CN100574303C - 信号时序同步的方法以及同步电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种细时序同步的方法，用于正交分频多任务(OFDM)的基带接收器，包括：检测短前置信号的终点；将终点后的样本送至匹配滤波器(matched filter)进行处理，以输出多个相关性峰值(correlation peak)；在产生自第一长训练符元的样本的相关性峰值中搜寻具有最大值的第一最大尖峰点，其时点为第一时点；在相关性峰值中搜寻一前置尖峰点，其中前置尖峰点早于第一最大尖峰点且形成最接近于第一最大尖峰点的尖峰值，其时点为第二时点；以及根据第一与第二时点，估计第二长训练符元的起始点的第三时点；其中第三时点后的样本被执行快速傅里叶变换(Fast FourierTransform，FFT)，以便达成细时序同步。

Description

信号时序同步的方法以及同步电路
技术领域
本发明涉及一种正交分频多任务(orthogonal frequency divisionmultiplexing，OFDM)系统，特别涉及一种符合IEEE 802.11a或IEEE 802.11g标准的正交分频多任务基带接收器(baseband receiver)。
背景技术
正交分频多任务(OFDM)为一种调制技术，运用于符合诸如IEEE 802.11a或802.11g的无线网络。OFDM将数据分散于数个次载波(sub-carrier)上进行传递，每个次载波相互分隔一定的频率。由于在次载波上传递的数据具有正交性(orthogonality)，因此不会互相干扰。由于数据被分散传递，每一次载波上可用以传递的数据符元(symbol)的时间被延长，因此可减少符元间干扰(inter symbol interference)。因此OFDM技术在高位传输率的通信系统广受欢迎。
在IEEE 802.11a标准中，载波频率为5GHz。共有64个次载波，各相隔312.5KHz(＝20MHz/64，其中20MHz为频道频宽)。在64个次载波中，包含52个非零次载波，其中，48个数据次载波用以传递数据，而4个导引次载波(pilot subcarrier)用以传递导频信号(pilot tones)。每个次载波每秒传递312.5K个符元。数据被放入3.2微秒的信号帧并加上0.8微秒的循环前缀(cyclic prefix)以防符元间干扰，数据信号帧与循环前缀形成一共计4微秒的符元(symbol)。通常在48-正交调幅(quadrature amplitudemodulation，QAM)信号上，欲产生48个数据符元，必须以超过3.2微秒的时间执行64点的快速傅里叶转换(Fast Fourier Transform，FFT)。对不同的调制编码方式，其执行效率各有不同。对二元相移键控(binary phase shiftkeying，BPSK)调制而言，若每符元为一位(bit)，在4微秒内通过48个位的数据，则其数据流总计为每秒传递1千2百万个位，而半速回旋编码(half-rate convolutional coding)则能将下笔数据流降至每秒传递6百万个位，但对64-正交调幅(64-QAM)调制而言，其数据流为二元相移键控调制的六倍，即数据流总计为每秒传递7千2百万个位。
图1所示为依据IEEE 802.11a的OFDM基带发送器100的区块图。该OFDM基带发送器100包括信号调制模块(signal mapper)102，串行/并行转换模块104，反傅里叶转换模块106，并行/串行转换模块108，循环前缀插入模块110，数/模转换模块112，以及射频发送器114。输入数据首先经由信号调制模块102运用正交调幅或二元相移键控进行调制。接着串行数据流经由串行/并行转换模块104转换为并列数据流。接着数据流被反傅里叶转换模块106进行快速反傅里叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)的处理，以使数据流保持正交性。在快速反傅里叶转换前的数据流为频域数据，表示为X[n]；快速反傅里叶转换后的数据流为时域数据，表示为x[n]；其中n为次载波的序号。接着数据经由并行/串行转换模块108转换回串行数据。最后，循环前缀插入模块110将一循环前缀(cyclic prefix)插入数据流的OFDM符元之间。此时OFDM符元已形成。当信号经由数/模转换模块112转换为模拟型态，并经由射频发送器114以一载波频率fc调制并发送，一射频信号便经由信道150传递至接收端。
图2所示为依据IEEE 802.11a的OFDM基带接收器200的区块图。该OFDM基带接收器200包括射频接收器202，取样模块204，同步电路206，循环前缀移除模块208，串行/并行转换模块210，快速傅里叶转换模块212，信道估测(channel estimation)与等化(equalization)模块214，并行/串行转换模块216，以及信号解调模块(signal demapper)218。基带接收器200的操作与发送器100相反。首先，载波频率为fc’的信号通过传递信道150后，被射频接收器202接收，且在经过取样模块204取样后，藉由同步电路206内的载波频率偏移修正模块226补偿载波频率偏移效应(carrier frequencyoffset，CFO)，载波频率偏移效应是由发送器100的载波频率fc与接收器200的载波频率fc’的误差造成。同步电路206尚包括信号帧检测模块220与时序同步模块224。信号帧检测模块220检测数据样本的符元信号帧，而时序同步模块224检测信号帧内、数据样本的符元边界。接收器200必须确定符元边界，以确保快速傅里叶转换时，只写入移除循环前缀的OFDM符元的信号。检测信号帧内的符元边界更可避免取样错误造成的符元间干扰(intersymbol interference，ISI)。当循环前缀部分被循环前缀移除模块208移除后，数据样本由串行转换为并列传输，然后送至快速傅里叶转换模块212，以将时域数据转回频域数据。由于信号通过传递信道150时，不同频率的次载波遭受不同程度的衰减，必须经过信道估测与等化模块214，以等化衰减。透过并行/串行转换模块216将并列数据流还原为串行数据流后，数据样本被信号解调模块218以QAM或BPSK方式解调，以还原为原始输入信号。
