CN103095627B - 一种正交频分复用技术系统同步方法和电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交频分复用技术系统同步方法和电子设备，包括：接收端接收到第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和频偏同步；计算出一转换多项式，利用转换多项式对第二导频序列进行处理，得到一转换后第二导频序列；并将第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为第一长度的两倍的同步导频序列；对第二导频序列接收信号通过转换多项式进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；对转换后接收信号与同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

Description

一种正交频分复用技术系统同步方法和电子设备

技术领域

本发明涉及正交频分复用技术，特别是指一种正交频分复用技术(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统同步方法和电子设备。

背景技术

OFDM系统的同步过程包括帧同步、载波频偏同步和符号同步；帧同步是系统的接收端的第一步操作，通过帧同步找到接收信号的符号级起始位置，并利用该起始位置进行载波频偏同步；载波频偏同步保证接收端的振荡频率与发送载波同频同相，由于OFDM本身对频偏极为敏感，因而要求能对频偏做出准确的估计和补偿；符号同步是为了保证快速傅立叶变换(Fast Fourier Transformation，简称FFT)和快速傅立叶逆变换(Inverse FFT，简称IFFT)的起始时间一致，其定时估计的精度对OFDM系统性能有着很大的影响。OFDM系统的同步技术所使用的同步序列一般可以分为伪噪声(PN)序列和多项式序列，其中多项式序列近年来越来越受到诸如3G长期演进(3GPP LTE，3GPP Long Term Evolution)等技术的重视，被写入多项标准或标准草案中。现有的基于重复序列的同步算法，是在发送端重复发送两段或者多段相同的同步序列，并在接收端利用这种重复特性进行频偏及符号同步。

现有技术中，如图1所示，发送端信号A1为一段长为N的多项式相关序列，B1和B2不等，分别是A1的前部和后部

接收序列为A1H，可直接进行定时同步，获取较高的相关峰。并通过转换多项式处理获得近似两段相同发送序列经过信道后的接收信号，进行互相关获取载波频偏同步结果。

众所周知，在OFDM系统中，载波频偏同步较定时同步更为重要，载波频偏同步估计不准会带来子载波正交性的破坏，而定时同步估计误差在一定范围内可通过循环前缀(CP，Cyclic Prefix)进行部分纠正。

发明人发现现有技术存在如下问题：现有的OFDM系统同步方法能够较好的进行帧同步和载波频偏同步，但是在进行符号同步时则由于其符号重复造成信息冗余，由公式可以看出，当发送序列为重复序列时，N_CC的长度为总同步导频长度的1/2，从而大大降低了符号同步的精度，未能充分发掘同步序列各序列值之间的关系所带来的性能增益。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种正交频分复用技术系统同步方法和电子设备，用于解决现有技术中，由于在进行载波频偏同步之前要进行转换操作，因此可能会带来载波频偏同步性能的不确定性的缺陷。

为解决上述技术问题，本发明的实施例提供一种正交频分复用技术系统同步方法，包括：步骤一，接收端接收到第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和频偏同步；所述第一导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第一导频序列，所述第二导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第二导频序列；步骤二，计算出一转换多项式，利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理，得到一转换后第二导频序列；并将所述第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为所述第一长度的两倍的同步导频序列；步骤三，通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同所述第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；步骤四，对频偏补偿后的转换后接收信号与所述同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

所述的方法中，所述第一长度的第一导频序列和第一长度的第二导频序列均为多项式序列。

所述的方法中，步骤一中，以一抽样时间d为起始时间的所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号分别为：

$r_1(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_1(n+d),n=0,...,N/2-1$

$r_2(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l-N/2)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_2(n+d),n=N/2,...,N-1$

ε表示载波频偏，L表示信道径数的总数，l表示信道径数，h_l(n+d)表示各径在(n+d)抽样时隙的信道冲激响应，w₁(n+d)和w₂(n+d)分别表示两段发送导频序列对应的噪声。

所述的方法中，步骤二中，根据所述多项式序列的生成公式计算出所述转换多项式；通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换包括：对所述第二导频序列乘以所述转换多项式的共轭多项式形成所述转换后第二导频序列。

