地，事件是指检测到part3。具体地，part3由m1个对应符号k3的线性调频信号组成，state3状态至少要做m1-1次检测。若第i-1处于state2或处于state3则第i次检测处于state3，直到state3状态完成m1-1次检测，四个检测状态全部完成。设第i次检测处于state3为事件 或
进一步地，事件是指第i次检测时处于state0。
进一步地，步骤S203中所述的定时调整因子的获得方法包括：
定时调整因子与检测阶段有关。定时点的偏移和多普勒频偏的影响都可能使检测峰值点索引ni *偏离pj。在处于state0且检测到突发帧时，通过分析峰值点的索引和p0的关系来改变下一次的定时调整因子，若调整后ni *靠近p0，说明检测到的是part0。当处于state1，state2和state3时，定时调整因子保持不变。
改变定时因子就是调整检测的起始点，为：
其中z(ni-1 *,p0)为：
进一步地，步骤S203中所述的频偏补偿因子的获得方法包括：多普勒频偏可以分为整数倍频偏和小数倍频偏，设多普勒频偏为fdop，fdop为：其中kdop0∈{0,±1,±2,...}，kdop1∈[0,1)。是的整数倍，称这部分为整数倍频偏，称这部分为小数倍频偏。
进一步地，本发明提出两种小数倍频估计方法。方法一：利用第i-1次检测的峰值点模值峰值点左侧最近点的模值和峰值点右侧最近点的模值来估计小数倍频偏，将估计出的频偏作为第i次检测前频偏补偿的一部分。设估计出的小数倍频偏为的初始值取0，如下所示
其中，
方法二：根据每次检测峰值点的索引ni *和p0的关系，确定在下一次检测前是否补偿确定的小数倍频偏，设小数倍频偏补偿为如下所示：
其中w是一确定的常数。
优选地，两种小数倍频偏补偿方法只取其中的一种，且检测到part0时才补偿小数倍频偏。
进一步地，通过改变定时调整因子使ni *尽可能靠近p0，然而存在较大的动态多普勒频偏时，ni *可能越来越远离p0，例如在某次检测时使即认为没有检测到part0，而接下来的信号正好是part1，这会导致信号的丢失。
为了不丢失信号，在检测到part0时，通过频偏补偿因子fi e使ni *尽可能靠近p0，检测part1和part2时，同样通过频偏补偿因子fi e使ni *尽可能靠近p1和p0。
具体地，频偏补偿因子fi e如下所示：
进一步地，步骤S204中的计算多普勒频偏和定时误差包括：在进入state3状态后，要进行m1-1次检测。具体地，将进入state3状态时检测的峰值点索引，用于估计调整检测起始点后的定时误差和残留的多普勒频偏。设第u-1次检测处于state2，第u次检测处于state3，分别设估计的定时误差和多普勒频偏为和
其中u表示第u次检测，其中p3为
第四状态state3一共要检测m1-1次，设估计的定时误差和多普勒频偏的均值为和则
至此完成信号的捕获和同步。
进一步地，可参考图13和图14，图13显示了对前导序列进行检测的一个完整流程，图14是对图13的进一步细化。
实施例三
为了更直观地说明本发明的用于同步的前导序列的发送方法和初始捕获跟踪的接收方法，下面给出了包括发送端和接收端的实施例：
设带宽B＝125000Hz，N＝256，N＝256，fr＝0，k0＝0，k1＝20k2＝35，k3＝0，m0＝4，m2＝3，前导序列选择升频结构，即d＝0。索引p0，p1，p1的误差分别设为Δ0＝2，Δ1＝2，Δ2＝2，小数倍频偏估计选择实施例二中的小数倍频偏估计的方法一。
设存在余弦规律变化的多普勒sdop(t)，多普勒频偏为fd(t)：
其中fdmax是最大多普勒频偏，f′d是最大多普勒频偏变化率。sdop(t)可以如下所示：
设最大多普勒频偏fdamx＝25000Hz，设最大多普勒频偏变化率f′d＝300Hz/s，sdop(t)如下所示：
sdop(t)＝exp[j2π×25000cos(0.012t)t]，在以上条件下收发双方进行收发信号。
发送端：序列A中的元素ai为
序列中第i个元素ai对应的起始频率fi为：
在奈奎斯特采样率下，其对应线性调频信号为：
该前导序列对应的线性调频信号为：
st(n)经过必要的操作，例如模数变换，上变频等，通过天线发送。
接收端：在奈奎斯特采样后接收端接收的信号为：
其中，kt为定时误差，h(n)是信道增益，fd(n)是多普勒频偏，是传输过程中的相位变化，w(n)是接收机噪声。在检测过程中，以符号持续时间为检测单元检测，即连续的256点做一次检测处理。设第i次检测时(i≥1)，从y(n)中截取长度为256的一段信号y′i(n)为：
第i次频偏补偿因子fi e，补偿后第i个持续时间为的信号为本地序列为：
检测门限P0为符号k0,k1,k2对应的索引值分别为p0＝0，p1＝20，p2＝35，符号k3对应的为p3＝0，
初始时检测时处于state0状态。
假设第1次检测时，满足F1 1＝1，即检测到信号，则
假设第2次检测时，满足即检测到突发帧，则