图3显示OFDM信号的信号帧结构，其中包含4个区域。第一区为短前置信号(short preamble)302，接着为长前置信号(long preamble)304，接着依次为信号符元区(signal field)306与数据区308。保护区间(guardinterval)312、314、316、318被插入各区域之间。短前置信号302包含10个相同的短训练符元(short training symbol)t1-t10，每一短训练符元持续0.8微秒且包含16个数据样本。长前置信号304包含2个相同的长训练符元(long training symbol)324与326，每一长训练符元持续3.2微秒且包含64个数据样本。介于短前置信号302与长前置信号304间有长1.6微秒(32数据样本)的保护区间312，其中包含了长训练符元的循环前缀。短训练符元t1-t10通常用来进行信号帧检测、粗时序同步(coarse timingsynchronization)、以及载波频率补偿(carrier frequency offset，CFO)的估测。长训练符元324与326通常用来进行细时序同步(fine timingsynchronization)与通道估测(channel estimation)。信号符元328包含数据传输率、数据数目、调制方法等信息。数据区域308包含可变量目的数据符元330、332，其中，包含所欲传输的数据。
传统用以进行细时序同步的方法运用到两个长训练符元。当接收端收到信号时，长前置信号304中的长训练符元324与326皆包含64个样本。首先两长训练符元的数据样本被平均以减低噪声。平均后的数据样本被送入匹配滤波器，其运算处理过程如下式所示：
MF ( n ) = Σ i = 1 64 RLTS ( n + i ) × LTS ( i ) ‾ ;
其中MF(n)表示匹配滤波器的输出值，RLTS表示两长训练符元的相对应样本的平均值，而LTS表示未受传输路径衰减的理想长训练符元的补码。在匹配滤波器的输出值中可找到一尖峰值，产生该尖峰值的样本的时点对应于该长训练符元的中点。因此可藉长训练符元的中点决定长训练符元的边界，而由于符元边界的确定，后续符元的取样与处理亦可避免符元间干扰。
然而，由于传统细时序同步的方法用了两个长训练符元以计算匹配滤波器的输出值，造成后续程序如快速傅里叶转换的延迟。另外，在计算匹配滤波器的输出值的过程中，由于欲寻找尖峰点以决定符元边界，尖峰点经常与出现在其前方的前置尖峰点(pre-peak)混淆，而造成确认符元边界过程的误判。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种进行细时序同步(fine timingsynchronization)的方法，适用于符合IEEE802.11a/g的正交分频多工(OFDM)基频接收器(baseband receiver)，以解决现有技术存在的问题。该OFDM基带接收器所接收的一信号经取样为多样本，其中，该信号包括一短前置信号(short preamble)、一长前置信号(long preamble)、一信号符元(signalsymbol)、以及多个数据符元(data symbol)。该长前置信号包含一保护区间(guard interval)、一第一长训练符元(first long training symbol)与一第二长训练符元(second long training symbol)。
前述实施方法包括下列步骤。首先检测该短前置信号的终点。接着将该终点后的样本送至一匹配滤波器(matched filter)进行处理，该匹配滤波器将所述样本与一理想长训练符元(ideal long training symbol)的脉冲响应(impulse response)进行关联性运算(correlate)以输出多个相关性峰值(correlation peak)。接着，在由该第一长训练符元的样本所产生的相关性峰值中搜寻具有一第一最大值的一第一最大尖峰点，其中，该第一最大尖峰点的时点(time index)为第一时点。接着，在早于该第一最大尖峰点的相关性峰值中搜寻一前置尖峰点(pre-peak point)，该前置尖峰点形成最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值，其中，该前置尖峰点的时点为第二时点。最后，根据该第一与该第二时点，估计为该第二长训练符元的起始点的第三时点。其中，该第三时点后的样本被送入一快速傅里叶变换区块以执行快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)，以便达成该第三时点后的所述样本的细时序同步。
本发明更提供一种同步电路，用于IEEE802.11a/g的正交分频多工(OFDM)基频接收器(baseband receiver)中进行细时序同步(fine timingsynchronization)。该OFDM基带接收器所接收的一信号经取样为多样本，其中该信号包括一短前置信号(short preamble)、一长前置信号(longpreamble)、一信号符元(signal symbol)、以及多个数据符元(data symbol)，其中该长前置信号包含一保护区间(guard interval)、一第一长训练符元(first long training symbol)与一第二长训练符元(second long trainingsymbol)。