所述的方法中，步骤四之前还包括：对所述转换后接收信号进行频偏补偿，包括： $r_{fine}\left(n\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}n}{N}}\·r\left(n\right),$ 其中，转换后接收信号 $r\left(n\right)=\[r_1\left(n\right),{\tilde{r}}_2\left(n\right)\],n=N/2-1,$ $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg tan\left(\underset{n=0}{\overset{N_{SP}-1}{\Σ}}\right|r(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO})r^{*}(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO}+N_{SP})\left|\right)$ 是载波频偏，表示帧同步时估计所得的帧定时偏移，是转换后第二导频序列接收信号。

所述的方法中，步骤四中，通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，符号定时偏移的取值为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{fine}=\underset{d}{\arg max}\left(\mathrm{\Π}\right(d\left)\right)$ 其中， $\widetilde{\mathrm{\Π}}\left(d\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\Σ}}|{\tilde{r}}_{fine}^{*}(n+d)\·c\left(n\right)|.$

所述的方法中，进行符号同步具体包括：以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

一种支持正交频分复用技术系统同步的电子设备，包括：接收单元，用于接收到第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和频偏同步；所述第一导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第一导频序列，所述第二导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第二导频序列；转换多项式单元，用于计算出转换多项式，利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理，得到一转换后第二导频序列；并将所述第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为所述第一长度的两倍的同步导频序列；接收信号序列单元，用于通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同所述第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；相关单元，用于对频偏补偿后的转换后接收信号与所述同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

所述的电子设备，接收单元包括：导频序列模块，用于存放以一抽样时间d为起始时间的所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，分别为：

$r_1(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_1(n+d),n=0,...,N/2-1$

$r_2(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l-N/2)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_2(n+d),n=N/2,...,N-1$

ε表示载波频偏，L表示信道径数的总数，l表示信道径数，h_l(n+d)表示各径在(n+d)抽样时隙的信道冲激响应，w₁(n+d)和w₂(n+d)分别表示两段发送导频序列对应的噪声。

所述的电子设备，接收信号序列单元包括：计算模块，用于通过如下方式计算得到所述转换后接收信号r(n)：

$r\left(n\right)=\[r_1\left(n\right),{\tilde{r}}_2\left(n\right)\],n=N/2-1,$ 是转换后第二导频序列接收信号；

频偏补偿单元包括：频偏计算模块，用于通过如下方式计算得到载波频偏：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg tan\left(\underset{n=0}{\overset{N_{SP}-1}{\Σ}}\right|r(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO})r^{*}(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO}+N_{SP})\left|\right),$ 其中，表示帧同步时估计所得的帧定时偏移；

补偿计算模块，用于通过如下方式对所述转换后接收信号r(n)进行频偏补偿： $r_{fine}\left(n\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}n}{N}}\·r\left(n\right).$

本发明的上述技术方案的有益效果如下：发送端发送两个第一长度的导频序列，电子设备的接收端根据这两个导频序列形成一同步导频序列，利用该同步导频序列对经过帧同步和载波频偏同步的处理的转换后接收信号进行相关并确定符号同步位置，并且，在对第一和第二导频序列接收信号进行了载波频偏同步之后，再对发送的导频序列进行转换处理，因而在不影响频偏同步性能的基础上，大幅提高了定时同步的估计准确度，从而提高了正交频分复用技术系统的整体性能。

附图说明

图1为载波频偏同步的技术实现示意图；

图2为本发明实施例一种正交频分复用技术系统同步方法流程示意图；

图3为本发明实施例接收端的同步流程示意图；

图4为本发明实施例发送端的流程示意图；

图5为本发明实施例接收端结构示意图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

OFDM系统的同步技术使用的同步序列可以分为伪噪声(PN)序列和多项式序列，以下对现有OFDM系统的同步方法进行介绍，一个时域OFDM复基带发送信号表示如下：

$\begin{array}{cc}x\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}X\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}kn/N}& -N_g\≤n\≤N-1\end{array}$ 公式1

其中，x(n)表示IFFT后的时域数据，n表示时域索引，X(k)表示IFFT变换之前的频域数据，k表示频域索引，N表示IFFT长度，N_g表示用于对抗符号间干扰(Inter-SymbolInterference，ISI)的循环前缀(CP)度。

在接收端，公式1中的复基带发送信号经过信道后在接收端成为复基带接收信号：

$r\left(n\right)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}n}{N}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Σ}}x(n-l-\mathrm{\τ})h_l+w\left(n\right),-N_g\≤n\≤N-1$ 公式2