假设第3次检测时，满足即检测到part0，下一次进入state1。此时估计出的小数倍频偏则
假设第4次检测时，不满足即没有检测到part1，回到state0。而即检测到的仍为part0，下一次进入state1。此时估计出的小数倍频偏则
假设第5次检测时，满足即检测到part1，下一次进入state2。则
假设第6次检测时，满足即检测到part2，下一次进入state3。则
假设第7次检测时，满足即上一次检测到part2，则第7次，第8次检测时处于下一次进入state3，是对part3的检测。假设则
估计的定时误差和多普勒频偏的均值和为
发送端一共发送11个线性调频信号，该前导序列持续的总时间为在t∈[0,t0]这段时间内，fd(t)≈25000Hz。估计出的多普勒频偏与fd(t)相差不大，此时将信号捕获同步成功。
实施例四
本实施例提供一种仿真测试，仿真结果展示了本发明的性能提升。
设实例三中最大多普勒频偏变化率f′d＝0，sdop(t)如下所示
sdop(t)＝exp[j2πfdmaxt]
即sdop(t)是频偏固定为fdmax的多普勒。
可用起始频率的最小频率间隔若能检测到前导序列且估计出的多普勒频偏则认为在误差范围内，即估计的结果正确。
发送一帧信号有两种出错的可能：第一种是无法被检测到，第二种是被检测到而估计的结果不正确。
设发送ms帧信号，有ml帧无法检测到，有me帧估计的结果错误，则错误率Re可以如下所示
假设存在高斯白噪声，用matlab软件分别仿真f′d＝0，
发送帧数ms＝10000时，不同信噪比下的错误率。
仿真结果如图12所示，从图12中可以看出，错误率随着信噪比SNR的增大而减小；相同信噪比下，多普勒频偏fdmax的绝对值越大，错误率越大；绝对值相同的正多普勒和负多普勒的影响基本相同；不存在多普勒频偏，信噪比SNR＝-11.5dB时，错误率Re几乎为0％；多普勒频偏的绝对值越大，需要更大的信噪比错误率Re才会变为0。
实施例五
再一方面，请参考图5，本发明提供一种用于同步的前导序列的发送装置，包括：
该发送装置可实现实施例一的发送方法，生成前导序列并发送给接收装置进行初始捕获跟踪，接收装置的具体实现可参考实施例六。
具体地，发送装置包括：频率产生模块，分组设置模块，前导序列产生模块，发送模块；
频率产生模块根据可用的线性调频信号进行计算，获得线性调频信号的初始频率的集合；
分组设置模块将前导序列进行分组参数设置，包括设置前导序列对应的传输符号序列的取值，设置前导序列的升降频结构的取值；传输符号序列包括第一符号分组、第二符号分组、第三符号分组和第四符号分组，每个符号分组内部的传输符号取值相同，传输符号序列中的第i个符号(i≥1)ai如下所示：
其中，k0,k1,k2,k3∈{0,1,2,…,N-1}，k0≠k1≠k2，m0和m1为正整数且m0,m1≥3；
频率结构包括升频结构和降频结构；
前导序列产生模块根据传输符号序列和初始频率的集合确定选取的线性调频信号的初始频率，根据初始频率和升降频结构确定选取的线性调频信号，将选取的线性调频信号按顺序组合，获得前导序列，输出至发送模块；
发送模块将前导序列产生模块输出的前导序列通过射频发送。
对于以上各模块涉及的发送方法的相关具体流程，请参考前面的发送方法实施例，在此不再赘述。
实施例六
又一方面，请参考图6、图7，本发明提供一种初始捕获跟踪的接收装置，该初始捕获跟踪的接收装置能够实现实施例二的初始捕获跟踪的接收方法，接收包含前导序列的射频信号，进行检测和计算，完成初始捕获跟踪。
具体地，参考图6，初始捕获跟踪的接收装置包括：初始设置模块、采样模块、检测模块；
初始设置模块设置待接收的前导序列的相关参数，以供采样模块和检测模块进行初始化参数设置；该前导序列是与发送方发送的前导序列保持一致的，可以根据预先约定进行设置。
采样模块将接收的射频信号进行奈奎斯特采样，获取采样信号；
检测模块对采样信号在每个符号持续时间内进行检测，获得初始定时与频偏估计。
进一步地，参考图7，检测模块还包括：定时调整单元、相关检测单元、频偏补偿单元、控制单元、初始定时与频偏估计单元。
相关检测单元对采样信号进行相关检测；
控制单元根据相关检测结果产生事件和状态，设置下一次检测的初始状态，根据事件和状态判断是否完成所有采样信号的相关检测，若已完成则停止检测，若未完成则启动下一次检测；
定时调整单元根据事件和状态，计算下次检测的定时调整因子，并在下次检测时根据定时调整因子调整检测的起始点；
频偏补偿单元根据事件和状态，计算下次检测的频偏补偿因子，并在下次检测时根据频偏补偿因子对采样信号进行频偏补偿；
初始定时与频偏估计单元在完成对采样信号的相关检测后，根据检测结果计算定时误差和多普勒频偏的均值，完成初始捕获跟踪。
对于以上各模块涉及的初始捕获跟踪的接收方法的相关具体流程，请参考前面的初始捕获跟踪的接收方法实施例，在此不再赘述。
实施例七