该同步电路包括一匹配滤波器(matched filter)，用于将所述样本与一理想长训练符元(ideal long training symbol)的脉冲响应(impulseresponse)进行关联性运算(correlate)以输出多个相关性峰值(correlationpeak)；一启动电路(enable circuit)，用以在检测到该短前置信号的终点时产生一第一触发信号；一尖峰搜寻电路，耦接至该启动电路与该匹配滤波器，用以当收到该第一触发信号时，在产生自该第一长训练符元的样本的相关性峰值中搜寻具有一第一最大值的一第一最大尖峰点，其中，该第一最大尖峰点的时点(time index)为第一时点，该尖峰搜寻电路并在该第一时点产生一第二触发信号；一移位寄存器(shift register)，耦接至该匹配滤波器，用以存储于该第一最大尖峰点之前的相关性峰值；一前置尖峰搜寻电路，耦接至该移位寄存器与该尖峰搜寻电路，用以当收到该第二触发信号时，在该移位寄存器存储的所述相关性峰值中搜寻一前置尖峰点(pre-peak point)，该前置尖峰点早于该第一最大尖峰点且形成最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值，并取得该前置尖峰点的时点，该前置尖峰点的时点为第二时点；以及一符元时序估计电路，耦接至该尖峰搜寻电路与该前置尖峰搜寻电路，用以依据该第一与该第二时点，估计该第二长训练符元的起始点的时点，该起始点的时点为第三时点。其中，在第三时点时，开始进行样本的快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)，以达成所述样本的细时序同步。
本发明更提供一种信号时序同步的方法，该方法包括下列步骤。首先，将一第一长训练符元取样为多个样本。接着根据该多个样本产生多个相关性峰值。接着搜寻一第一时点与一第二时点，其中该第一时点为该第一长训练符元的相关性峰值中具有最大尖峰值的时点，该第二时点为该第一长训练符元的相关性峰值中最接近最大尖峰值且早于该最大尖峰值的时点，该第一时点的相关性峰值为最大值。最后根据该第一时点与该第二时点，估计一第三时点为一第二长训练符元的起始点，将第三时点后的样本送入一快速傅里叶变换区块以执行快速傅里叶变换，达成该第三时点后的所述样本的细时序同步。
为了让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举数较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下。
附图说明
图1为依据IEEE 802.11a的OFDM基带发送器的区块图；
图2为依据IEEE 802.11a的OFDM基带接收器的区块图；
图3显示OFDM信号的信号帧结构；
图4为根据本发明的细时序同步的方法的流程图；
图5为实行图4的方法的时点的示意图；
图6依据本发明的同步电路的区块图；
图7显示自匹配滤波器输出的相关性峰值；
图8显示根据本发明的匹配滤波器的区块图；
图9A和图9B显示进行细时序同步的方法的细部流程图。
附图符号说明
102-信号调制模块(signal mapper)102；
104-串行/并行转换模块；
106-反傅里叶转换模块；
108-并行/串行转换模块；
110-循环前缀插入模块；
112-数/模转换模块；
114-射频发送器；
202-射频接收器；
204-取样模块；
206-同步电路；
208-循环前缀移除模块；
210-串行/并行转换；
212-快速傅里叶转换模块；
214-通道估测(channel estimation)与等化(equalization)模块214；
216-并行/串行转换模块；
218-信号解调模块(signal demapper)；
602-匹配滤波器；
604-启动电路；
606-尖峰搜寻电路；
608-移位寄存器；
610-前置尖峰搜寻电路；
612-符元时序估计电路；
614-快速傅里叶转换器；
802-延迟单元；
804-实部电路；
806-虚部电路；
808-相关性计算电路；
810、812-累加器；
814-绝对值计算器。
具体实施方式
图4所示为根据本发明的细时序同步的方法400的流程图。方法400首先在步骤402中执行信号帧检测以检测是否接收到包含OFDM符元的样本信号。接着，若确定收到包含OFDM符元的样本信号，步骤404中尝试检测样本内、短前置信号的终点。短前置信号的终点后的样本属于长前置信号，因此在步骤406中此后的样本被送至匹配滤波器以产生一系列相关性峰值(correlation peak)。在匹配滤波器中，样本与一理想长训练符元进行相关性运算以产生相关性峰值。由匹配滤波器产生的输出信号包含相关性峰值，且从相关性峰值可取得时序的相关信息。步骤408在匹配滤波器产生的相关性峰值的一搜寻范围中搜寻具有最大值的第一最大尖峰点，其中该搜寻范围约略涵盖第一长训练符元所产生的相关性峰值。第一最大尖峰点的时点(timeindex)为第一时点。接着，步骤410在产生自该第一长训练符元的样本的所述相关性峰值中搜寻一前置尖峰点(pre-peak point)，该前置尖峰点早于该第一最大尖峰点且形成最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值。其中，该前置尖峰点的时点为第二时点。
步骤412接着根据该第一与该第二时点，估计第二训练符元的起始点的第三时点。由于此时已能辨别第二长训练符元的起始点。因此在步骤414中，可得知所述样本属于第二长训练符元且可将所述样本送入一快速傅里叶变换区块以执行快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)，以便进行后续的通道估测。为了确定细时序同步已达成，在步骤416中根据该第三时点，估计一第二最大尖峰点的第四时点，其中该第二最大尖峰点为于产生自该第二长训练符元的样本的所述相关性峰值中具有最大值者。接着在步骤418中检查出现于该第四时点的相关性峰值是否为该第二长训练符元的样本的所述相关性峰值中近似于具有该第二最大值者。若果真如此，在步骤420则可以确认已达成细时序同步。方法400将以后续段落进行更详细的说明。