其中h_l、τ和ε分别表示第l条多径的信道冲激响应、整数倍时间偏移以及小数倍载频偏移，w(n)表示时域复加性白Gaussian噪声。

每个数据帧的导频序列通常是由两段重复，且长度均为N_SP＝N/2的第一导频序列和第二导频序列组成，Nsp是这里定义的常数，数值为N/2；一般而言，载波频偏可以通过计算接收信号的自相关幅角得到：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg tan\left(\underset{n=0}{\overset{N_{SP}-1}{\Σ}}\right|r(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO})r^{*}(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO}+N_{SP})\left|\right)$ 公式3

其中，r(n)表示接收信号，表示帧同步时估计所得的帧定时偏移。

通过如下方式可以得到符号定时偏移方法为通过寻找接收导频和发送参考符号之间的互相关值的峰值得到：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{STO}=\underset{d}{\arg \max }\underset{n=1}{\overset{N_{CC}-1}{\Σ}}|r_{fine}^{*}(n+d)\·c\left(n\right)|)$ 公式4

其中，表示经过载波频偏补偿后的接收信号，N_CC表示互相关长度；符号定时偏移的正确捕获概率同互相关长度N_CC成正比，N_CC越大则越能够估计得更为准确，c(n)表示多项式序列，例如，可以是恒包络零自相关序列(CAZAC，ConstAmplitude Zero Auto-Corelation)，广义线性调频序列(GCL)。

多项式序列是可以通过多项式进行确式表示的序列，以其理想的自相关特性得到越来越多的关注，并已被许多标准化组织确定为同步导频序列。通过对多项式序列的研究，发现其不仅峰均功率比(PAPR，Peak Average Power Ratio)值小，自相关特性好，快速傅立叶变换(FFT，Fast Fourier transform)后仍是多项式序列，多项式序列的序列值还具有可以通过多项式进行确式表示的特点。利用这些性能，可以使OFDM系统发送两段重复序列，并在接收端进行相应处理，在不损失频偏估计性能的基础上显著提高符号同步估计性能。

本发明实施例中针对现有同步方法的缺点，通过在发送端发送多项式序列作为发送信号，并在接收端对经过帧同步和载波频偏同步后的接收信号进行处理，充分利用同步序列前后间的关系，提高符号同步性能。

本发明实施例提供一种正交频分复用技术系统同步方法，如图2所示，应用于电子设备，包括：

步骤一，接收端接收到第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和载波频偏同步；所述第一导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第一导频序列，所述第二导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第二导频序列；

步骤二，计算出一转换多项式，利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理，得到一转换后第二导频序列；

并将所述第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为所述第一长度的两倍的同步导频序列；

步骤三，通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同所述第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；

步骤四，对频偏补偿后的转换后接收信号与所述同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

应用所提供的技术方案，发送端发送两个第一长度的导频序列，电子设备的接收端根据这两个导频序列形成一同步导频序列，利用该同步导频序列对经过帧同步和载波频偏同步的处理的转换后接收信号进行相关并确定符号同步位置，并且，在对第一和第二导频序列接收信号进行了载波频偏同步之后，再对发送的导频序列进行转换处理，因而在不影响频偏同步性能的基础上，大幅提高了定时同步的估计准确度，从而提高了正交频分复用技术系统的整体性能。

在一个优选实施例中，第一长度的第一导频序列和第一长度的第二导频序列均为多项式序列；

所述多项式序列具体为CAZAC序列经过IFFT变换后形成的同步多项式序列，所述CAZAC序列根据如下生成公式产生：

$c^u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\exp (-j2{\mathrm{\πn}}^{2}u/(2N\left)\right)& Neven\\ \exp (-j2\mathrm{\π}un(n+1)/(2N\left)\right)& Nodd\end{array}\right.$ 公式5

其中，u是常数，u＝0,1,2,…,N/2-1，n＝0,1,2,…,N/2-1，n＝0:N/2-1，N为所述第一长度的两倍，因此这里的N通常采用一个偶数以方便计算。

在一个优选实施例中，步骤一中，以一抽样时间d为起始时间的所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号表示为：

$r_1(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_1(n+d),n=0,...,N/2-1$ 公式6。

$r_2(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l-N/2)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_2(n+d),n=N/2,...,N-1$

其中，r₁(n+d)、r₂(n+d)表示两段导频序列分别对应的导频序列接收信号，ε表示载波频偏，L表示信道径数的总数，l表示信道径数，h_l(n+d)表示各径在(n+d)抽样时隙的信道冲激响应，w₁(n+d)和w₂(n+d)分别表示两段发送导频序列对应的噪声。