又一方面，本发明提供一种终端，包括实施例五的用于同步的前导序列的发送装置和/或实施例六初始捕获跟踪的接收装置，两个终端之间可以通过实施例一的用于同步的前导序列的发送方法和实施例二的初始捕获跟踪的接收方法进行初始捕获跟踪，以确保在进行实际通信之前完成信号同步。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。
通过本发明方案，可以显著改善多普勒漂移，提升高动态多普勒场景下的通信可靠性。

Claims (10)

1.一种初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，包括以下步骤：
S201：接收前导序列信号，并对所述前导序列信号进行采样获得采样信号；
S202：在每个符号持续时间内对所述采样信号按顺序进行事件和状态检测；
S203：根据所述事件和状态，获得用于下次检测的定时调整因子和频偏补偿因子；
S204：判断是否完成所有所述采样信号的检测，当所述判断结果为否，则继续执行步骤S202至S203，当所述判断结果为是，则计算定时误差和多普勒频偏的均值，结束所述检测；
进一步地，步骤S201还包括：对所述前导序列信号进行奈奎斯特采样，获得采样信号如下：
其中，kt为定时误差，h(n)是信道增益，fd(n)是多普勒频偏，B是信号带宽，是传输过程中的相位变化，w(n)是接收机噪声，st(n，d)是前导序列信号，d是所述前导序列的频率结构的取值。
2.根据权利要求1所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S202在所述检测还包括：
S2021：根据定时调整因子调整检测的起始点；
S2022：根据频偏补偿因子对所述采样信号进行频偏补偿；
进一步地，调整检测起始点后获得的所述采样信号为：
其中，为定时调整因子，第一次检测时取初值N为一个符号持续时间内的所述采样信号的个数，
进一步地，频偏补偿后的所述采样信号为：
其中，第i次检测时的频偏补偿因子为fi e，第1次检测时取初值f1 e＝0。
3.根据权利要求2所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S202中所述检测还包括：
S2026：对所述采样信号y″i(n)进行相关检测，包括：
将采样信号y″i(n)与本地序列相乘，对相乘的结果做快速傅里叶变换获得di(n)的模值为获得峰值点模值为从而获得峰值点索引ni *为：
若峰值点模值Pi(ni *)大于检测门限值P0，则认为检测到信号。
4.根据权利要求3所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S202中所述的状态包括：第一状态，第二状态，第三状态和第四状态，分别对应所述前导序列的第一分组、第二分组、第三分组和第四分组；
所述前导序列对应的传输符号序列为：
其中，所述第一分组对应符号k0，所述第二分组对应符号k1，所述第三分组对应符号k2，所述第四分组对应符号k3；
所述检测的初始状态为所述第一状态，当检测到所述第二分组时，进入所述第二状态，当检测到所述第三分组时，进入所述第三状态，当检测到所述第四分组时，进入所述第四状态，当所述第四状态检测达到m1-1次时，所述检测结束。
5.根据权利要求4所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S202中所述事件包括：
事件F1 i，标识检测到信号：
事件和分别标识检测到符号k0，k1，k2对应的索引p0，p1，p2：
其中Δ0，Δ1和Δ2为检测索引p0，p1，p2的误差，Δ0≥0,Δ1≥0,Δ2≥0，
事件和分别标识检测到符号k0，k1和k2：
事件标识检测到突发帧：
事件和分别标识检测到第一分组，第二分组，第三分组和第四分组：
或
事件标识第i次检测时处于第一状态。
6.根据权利要求5所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S203中所述的定时调整因子为：
其中z(ni-1 *,p0)为：
7.根据权利要求6所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S203中所述的频偏补偿因子为：
进一步地，获取小数倍频偏的第一种方法为：
其中，
进一步地，获取小数倍频偏的第二种方法为：
其中w是一个确定的常数。
8.根据权利要求7所述初始捕获跟踪的接收方法，其特征在于，步骤S204包括：
计算所述的定时误差和多普勒频偏
其中u表示第u次检测，
其中p3的取值为：
进入所述第四状态后，一共要检测m1-1次，获得定时误差和多普勒频偏的均值为和
9.一种用于实现如权利要求1所述的初始捕获跟踪的接收方法的接收装置，其特征在于，包括：初始设置模块、采样模块、检测模块；
所述初始设置模块设置待接收的前导序列的相关参数；
所述采样模块将接收的前导序列信号进行奈奎斯特采样，获取采样信号；
所述检测模块对所述采样信号在每个符号持续时间内进行检测，获得初始定时与频偏估计，