图5为实行方法400的时序的示意图。图5是图3所示的OFDM信号帧结构，包括短前置信号(short preamble)502、长前置信号(longpreamble)504、以及信号区域(signal field)512。长前置信号504包括保护区间506、第一长训练符元508与第二长训练符元510，并被放大显示在图5的下方。由于取样频率为20MHz，保护区间506(1.6微秒)、第一长训练符元508(3.2微秒)与第二长训练符元510(3.2微秒)分别包含32、64、64个样本。放大显示的长前置信号504被切割为5个皆为1.6微秒的次区域。时点520为图4的步骤406中的短前置信号的终点的检测时点。时点522为步骤408的第一最大尖峰点的第一时点，其近似于第一长训练符元的中点。时点528接近时点522但在其之前，为步骤410之前置尖峰点的第二时点。时点524为图4的步骤412中第二长训练符元的起点的第三时点。时点526为步骤416的第二最大尖峰点的第四时点，其近似于第二长训练符元的中点。搜寻范围530为一预定区间，其约略涵盖出现第一长训练符元的时间周期，以供步骤408中搜寻第一最大尖峰点。搜寻范围530为一预定区间，始自时点520，并延伸至第一最大尖峰点已通过处。ST_idx 532为介于搜寻范围530的终点与第三时点524之间的区间。ST_idx2 534为介于第三时点524与第四时点526的区间，其时间长度为1.6微秒或32个取样区间。搜寻范围530、ST_idx 532与ST_idx2 534将被图9的方法900所运用。所有的区间或时点在以下说明中皆以取样区间(sampling period)衡量，其为介于连续两信号样本的时间0.05微秒。
图6为依据本发明的同步电路600的区块图，同步电路600可执行方法400以达成细时序同步。信号样本首先被送入匹配滤波器602，在其中信号样本与一理想长训练符元的样本执行相关性运算，以产生相关性峰值(correlation peaks)。匹配滤波器602的详细功能将以图8进行说明。
图7显示自匹配滤波器602输出的相关性峰值。垂直轴表示相关性峰值的大小，而水平轴表示相关性峰值对应的输入样本时点，其单位为取样区间。图7中仅显示图5的搜寻范围530的区间所产生的相关性峰值。图5的搜寻范围530在图7中以730表示，其范围始自标示短前置信号的终点的时点520。搜寻范围730中具有最大值的相关性峰值为第一最大尖峰点，其时点522为第一时点，而其大小为第一最大值710。峰值低限值(peak threshod)712为一默认值，用以过滤出第一最大尖峰点。相关性峰值形成一前置峰值点(pre-peak)，其是在搜寻范围730中早于该第一最大尖峰点522且形成最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值，其时点为图5的第二时点528。区间720为介于第一时点522与时点520之间的区间，显示第一最大尖峰点与短前置信号的终点的时间差距。区间722为介于第一时点522与第二时点528之间的区间，显示第一最大尖峰点与前置尖峰点的时间差距。移位区间724为循环前缀造成的移位区间。
现在回到图6。启动电路604自样本中检测短前置信号的终点。当检测到该短前置信号的终点时，启动电路604产生一触发信号以触发尖峰搜寻电路606。尖峰搜寻电路606自匹配滤波器602接收相关性峰值，并将搜寻范围530内的相关性峰值中搜寻具有最大值的第一最大尖峰点522。搜寻范围530为电路设计者所预设，用以限定相关性峰值的搜寻范围。另外，移位寄存器(shift register)608耦接至匹配滤波器602，其存储匹配滤波器602所输出，在第一最大尖峰点前的相关性峰值。
当尖峰搜寻电路606找到第一最大尖峰点后，其产生一触发信号以触发前置尖峰搜寻电路610。前置尖峰搜寻电路610在被触发时，在移位寄存器608存储的相关性峰值中搜寻一前置尖峰点528。如图7所示，前置尖峰点528为早于该第一最大尖峰点且最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值。
当第一最大尖峰点与前置尖峰点被找出后，同时其所对应的第一时点522与第二时点528也已确定。符元时序估计电路612接着可依据该第一与该第二时点，估计第二训练符元的起始点524，其时点为图5的第三时点。符元时序估计电路612中包括一计数器，每当收到一样本时该计数器将其存储值加一，以计算样本的时点。因此符元时序估计电路612可运用该计数器计数到其所估计的第二训练符元的起始点524，并在此时产生一信号触发快速傅里叶变换器614，以使第三时点524后的样本被执行快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)，以执行后续的通道估测。
为了验证是否已达成细时序同步，必须进行检验。符元时序估计电路612根据该第三时点524，估计一第二最大尖峰点的第四时点526，其中，该第二最大尖峰点为于产生自该第二长训练符元的样本的所述相关性峰值中应该具有一第二最大值者。由于图5的ST_idx2 534是介于第三时点524与第四时点526的区间，其长度为1.6微秒或32个取样区间。因此第四时点的方法仅需将第三时点524加上32个取样区间。接着符元时序估计电路612可运用该计数器计数到第四时点526。此时可检查匹配滤波器602输出的相关性峰值是否为该第二长训练符元的样本的相关性峰值中近似于具有该第二最大值者。若如此，则可以确认已达成细时序同步。
图8显示匹配滤波器800的区块图。匹配滤波器800可用以充当图6的匹配滤波器602。匹配滤波器800中存储多个匹配滤波器参数，其反映该一理想长训练符元的脉冲响应(impulse response)。由于样本是以0.05微秒的取样区间的间隔进入匹配滤波器800，一长训练符元的持续时间为3.2μs，可涵盖64个样本。
进入匹配滤波器800的样本首先进入一延迟线(delay line)，该延迟线包括64个相串联的延迟单元802(delay cell)，由于样本停留在每一延迟单元802的时间为0.05微秒，而一长训练符元的持续时间为3.2微秒，所以一长训练符元涵盖的样本数目为64个，且在匹配滤波器800内共有64个延迟单元802。每一延迟单元802将一样本存储并延迟一取样期间，然后以下一样本更新其存储值。一复数的实部电路804分别耦接至延迟线中的一延迟单元802，用以取出该延迟单元存储的样本的实部Ik。一复数的虚部电路806亦分别耦接至延迟线中的一延迟单元802，用以取出该延迟单元存储的样本的虚部Qk。k表示延迟单元802在延迟线中的次序。因此实部或虚部电路均有64个。接着，一复数的相关性计算电路808分别耦接至一实部电路804与虚部电路806，接收该实部与虚部电路所存储的样本实部Ik与样本虚部Qk，并将样本(Ik+jQk)乘上对应的匹配滤波器参数(Ck I+jCk Q)以产生一相关性乘积(Ik’+jQk’)，其中，Ck I与Ck Q分别为第k个匹配滤波器参数的实部与虚部，而Ik’与Qk’分别为第k个相关性乘积的实部与虚部。接着所有相关性乘积的实部Ik’被送至第一累加器810累加为I”，而所有相关性乘积的虚部Qk’被送至第二累加器812累加为Q”。最后，绝对值计算器814计算该I”与该Q”的均方根值(root mean square)以作为对应于该样本的相关性峰值。绝对值计算器814输出的相关性峰值即为匹配滤波器800的输出。
图9显示进行细时序同步的方法900的流程图。方法900运用同步电路600以达成细时序同步，并显示较方法400更详细的细节步骤。首先在步骤902进行信号帧检测，若在步骤904中确定检测到OFDM符元信号，则在步骤906进行信号的增益补偿(automatic gain control)与频率偏移补偿(frequency offset estimation)。接着在步骤908运用启动电路604检测短前置信号的终点。若启动电路604检测短前置信号的终点，则产生第一触发信号触发尖峰搜寻电路606，以搜寻第一长信号符元的样本造成相关性峰值中的第一最大尖峰点。以下的方法900的步骤大致分为尖峰搜寻过程920、符元时序估计过程940、以及细时序同步的确认过程960。三个过程将分别在以下段落说明。
尖峰搜寻过程920分别运用尖峰搜寻电路606与前置尖峰搜寻电路610搜寻第一最大尖峰点与前置尖峰点，过程与方法400的步骤408与410类似，包括步骤922至934。首先在步骤922中，每当同步电路600收到一样本时，符元时序估计电路612将计数器加一，以作为分辨样本的时点的依据。接着在步骤924中，符元时序估计电路612检查计数器的值是否小于搜寻范围530。如此则表示目前的样本仍为第一长训练符元的样本，属于第一最大尖峰值的搜寻范围。因此目前的新样本被送入匹配滤波器602以产生对应的新相关性峰值(步骤926)，而该新样本对应的新相关性峰值被存入移位寄存器608(步骤928)。尖峰搜寻电路606接着检查是否该新相关性峰值大于一预定的峰值低线值(peak threshold)(步骤930)。若如此，则尖峰搜寻电路606继续检查是否新相关性峰值大于一最大纪录峰值，其中该最大纪录峰值表示出现在该新相关性峰值前的所述相关性峰值中具有最大值者。若条件皆符合，则决定该新相关性峰值即为该第一最大尖峰点(步骤932)。因此尖峰搜寻电路606将该新样本对应的时点纪录为第一时点，并产生一第二触发信号触发前置尖峰搜寻电路610。若步骤930的条件不符合，则新相关性峰值非最大尖峰点，而同步电路600继续接收下一新样本，并回到步骤922。
在步骤934中，前置尖峰搜寻电路610在移位寄存器608存储的相关性峰值中搜寻前置尖峰点。移位寄存器608存储出现在第一最大尖峰点之前的相关性峰值。前置尖峰搜寻电路610自最接近第一最大尖峰点的相关性峰值开始逐一比对，比较是否相关性峰值大于第一最大尖峰点的相关性峰值大小710的α倍，α为介于0与1间的预设常数。若条件符合，则该相关性峰值为前置尖峰点，其对应样本的时点为第二时点。
符元时序估计过程940分别运用符元时序估计电路612估计信号的第二长训练符元的起始时点，过程与方法400的步骤412与414类似，包括步骤942至952。首先，若符元时序估计电路612在步骤924中发现计数器的值大于搜寻范围530，则符元时序估计电路612会将计数器的值重设为0(步骤942)。因为目前第一最大尖峰点的第一时点与前置尖峰点的第二时点皆已在步骤932与934找到，因此符元时序估计电路612可在步骤944中，依据下列算式估计信号的第二长训练符元的起始点：
ST_idx＝32-(Search_range-peak_idx)-(prepeak_idx+st_shift)；
其中，ST_idx为图5的区间532，表示自该搜寻范围的终点起算至该第二长训练符元的起点(第三时点)的位置。Search_range为预设的搜寻范围530的区间。Peak_idx为图7的区间720，表示介于该该短训练符元的终点与该第一最大尖峰点的该第一时点之间的时间长度，可由步骤932得到。prepeak_idx为图7的区间722，表示介于该前置尖峰点的该第二时点与该第一最大尖峰点的该第一时点之间的时间长度，可由步骤934得到。St_shift为循环前缀(cyclic prefix)导致的一移位区间，如图7的区间724所示。
若在步骤946确认步骤944估计得到的ST_idx大于0，则在步骤948中，每当同步电路600收到新样本时，符元时序估计电路612继续将计数器的值加一，以作为样本的时点。若在步骤950中发现计数器的值等于估计的ST_idx，表示目前的时点为第三时点，而目前的新样本为估计的第二长训练符元的起点。因此符元时序估计电路612产生一信号触发快速傅里叶转换器614以对往后的样本进行快速傅里叶变换(步骤952)。
细时序同步的确认过程960检查是否信号的细时序同步已达成，过程与方法400的步骤416至420类似，并包括步骤962至968。首先，符元时序估计电路612会在所估计的第二长训练符元的起始点将计数器的值重设为0(步骤962)。接着每当同步电路600收到一样本时，符元时序估计电路612将计数器加一(步骤964)。由于ST_idx2区间534表示所估计的第二长训练符元的起始点与估计的第二尖峰点之间的间隔，其长度为1.6μs并等于32个取样区间，因此符元时序估计电路612可将该第三时点524加上32个取样期间以获得估计的第二尖峰点的第四时点526。因此，若步骤966中计数器的值等于32，可在步骤968中检验目前样本所产生的相关性峰值大小。若此时的相关性峰值大于第一最大尖峰点的相关性峰值710与一常数β的乘积，则该第四时点的相关性峰值可视为第二长训练符元的样本的相关性峰值中近似于具有该第二最大值者。因此在步骤970中，该电路600产生一信号以确认细时序同步已达成。常数β为预定的介于0与1间的常数。
本发明提供一种在IEEE 802.11a/g的OFDM系统中达到细时序同步(finetiming synchronization)的方法。信号的第一长训练符元的样本被送至匹配滤波器以产生相关性峰值，在其中可找出最大尖峰点与前置尖峰点，并获得其对应样本的时点。接着，凭着最大尖峰点与前置尖峰点的时点便可估计第二长训练符元的起始点，以达到信号的细时序同步。第二长训练符元则可被用来检测细时序同步的成功与否。由于本发明仅运用一个长训练符元就达成了细时序同步，可避免现有技术中同时运用第一与第二两个长训练符元达成细时序同步所导致的时间延迟的问题。此外，本发明更寻找了前置尖峰点，引用于达成细时序同步的算式中，因而去除了前置尖峰点在细时序同步估计上所造成的问题。
虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟习此项技术者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。

Claims (13)

1.一种进行细时序同步的方法，适用于符合IEEE802.11a/g的正交分频多工基带接收器，该正交分频多工基带接收器所接收的一信号经取样为多个样本，其中，该信号包括一短前置信号、一长前置信号、一信号符元、以及多个数据符元，其中，该长前置信号包含一保护区间、一第一长训练符元与一第二长训练符元，该方法包括下列步骤：
检测该短前置信号的终点；
将该终点后的样本送至一匹配滤波器进行处理，该匹配滤波器将所述样本与一理想长训练符元的脉冲响应进行关联性运算以输出多个相关性峰值；
在由该第一长训练符元的样本所产生的相关性峰值中搜寻具有一第一最大值的一第一最大尖峰点，其中，该第一最大尖峰点的时点为一第一时点；
在早于该第一最大尖峰点的相关性峰值中搜寻一前置尖峰点，该前置尖峰点形成最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值，其中，该前置尖峰点的时点为一第二时点；以及
根据该第一与该第二时点，估计为该第二长训练符元的起始点的一第三时点；
其中，该第三时点后的样本被送入一快速傅里叶变换区块以执行快速傅里叶变换，以便达成该第三时点后的所述样本的细时序同步。
2.如权利要求1所述的进行细时序同步的方法，更包括下列步骤：
根据该第三时点，估计一第二最大尖峰点的时点，该第二最大尖峰点的时点为第四时点，其中，该第二最大尖峰点的峰值在由该第二长训练符元的样本所产生的相关性峰值中为最大值，该最大值称为第二最大值；以及
检查出现在该第四时点的相关性峰值是否为在由该第二长训练符元的样本所产生的所述相关性峰值中近似于该第二最大值的峰值，以验证是否已达成细时序同步。
3.如权利要求1所述的进行细时序同步的方法，其中该搜寻该第一最大尖峰点的步骤包括下列步骤：
当检测到该短前置信号的终点时，清空一计数器；
当收到一新样本时，将该计数器的值加一；
检查该计数器的值是否小于一搜寻范围，该搜寻范围指定所被搜寻的相关性峰值的范围；
将该新样本送至该匹配滤波器以产生一新相关性峰值；以及
当该新相关性峰值大于一预设的峰值低限值且大于一最大纪录峰值时，将该新相关性峰值标示为该第一最大尖峰点，其中，该最大纪录峰值记录出现在该新相关性峰值前的所述相关性峰值中具有最大值者。
4.如权利要求2所述的进行细时序同步的方法，其中，该检查步骤包括下列步骤：
在该第二长训练符元的起点清空一计数器；
当收到一新样本时，将该计数器的值加一；以及
若该出现在该第四时点的相关性峰值大于该第一最大值与一介于0与1间的预定常数的乘积，则确认该细时序同步已达成，其中，该出现在该第四时点的相关性峰值产生自该计数器的值为32时所收到的样本。
5.一种同步电路，用于IEEE802.11a/g的正交分频多工基带接收器中进行细时序同步，该正交分频多工基带接收器所接收的一信号经取样为多个样本，其中，该信号包括一短前置信号、一长前置信号、一信号符元、以及多个数据符元，其中，该长前置信号包含一保护区间、一第一长训练符元与一第二长训练符元，该同步电路包括：
一匹配滤波器，用于将所述样本与一理想长训练符元的脉冲响应进行关联性运算以输出多个相关性峰值；
一启动电路，用以在检测到该短前置信号的终点时产生一第一触发信号；
一尖峰搜寻电路，耦接至该启动电路与该匹配滤波器，用以当收到该第一触发信号时，在产生自该第一长训练符元的样本的相关性峰值中搜寻具有一第一最大值的一第一最大尖峰点，其中，该第一最大尖峰点的时点为第一时点，该尖峰搜寻电路并在该第一时点产生一第二触发信号；
一移位寄存器，耦接至该匹配滤波器，用以存储于该第一最大尖峰点之前的相关性峰值；
一前置尖峰搜寻电路，耦接至该移位寄存器与该尖峰搜寻电路，用以当收到该第二触发信号时，在该移位寄存器存储的所述相关性峰值中搜寻一前置尖峰点，该前置尖峰点早于该第一最大尖峰点且形成最接近于该第一最大尖峰点的尖峰值，并取得该前置尖峰点的时点，该前置尖峰点的时点为第二时点；以及
一符元时序估计电路，耦接至该尖峰搜寻电路与该前置尖峰搜寻电路，用以依据该第一与该第二时点，估计该第二长训练符元的起始点的时点，该起始点的时点为第三时点；
其中，该第三时点后的样本被执行快速傅里叶变换，以达成所述样本的细时序同步。
6.如权利要求5所述的同步电路，其中，该符元时序估计电路根据该第三时点，估计一第二最大尖峰点的时点，该第二最大尖峰点的时点为第四时点，其中，该第二最大尖峰点的峰值在由该第二长训练符元的样本所产生的相关性峰值中为最大值，该最大值称为第二最大值；且该符元时序估计电路检查出现在该第四时点的相关性峰值是否为在由该第二长训练符元的样本所产生的所述相关性峰值中近似于该第二最大值的峰值，以验证是否已达成细时序同步。
7.如权利要求5所述的同步电路，其中，该尖峰搜寻电路在一搜寻范围内的相关性峰值中搜寻该第一最大尖峰点，若该搜寻范围内有一新相关性峰值大于一预设的峰值低限值且大于一最大纪录峰值时，该尖峰搜寻电路将该新相关性峰值标示为该第一最大尖峰点，其中，该最大纪录峰值记录出现在该新相关性峰值前的所述相关性峰值中具有最大值者。
8.如权利要求5所述的同步电路，更包括一计数器，每当该同步电路收到一样本时该计数器将其存储值加一，以计算样本的时点。
9.一种信号时序同步的方法，该方法包括下列步骤：
将一第一长训练符元取样为多个样本；
根据该多个样本产生多个相关性峰值；
搜寻一第一时点与一第二时点，其中该第一时点为该第一长训练符元的相关性峰值中具有最大尖峰值的时点，该第二时点为该第一长训练符元的相关性峰值中最接近最大尖峰值且早于该最大尖峰值的时点，该第一时点的相关性峰值为最大值；以及
根据该第一时点与该第二时点，估计一第三时点为一第二长训练符元的起始点，将第三时点后的样本送入一快速傅里叶变换区块以执行快速傅里叶变换，达成该第三时点后的所述样本的细时序同步。
10.如权利要求9所述的信号时序同步的方法，其中，该第二时点的相关性峰值是最接近该第一时点的相关性峰值。
11.如权利要求9所述的信号时序同步的方法，其中，该第二时点早于该第一时点。
12.如权利要求9所述的信号时序同步的方法，其中，该第二时点早于该第一时点且该第二时点的相关性峰值是最接近该第一时点的相关性峰值。
13.如权利要求9所述的信号时序同步的方法，更包括下列步骤：
根据该第三时点，估计一第四时点，其中，该第四时点为该第二长训练符元的样本所产生的多个相关性峰值中具有最大值者；以及
检查该第四时点的相关性峰值是否趋近于一预定值，以验证是否完成信号时序同步。
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Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8121229B2 (en) * 2006-07-24 2012-02-21 Industrial Technology Research Institute Guard section length detection method and system
JP4388943B2 (ja) * 2006-10-23 2009-12-24 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 相関器
US8144819B2 (en) * 2007-04-30 2012-03-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Synchronization for chirp sequences
CN101136919B (zh) * 2007-05-24 2010-09-08 中兴通讯股份有限公司 一种应用于基带信号解调的脉冲匹配方法
CA2695792A1 (en) * 2007-08-06 2009-02-12 Universite Laval Method and apparatus for signal acquisition in ofdm receivers
EP2086190B1 (en) * 2008-01-29 2019-07-24 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method for determining system information as well as terminal and computer program
US8831063B2 (en) * 2008-03-18 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Single carrier burst structure for decision feedback equalization and tracking
US20090265405A1 (en) 2008-04-21 2009-10-22 Core Logic, Inc. Adder for Obtaining Maximum Accumulated Value of Correlation for Mode Detection in Communication System and Adding Method Using the Adder
TWI386001B (en) * 2008-08-01 2013-02-11 Apparatus and method for adaptively calculating symbol start position
EP2424133A3 (en) * 2008-09-26 2013-03-20 Research In Motion Limited System and method for coordinating half-duplex communications protocols
US8553730B2 (en) 2009-08-31 2013-10-08 Texas Instruments Incorporated Short and long training fields
US8731117B2 (en) * 2009-12-23 2014-05-20 Autotalks Ltd. Method and system for OFDM frame boundary detection in a vehicular multipath channel
TWI422254B (zh) 2010-01-04 2014-01-01 Ind Tech Res Inst 符元同步方法以及接收機
JP5331763B2 (ja) * 2010-08-20 2013-10-30 パナソニック株式会社 ネットワーク管理装置、基地局装置及びネットワーク管理方法
IT1404370B1 (it) * 2010-12-29 2013-11-22 Accent S P A Ricevitore a cross-correlazione
US8837652B2 (en) 2010-12-31 2014-09-16 Raytheon Company Receiver synchronization in radio communication systems employing transmit diversity
CN102694762B (zh) * 2011-03-25 2017-02-22 北京新岸线移动多媒体技术有限公司 一种实现载波和采样时钟同步的方法、用户站点设备
EP3029903B1 (en) * 2011-04-26 2023-06-07 Intel Corporation Methods and arrangements for low power wireless networks
EP2702734A4 (en) 2011-04-28 2015-03-11 Intel Corp METHODS AND ARRANGEMENTS FOR COMMUNICATIONS IN LOW-POWER WIRELESS NETWORKS
WO2013028216A1 (en) 2011-08-24 2013-02-28 Intel Corporation Systems, methods, and apparatus for a low rate phy structure
TWI524682B (zh) * 2013-06-11 2016-03-01 晨星半導體股份有限公司 用於接收器之時序恢復的修正裝置與方法
CN104253781B (zh) * 2013-06-27 2018-03-27 晨星半导体股份有限公司 用于接收器的时序恢复的修正装置与方法
CN105635002B (zh) * 2014-11-04 2018-10-23 电信科学技术研究院 一种同步估计方法和接收端设备
ES2682948T3 (es) * 2015-02-03 2018-09-24 Abb S.P.A. Aparato de medición de magnitudes eléctricas y método de medición de magnitudes eléctricas
CN109873781A (zh) * 2017-12-01 2019-06-11 晨星半导体股份有限公司 符合同轴电缆多媒体联盟标准的信号接收装置及其信号处理方法
CN113630351B (zh) * 2020-05-08 2024-05-31 瑞昱半导体股份有限公司 符元边界检测方法及处理器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7415059B2 (en) * 2002-11-14 2008-08-19 Edgewater Computer Systems, Inc. Method and system for fast timing recovery for preamble based transmission systems
GB2396085B (en) * 2002-12-03 2006-06-21 Synad Technologies Ltd Method and device for synchronisation in OFDM
KR100505678B1 (ko) * 2003-03-17 2005-08-03 삼성전자주식회사 재차 상관과 2차 첨두치 비교로 심볼 시간을 동기화 하는무선 랜 시스템의 직교 주파수 분할 다중화 수신기 및 그심볼 동기화 방법
US7298772B1 (en) * 2004-09-03 2007-11-20 Redpine Signals, Inc. Packet detection, symbol timing, and coarse frequency estimation in an OFDM communications system

Also Published As

Publication number Publication date
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