在一个优选实施例中，步骤二中，根据所述CAZAC序列的生成公式计算出所述转换多项式；

利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理包括：对所述第二导频序列乘以所述转换多项式的共轭多项式形成所述转换后第二导频序列。需要注意的是，多项式序列转换式应依据序列表达式的不同得到，此处不应对多项式转换式的得到方式带来限制。

在一个优选实施例中，步骤四中，对所述接收信号序列进行频偏补偿包括：

$r\left(n\right)=\[r_1\left(n\right),{\tilde{r}}_2\left(n\right)\],n=N/2-1$ 公式7，

其中，是转换后第二导频序列；

采用载波频偏进行频偏补偿之后的接收信号为：

$r_{fine}\left(n\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}n}{N}}\·r\left(n\right)$ 公式8，

其中， $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg tan\left(\underset{n=0}{\overset{N_{SP}-1}{\Σ}}\right|r(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO})r^{*}(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO}+N_{SP})\left|\right),$ 式子中的表示帧同步时估计所得的帧定时偏移。

在一个优选实施例中，步骤四中，通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，符号定时偏移的取值为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{fine}=\underset{d}{\arg max}\left(\mathrm{\Π}\right(d\left)\right)$ 公式9，

其中，是转换后接收信号与同步导频序列(新发送导频序列)互相关的表达式，如前所述，表示经过频偏补偿后的接收信号，c^u(n)表示发送的CAZAC序列。

在一个优选实施例中，进行符号同步具体包括：以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

在一个应用场景中，如图3所示，包括：在发送端需要将两个长为N/2的多项式导频序列与已调制的数据序列进行复用，即发送信号中的同步符号为多项式序列；接收端的同步流程具体包括以下步骤：

步骤101，从接收信号中取出连续两个长为N/2的导频序列，记为第一导频序列和第二导频序列；

步骤102，计算帧同步估计位置的幅角，换算成小数部分的频偏估计值；

步骤103，利用重复序列的特性，根据公式进行频偏估计得到一载波频偏并进行载波频偏同步；

步骤104，根据发送序列和序列长度计算转换多项式，该转换多项式同多项式序列的计算方法有关；

步骤105，利用转换多项式对第二导频序列进行处理，即乘以转换多项式的共轭多项式，得到一转换后第二导频序列；

步骤106，第一导频序列和转换后第二导频序列合并形成一接收信号序列所述接收信号序列的长度为第一导频序列和转换后第二导频序列的总长度。

步骤107，采用载波频偏对接收信号序列进行频偏补偿，得到一补偿后接收信号序列。

步骤108，利用所述补偿后接收信号序列与处理后的发送导频序列进行互相关，获取符号同步结果。

其中，在时间上，步骤101之后，步骤104至步骤106，与步骤102至步骤103可以并行进行，并且，在步骤106中计算出的结果与步骤106中计算出的结果在步骤107中进行后续的计算。

在一个优选实施例中，不失一般性，发送的同步多项式序列为CAZAC序列，但是具有普通通信技术背景的人员应该知道，任何具有与CAZAC序列类似特性的其他多项式序列均可被采用。

主要以接收端进行同步过程为例进行说明，包括：

步骤201，发送端生成重复的CAZAC序列，CAZAC序列根据如下生成公式产生：

$c^u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\exp (-j2{\mathrm{\πn}}^{2}u/(2N\left)\right)& Neven\\ \exp (-j2\mathrm{\π}un(n+1)/(2N\left)\right)& Nodd\end{array}\right.$

n＝0,1,2,…,N/2-1，u＝0,1,2,…,N/2-1，n＝0:N/2-1，第一导频序列和第二导频序列的长度均为N/2。

步骤202，长度为N/2的第一导频序列和第二导频序列均为CAZAC序列经过IFFT变换后形成的同步多项式序列。

步骤203，在接收端，以一抽样时间d为起始时间的第一导频序列和第二导频序列可以表示为：

$r_1(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_1(n+d),n=0,...,N/2-1$

$r_2(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l-N/2)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_2(n+d),n=N/2,...,N-1.$

其中r₁(n+d)、r₂(n+d)表示两段导频序列分别对应的第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，ε表示频偏，L表示信道径数，h_l(n+d)表示各径在n+d抽样时隙的信道冲激响应，w₁(n+d)和w₂(n+d)分别表示两段发送导频序列对应的噪声。

步骤204，根据所述CAZAC序列的生成公式计算出一个转换多项式；

利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理包括：

对第二导频序列乘以所述转换多项式的共轭多项式形成一个转换后第二导频序列 ${\tilde{r}}_2\left(n\right),n=N/2-1.$

步骤205，所述第一导频序列和所述转换后第二导频序列形成一接收信号序列，所述接收信号序列的长度为所述第一长度的两倍；

$r\left(n\right)=\[r_1\left(n\right),{\tilde{r}}_2\left(n\right)\],n=N/2-1,$ 其中，需要预先根据现有的公式3计算出载波频偏 $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg tan\left(\underset{n=0}{\overset{N_{SP}-1}{\Σ}}\right|r(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO})r^{*}(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO}+N_{SP})\left|\right),$

表示帧同步时估计所得的帧定时偏移。

步骤206，对接收信号序列进行频偏补偿包括：

$r_{fine}\left(n\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}n}{N}}\·r\left(n\right),n=N-1.$

步骤207，通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，符号定时偏移的取值为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{fine}=\underset{d}{\arg max}\left(\mathrm{\Π}\right(d\left)\right),$ 其中， $\widetilde{\mathrm{\Π}}\left(d\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\Σ}}|{\tilde{r}}_{fine}^{*}(n+d)\·c\left(n\right)|.$

步骤207，进行符号同步具体包括：以所述符号同步位置(由符号定时偏移确定)为起点，从接收信号序列r_fine(n)中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

在一个优选实施例中，发送端和接收端分别进行如下工作流程：

发送端：

发送信号B，如图4所示，信号B由两段长为N/2的多项式序列A组成。参考常见的无线通信协议-如LTE、全球微波接入互通技术(WiMAX，World Interoperability forMicrowave Access)等，一般发送端的同步信号格式均为两段或多段伪随机序列或CAZAC序列组成，因此在发送端对协议无改动。

接收端：

接收到的两个导频序列为两段重复的多项式相关序列同信道的卷积，这两个卷积分别称为第一导频序列和第二导频序列。

直接进行传统的载波频偏同步；

并通过对第二导频序列-又称为接收信号的后部，进行转换多项式处理获得近似一段长为N的接收信号序列，进行自相关获取定时同步的结果。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种支持正交频分复用技术系统同步的电子设备，如图5所示，设备中包括：

接收单元501，用于接收到第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和频偏同步；所述第一导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第一导频序列，所述第二导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第二导频序列；

转换多项式单元502，用于计算出转换多项式，利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理，得到一转换后第二导频序列；

并将所述第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为所述第一长度的两倍的同步导频序列；

接收信号序列单元503，用于通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同所述第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；

相关单元505，用于对频偏补偿后的转换后接收信号与所述同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

电子设备中，接收单元501包括：

导频序列模块，用于存放以一抽样时间d为起始时间的所述第一导频序列和第二导频序列，其中，分别为：

$r_1(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_1(n+d),n=0,...,N/2-1$

$r_2(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}u{(n+d-l-N/2)}^2}{N}}\·h_l(n+d)+w_2(n+d),n=N/2,...,N-1.$

接收信号序列单元503包括：

计算模块，用于通过如下方式计算得到所述接收信号序列：

$r\left(n\right)=\[r_1\left(n\right),{\tilde{r}}_2\left(n\right)\],n=N/2-1,$

电子设备还包括：

频偏补偿单元504，用于对所述转换后接收信号进行频偏补偿，包括：

$r_{fine}\left(n\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}n}{N}}\·r\left(n\right),$ 其中，转换后接收信号 $r\left(n\right)=\[r_1\left(n\right),{\tilde{r}}_2\left(n\right)\],n=N/2-1,$ $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\arg tan\left(\underset{n=0}{\overset{N_{SP}-1}{\Σ}}\right|r(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO})r^{*}(n+{\widehat{\mathrm{\τ}}}_{FTO}+N_{SP})\left|\right)$ 是载波频偏，表示帧同步时估计所得的帧定时偏移，是转换后第二导频序列接收信号。

应用本发明实施例提供的技术方案，在正交频分复用技术系统中，载波频偏同步较定时同步更为重要，因此，保证载波频偏同步性能不受影响更为重要，本发明实施例提供的技术与附图1中的技术相比，信号处理流程完全不同，附图1中的技术由于在进行载波频偏同步之前要进行转换操作，因此可能会带来载波频偏同步性能的不确定性，本发明实施例的技术方案在保证载波频偏同步性能不受影响的前提下提升定时同步的性能，即，发送端发送两个第一长度的导频序列，接收端根据这两个导频序列形成一同步导频序列，利用该同步导频序列对经过帧同步和载波频偏同步的处理的转换后接收信号进行相关并确定符号同步位置，并且，在对第一和第二导频序列接收信号进行了载波频偏同步之后，再对发送的导频序列进行转换处理，因而在不影响频偏同步性能的基础上，大幅提高了定时同步的估计准确度，从而提高了正交频分复用技术系统的整体性能。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种正交频分复用技术系统的同步方法，其特征在于，包括：

步骤一，接收端从接收信号中取出连续两个长为N/2的第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和频偏同步；所述第一导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第一导频序列，所述第二导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第二导频序列，所述第一导频序列、第二导频序列是重复的多项式序列；以一抽样时间d为起始时间的所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号分别为：

N表示快速傅立叶逆变换IFFT长度，ε表示载波频偏，L表示信道径数的总数，l表示信道径数，h_l(n+d)表示各径在(n+d)抽样时隙的信道冲激响应，w₁(n+d)和w₂(n+d)分别表示两段发送导频序列对应的噪声；

步骤二，计算出一转换多项式，利用所述转换多项式对所述第二导频序列乘以所述转换多项式的共轭多项式，得到一转换后第二导频序列；

并将所述第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为所述第一长度的两倍的同步导频序列；

步骤三，通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同所述第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；

步骤四，对频偏补偿后的转换后接收信号与所述同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤二中，根据所述多项式序列的生成公式计算出所述转换多项式。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤四之前还包括：对所述转换后接收信号进行频偏补偿，包括：

其中，转换后接收信号 是载波频偏，表示帧同步时估计所得的帧定时偏移，是转换后第二导频序列接收信号，N表示快速傅立叶逆变换IFFT长度，r₁(n)是第一导频序列接收信号，是的共轭转置，Nsp是定义的常数，数值为N/2。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤四中，通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，符号定时偏移的取值为：

其中，其中c(n)表示同步导频序列，第一导频序列是c(n)的前一部分，第二导频序列是c(n)的后一部分，d是抽样时间，表示抽样时间d时最大互相关峰的估计值，表示求相关。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进行符号同步具体包括：

以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

6.一种支持正交频分复用技术系统同步的电子设备，其特征在于，包括：

接收单元，用于从接收信号中取出连续两个长为N/2的第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，对所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号进行帧同步和频偏同步；所述第一导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第一导频序列，所述第二导频序列接收信号对应发送端发出的第一长度的第二导频序列，所述第一导频序列、第二导频序列是重复的多项式序列；接收单元包括：导频序列模块，用于存放以一抽样时间d为起始时间的所述第一导频序列接收信号和第二导频序列接收信号，分别为：

N表示快速傅立叶逆变换IFFT长度，ε表示载波频偏，L表示信道径数的总数，l表示信道径数，h_l(n+d)表示各径在(n+d)抽样时隙的信道冲激响应，w₁(n+d)和w₂(n+d)分别表示两段发送导频序列对应的噪声；

转换多项式单元，用于计算出转换多项式，利用所述转换多项式对所述第二导频序列进行处理，得到一转换后第二导频序列；并将所述第一导频序列和转换后第二导频序列重构为长度为所述第一长度的两倍的同步导频序列；

接收信号序列单元，用于通过所述转换多项式对所述第二导频序列接收信号进行转换，并将转换后第二导频序列接收信号同所述第一导频序列接收信号合并为一转换后接收信号；

相关单元，用于对频偏补偿后的转换后接收信号与所述同步导频序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，进行符号同步。

7.根据权利要求6所述的电子设备，其特征在于，

接收信号序列单元包括：

计算模块，用于通过如下方式计算得到所述转换后接收信号r(n)：

是转换后第二导频序列接收信号，N表示快速傅立叶逆变换IFFT长度，r₁(n)是第一导频序列接收信号；

频偏补偿单元包括：

频偏计算模块，用于通过如下方式计算得到载波频偏：

其中，表示帧同步时估计所得的帧定时偏移，是的共轭转置，Nsp是定义的常数，数值为N/2；

补偿计算模块，用于通过如下方式对所述转换后接收信号r(n)进行频偏补偿：