进一步地，所述检测模块还包括：定时调整单元、相关检测单元、频偏补偿单元、控制单元、初始定时与频偏估计单元，
所述相关检测单元对所述采样信号进行相关检测，获得相关检测结果；
所述控制单元根据所述相关检测结果产生事件和状态，设置下一次检测的初始状态，根据所述事件和状态判断是否完成所有采样信号的相关检测，若已完成则停止检测，若未完成则启动下一次检测；
所述定时调整单元根据事件和状态，计算下次检测的定时调整因子，并在下次检测时根据所述定时调整因子调整检测的起始点；
所述频偏补偿单元根据事件和状态，计算下次检测的频偏补偿因子，并在下次检测时根据所述频偏补偿因子对所述采样信号进行频偏补偿；
所述初始定时与频偏估计单元在完成对所述采样信号的相关检测后，根据所述相关检测结果计算定时误差和多普勒频偏的均值，完成初始捕获跟踪。
10.一种终端，其特征在于，包括如权利要求9所述的初始捕获跟踪的接收装置。
CN202210609787.6A 2022-05-31 2022-05-31 初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端 Active CN115037327B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210609787.6A CN115037327B (zh) 2022-05-31 2022-05-31 初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210609787.6A CN115037327B (zh) 2022-05-31 2022-05-31 初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN115037327A CN115037327A (zh) 2022-09-09
CN115037327B true CN115037327B (zh) 2023-12-22

Family

ID=83123426

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210609787.6A Active CN115037327B (zh) 2022-05-31 2022-05-31 初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115037327B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115426032B (zh) * 2022-11-03 2023-03-28 深圳比特微电子科技有限公司 一种信号捕获方法和装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20010064275A (ko) * 1999-12-27 2001-07-09 오길록 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법
EP1739911A2 (en) * 2005-06-30 2007-01-03 NTT DoCoMo Inc. A training sequence generating method, a communication system and communication method
CN101414990A (zh) * 2008-12-02 2009-04-22 北京韦加航通科技有限责任公司 一种单载波频域均衡系统中的载波频偏和时延的捕获方法
CN101455008A (zh) * 2006-04-03 2009-06-10 伟俄内克斯研究公司 用于超宽带通信系统的频偏校正
CN105721375A (zh) * 2016-03-28 2016-06-29 电子科技大学 一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法
CN110730149A (zh) * 2019-10-08 2020-01-24 西北工业大学 一种平移式特殊qpsk系统联合捕获方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20010064275A (ko) * 1999-12-27 2001-07-09 오길록 고속퓨리에변환을 이용한 도플러 주파수 천이 보상방법
EP1739911A2 (en) * 2005-06-30 2007-01-03 NTT DoCoMo Inc. A training sequence generating method, a communication system and communication method
CN101455008A (zh) * 2006-04-03 2009-06-10 伟俄内克斯研究公司 用于超宽带通信系统的频偏校正
CN101414990A (zh) * 2008-12-02 2009-04-22 北京韦加航通科技有限责任公司 一种单载波频域均衡系统中的载波频偏和时延的捕获方法
CN105721375A (zh) * 2016-03-28 2016-06-29 电子科技大学 一种低信噪比短前导突发信号的解调系统及方法
CN110730149A (zh) * 2019-10-08 2020-01-24 西北工业大学 一种平移式特殊qpsk系统联合捕获方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
基于前导脉冲辅助的相位调制1090ES信号载频同步算法;孙清清;王洪;宋妍;姒强;;现代雷达(05);全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN115037327A (zh) 2022-09-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100512070C (zh) 自动增益控制电路及其方法以及利用它们的解调装置
EP0829988B1 (en) Symbol synchronization and sampling frequency adjustment in an OFDM receiver
CN100448184C (zh) 正交频分多路复用系统的接收机
US20110243104A1 (en) Method and system for tracking timing drift in multiple frequency hypothesis testing
CN100566316C (zh) 用于粗略和精细的频率同步和时间同步的方法和装置
KR101656083B1 (ko) 근거리 무선 통신 시스템에서의 수신 동기 획득 방법 및 그 장치
US20120288040A1 (en) Method and Device for Implementing Automatic Frequency Control
CN101341703A (zh) 用于减少无线收发器中的信道估计噪声的设备和方法
JPH04502695A (ja) 変動する伝送特性を有するチャネルにビタビ・アルゴリズムを適用する方法及びその方法を実行する装置
CN115037327B (zh) 初始捕获跟踪的接收方法、接收装置、终端
US20050220175A1 (en) Circuit for synchronizing symbols of OFDM signal
EP2442506B1 (en) Method and device for down sampling
CN105141562B (zh) 通信系统及其同步方法
CN115037328B (zh) 用于同步的前导序列的发送方法、发送装置、终端
CN1714520A (zh) 监控在频转发器的稳定性
CN110572337B (zh) 一种Chirp调制信号的信道估计和均衡方法
US20220038206A1 (en) Wireless communications device and method of wireless communications
CN109655847B (zh) 一种适于动态信号的快速捕获方法
US20220091253A1 (en) Distance measurement device and distance measurement method
US7003415B2 (en) Delay profile estimation apparatus and a correlating unit
US6836518B1 (en) Synchronization control method for receiver apparatus of data transmission system utilizing orthogonal frequency division multiplex, and data transmission system
CN115037330B (zh) 抗多普勒的发送方法、发送装置、终端
CN112702136B (zh) 基于多天线uwb系统获取pdoa的方法、装置、设备及存储介质
US6937672B1 (en) Determining the position of a constant frequency interval in a telecommunication signal
CN1251529C (zh) 移动通信系统的接收端中的频率误差检测器和合并器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant