CN102215204B - 基于反馈迭代的ofdm/oqam系统及其时频同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统及其时频同步方法。本发明的系统和方法将传统的OFDM/OQAM系统中基于频域导频的时频联合估计方法的一步同步方法扩展为反馈迭代判决的方法，先用时偏估计得到一个初步时偏估计值，将导频误码率与预先设定的判决门限进行比较，若导频误码率不小于预设的判决门限，则通过选取初步时偏估计值附近的时偏试验值进行逐值迭代判决，直到导频数据部分的误码率小于判决门限值，将此时偏实验值作为定时准确的时偏估计值，并将其对应的频偏估计值作为估计准确的频偏估计值，并将此时解调后的数据比特输出，这样处理能有效地提高多径信道中的时偏估计的捕获概率。

Description

基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统及其时频同步方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种交错正交幅度调制的正交频分复用（OFDM/OQAM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset QuadratureAmplitude Modulation）系统及其时频同步方法。

背景技术

由于无线用户对传输速率要求的不断提高，多载波调制技术已经成为目前无线通信的主流调制方式，如基于循环前缀的传统正交频分复用（CP-OFDM，Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）技术就被选用为LTE标准中的关键技术。而相对于CP-OFDM而言，OFDM/OQAM拥有更高的频谱效率、更好的时频聚焦特性，而且对于克服符号间干扰（ISI，Inter-Symbol Interference）和载波间干扰（ICI，Inter-CarrierInterference）的影响在一定程度上都有良好的作用，特别是后者，成为OFDM/OQAM相对于CP-OFDM的主要优势之一。OFDM/OQAM系统的发送信号为实值，取自待传复数符号的实部和虚部，相对于传统的正交频分复用系统，OFDM/OQAM仅仅在实数域满足严格的正交条件；可选用具有良好时频聚焦（TFL，Time Frequency Localization）特性的各向同性正交变换函数（IOTA，Isotropic Orthogonal Transform Algorithm）。

应用传统时频联合估计方法的OFDM/OQAM系统发送端结构示意图如图1所示。包括信号源模块，常规信号处理模块，正交化相位映射模块，N点IFFT模块，成形滤波模块，D/A转换模块，上变频模块。

为了描述的方便，首先介绍其中所用的术语：

（1）成形滤波器g(t)在区间t∈{0,T_s,...,(N_g-1)T_s}上取非零值，其中N_g＝ξT/T_s为非零采样点数，ξ为成形滤波器抽头数，T_s为系统采样时间间隔，T为符号时间间隔。

（2）频域同步导频符号由连续发送的N_TR个OFDM符号构成（N_TR至少比成形滤波器的抽头数ξ大2，这样才能保证经过发送端调制的时域导频部分有重复导频符号），即将频域重复导频符号表示为a_l(p)＝a_l ^TR,l＝0,...,N-1,p＝0,...,N_TR-1，其中N表示子载波数，l表示子载波的序号，p表示导频符号序号，TR表示导频。经过发送端的调制之后的时域导频信号s_TR(kT_s),k∈{0,1,2,…,N_TRN-1}在传输N_g-N/2个采样点之后，针对时刻区间k∈{N_g-N2,...,N_TRN-N-1}，满足关系式s_TR(kT_s+NT_s)＝s_TR(kT_s)。

（3）基带接收信号帧序列为r(kT_s),k∈{0,1,2,…}，

为相关序列，为求相角算子，L为多径信道最大时延，τ∈{0,1,…,N/4}为时偏真实值，

为时偏试验值，为时偏估计值，为初步时偏估计值，

为归一化到子载波间隔上的频偏真实值，

为频偏估计值。

首先进行初始化处理：在发送端（移动台）和接收端（基站）的寄存器内储存相同的发送导频序列，并在接收端将发送时域导频序列s_TR(kT_s)的第ξN+1至第(N_TR-1)N个数据存为发送基准序列，在收发两端存储相同的成形滤波器序列，并建立对应的规则。具体处理步骤如下：

步骤11.信号源模块产生数据比特经过常规信号处理模块做编码，正交幅度调制（QAM，Quadrature Amplitude Modulation），得到复数数据后，组帧、并在前端添加长度为N_TR的频域重复导频符号a_l(p)＝a_l ^TR,l＝0,...,N-1,p＝0,...,N_TR-1，接着进行实虚部分离；

步骤12.通过步骤11得到的数据的实虚部分别通过正交化相位映射模块进行正交化相位映射；

步骤13.通过步骤12的数据通过N点IFFT模块做反快速傅里叶变换（IFFT，InverseFast Fourier Transform），完成多载波调制；

步骤14.由步骤13得到的数据，通过成形滤波器模块，完成信号成型，并串转换；

步骤15.由步骤14得到的数据经过D/A转换模块、上变频模块，发射信号。

作为典型多载波调制方式，OFDM/OQAM具有一个多载波调制技术的共性，即易受载波频率偏移（CFO，Carrier Frequency Offset）和时间偏移的影响，CFO产生的主要原因是由于收发两端的振荡器不够稳定和精确，产生的频率有所偏差，进而破坏了子载波间的正交性，进而引入了ISI和ICI。而且由于没有添加CP,一旦出现同步偏差，整个离散傅立叶（DFT，Discrete Fourier Transform）窗口就会错位，造成难以恢复的干扰，所以OFDM/OQAM对时偏也非常敏感。

为了获得比较好的系统性能，就必须保证时频偏估计都具有比较高的精度。T.Fusco,A.Petrella和M.Tanda在“Data-Aided Symbol Timing and CFO Synchronization forFilter Bank Multicarrier Systems.IEEE Trans.Wireless Commun.,May2009,8(5):2705-2715”提出了基于基带接收信号帧序列二阶自相关的MLS时频联合估计方法，也列举了基于基带接收信号帧序列和发送基准序列进行四阶互相关的TR2时频联合估计方法。

图2为应用MLS和TR2时频估计方法的OFDMA/OQAM系统接收端工作原理图，包括下变频模块，A/D转换模块，同步估计模块，时频偏补偿模块，匹配滤波模块，FFT模块，去正交化相位映射模块，常规信号处理模块。假设接收端信道信息已知，则接收端的过程可以表述为以下几个步骤：

步骤21.接收信号经过下变频模块、A/D转换模块，得到基带接收信号帧序列r(kT_s),k∈{0,1,2,…}；

步骤22.将步骤21得到的基带接收信号帧序列r(kT_s)通过同步模块估计出时频偏，通过将基带接收信号帧序列进行长度为(N_TR-1-ξ)N+1的滑动自相关（MLS时频联合估计方法所采用的处理方法，具体可以表示为其中，

$R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-1}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})r({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}}),$ $Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=N_g-1}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r({\mathrm{kT}}_s+(i-1){\mathrm{NT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})\right|}^2$ 或者将基带接收信号帧序列r(kT_s)和发送基准序列s_TR(kT_s)做四阶滑动互相关运算（TR2时频联合估计方法所采用的处理方法，具体可以表示为

其中，

$R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-1}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right)r({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})S_{\mathrm{TR}}^{*}({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s)$

$Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-1}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-1}{\mathrm{\Σ}}}{{\left|S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right)\right|}^2\left|S_{\mathrm{TR}}({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s)\right|}^2)$ 得到一个相关序列

选取

峰值所对应的时偏试验值作为时偏估计值

再利用

进一步估计出频偏估计值

这里，“·”表示相乘运算，“*”表示共轭运算；

步骤23.时频偏补偿模块用步骤22得到的时偏和频偏估计值对基带接收信号帧序列进行补偿；

步骤24.将步骤23得到的数据通过匹配滤波模块，作匹配滤波；

步骤25.将通过步骤24后的数据，经过快速傅里叶变换（FFT，Fast FourierTransform）模块，完成多载波解调；

步骤26.将通过步骤25后的数据，经过去正交化相位映射模块作去正交化相位映射；

步骤27.将通过步骤26后的数据，用已知的信道信息经由均衡器（如迫零均衡等）消除或减小多径信道对OFDM/OQAM信号的影响；

步骤28.将通过步骤27后的数据进行实虚部汇合，进行QAM解调及相应解码，输出数据比特，得到一个误码率。

这里采用传统的基于频域导频的时频联合估计方法的OFDM/OQAM系统存在以下几个缺点：

其一.直接选取通过步骤22得到相关序列峰值所对应的时偏试验值作为时偏估计值。在多径信道中第一径不是瞬时功率最强的路径时，这样得到的时偏估计值会自动锁定到瞬时功率最大的径上，而不是希望的第一径，这大大影响了时偏估计的捕获概率，进而直接导致接收端步骤24和步骤25的解调操作错位，造成接收端无法正确解调。

其二.步骤22用于时偏估计的两种方法。第一种方法采用基带接收信号帧序列二阶自相关估计时偏，这样得到的相关值变化比较平缓，比较容易受噪声和CFO的影响；第二种方法采用基带接收信号帧序列和发送基准序列的四阶滑动互相关估计时偏，这样得到的相关值在定时点能得到比较高的相关峰，但是实现的复杂度有所增加。

其三.步骤22在进行相关操作时选取的滑动相关窗口范围(N_TR-1-ξ)N并没有到达理论上能选取的最大范围，也就是说时偏的估计精度还有一定的改进余地。而且频偏估计值是利用时偏估计值计算得出，也有改进的空间。

其四.传统的时频同步方法只有一次同步过程，一旦出现同步错误就无法修正。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有的采用基于频域导频的时频联合估计方法的OFDM/OQAM系统时偏估计的捕获概率较低的问题，提出了一种基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统及其时频同步方法。

本发明的技术方案是：一种基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统，其特征在于，所述OFDM/OQAM系统的接收端包括：时偏估计模块、频偏估计模块、时频偏补偿模块、解调模块和导频误码率判决模块，其中，

时偏估计模块，用于估计接收到的基带接收信号帧序列的初步时偏估计值；

频偏估计模块，用于根据时偏估计模块得到的初步时偏估计值或导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值估计接收到的基带接收信号帧序列的频偏估计值；

时频偏补偿模块，用于根据时偏估计模块得到的初步时偏估计值或导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值和频偏估计模块得到的频偏估计值对基带接收信号帧序列进行时频偏补偿，得到补偿后的基带接收信号帧序列；

解调模块，用于对时频偏补偿模块得到的补偿后的基带接收信号帧序列进行解调，得到解调后的数据比特；

导频误码率判决模块，用于判决根据解调模块得到的数据比特的导频部分与频域重复导频数据比特进行比较得到的导频误码率，若导频误码率小于预设的判决门限，则将解调后的数据比特直接输出，否则，对初步时偏估计值或者当前调整后的时试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，反馈作用于频偏估计模块进行下一次的迭代，直至导频误码率小于预设的判决门限。

所述判决门限为TR2和MLS估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。

为了实现本发明的目的还提出了一种基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统时频同步方法，包括：时偏估计步骤、频偏估计步骤、时频偏补偿步骤、解调步骤和导频误码率判决步骤，其中，

时偏估计步骤，用于估计接收到的基带接收信号帧序列的初步时偏估计值；

频偏估计步骤，用于根据时偏估计步骤得到的初步时偏估计值或导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值估计接收到的基带接收信号帧序列的频偏估计值；

时频偏补偿步骤，用于根据时偏估计步骤得到的初步时偏估计值或导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值和频偏估计步骤得到的频偏估计值对基带接收信号帧序列进行时频偏补偿，得到补偿后的基带接收信号帧序列；

解调步骤，用于对时频偏补偿步骤得到的补偿后的基带接收信号帧序列进行解调，得到解调后的数据比特；

导频误码率判决步骤，用于判决根据解调步骤得到的数据比特的导频部分与频域重复导频数据比特进行比较得到的导频误码率，若导频误码率小于预设的判决门限，则将解调后的数据比特直接输出，否则，对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，反馈作用于频偏估计步骤进行下一次的迭代，直至导频误码率小于预设的判决门限。

所述判决门限为TR2和MLS估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。

本发明的有益效果：本发明的系统和方法将传统的OFDM/OQAM系统中基于频域导频的时频联合估计方法的一步同步方法扩展为反馈迭代判决的方法，先用时偏估计得到一个初步时偏估计值，将导频误码率与预先设定的判决门限进行比较，若导频误码率不小于预设的判决门限，则通过选取初步时偏估计值附近的时偏试验值进行逐值迭代判决，直到导频数据部分的误码率小于判决门限值，将此时的时偏试验值作为定时准确的时偏估计值，并将其对应的频偏估计值作为估计准确的频偏估计值，并将此时解调后的数据比特输出，这样处理能有效地提高多径信道中的时偏估计的捕获概率。

附图说明

图1为传统时频联合估计的OFDM/OQAM系统发送端结构示意图。

图2为传统时频联合估计的OFDM/OQAM系统接收端结构示意图。

图3为本发明的OFDM/OQAM系统接收端结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

本发明主要通过如下技术手段实现的：

一，将传统的OFDM/OQAM系统中基于频域导频的时频联合估计方法的一步同步方法扩展为基于反馈迭代的同步方法，先用时偏估计得到一个初步的时偏估计值，并在其附近的2L个时偏试验值中进行逐值迭代判决，直到导频数据部分的误码率小于判决门限值时，才将此时所对应的初步时偏估计值（第一次通过链路时）或调整后的时偏试验值作为最终的时偏估计值，进而提高时偏估计的捕获概率；

为了进一步提高技术效果，在时偏估计和频偏估计的过程中采取了以下措施：

二，在进行同步时将基带接收信号帧序列和发送基准序列进行互相关的理论范围扩大到最大，并考虑了多径时延造成的影响，选取了一个折中的相关运算范围；

三，将接收端的相关运算改为基带接收信号帧序列与发送基准序列的二阶互相关运算；

四，对相关序列进行进一步的滑动窗口求和处理，选取所得和序列模值的峰值作为时偏估计值。

下面进行具体说明。本发明的OFDM/OQAM系统，如图3所示，OFDM/OQAM系统的接收端包括时偏估计模块、频偏估计模块、时频偏补偿模块、解调模块和导频误码率判决模块，其中，

时偏估计模块，用于估计接收到的基带接收信号帧序列r₁(kT_S)的初步时偏估计值

频偏估计模块，用于根据时偏估计模块得到的初步时偏估计值

或导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值

估计接收到的基带接收信号帧序列r₁(kT_S)的频偏估计值

时频偏补偿模块，用于根据时偏估计模块得到的初步时偏估计值

或导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值

和频偏估计模块得到的频偏估计值

对基带接收信号帧序列r₁(kT_S)进行时频偏补偿，得到补偿后的基带接收信号帧序列r₂(kT_S)；

解调模块，用于对时频偏补偿模块得到的补偿后的基带接收信号帧序列r₂(kT_S)进行解调，得到解调后的数据比特。这里解调模块具体实现的功能包括：匹配滤波、FFT、去正交化相位映射和常规信号处理，具体的，常规信号处理实现的功能包括：信道估计均衡、实虚部合并、QAM解调和解码。这里解调模块作为本领域的公知技术手段，不在作详细说明。

导频误码率判决模块，用于判决根据解调模块得到的数据比特的导频部分与频域重复导频数据比特进行比较得到的导频误码率，若导频误码率小于预设的判决门限，则将解调后的数据比特直接输出，否则，对初步时偏估计值（第一次通过链路时）或者当前调整后的时偏试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，反馈作用于频偏估计模块进行下一次的迭代，直至导频误码率小于预设的判决门限。这里，使得导频误码率小于预设的判决门限的初步时偏估计值或调整后的时偏试验值作为定时正确的时偏估计值，将这个定时正确的时偏估计值对应的频偏估计值作为估计准确的频偏估计值。频域重复导频数据比特即频域重复导频符号所对应的比特信息，是收发两端都已知的信息。

作为一个较佳的方案，这里，对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整的调整范围为：如果

则调整范围调整为

作为一个较佳的方案，这里判决门限采用TR2和MLS估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。

本发明的OFDM/OQAM系统时频同步方法包括：时偏估计步骤、频偏估计步骤、时频偏补偿步骤、解调步骤和导频误码率判决步骤，其中，

时偏估计步骤，用于估计接收到的基带接收信号帧序列r₁(kT_S)的初步时偏估计值

频偏估计步骤，用于根据时偏估计步骤得到的初步时偏估计值

或导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值

估计接收到的基带接收信号帧序列r₁(kT_S)的频偏估计值

时频偏补偿步骤，用于根据时偏估计步骤得到的初步时偏估计值

或导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值

和频偏估计步骤得到的频偏估计值

对基带接收信号帧序列r₁(kT_S)进行时频偏补偿，得到补偿后的基带接收信号帧序列r₂(kT_S)；

解调步骤，用于对时频偏补偿步骤得到的补偿后的基带接收信号帧序列r₂(kT_S)进行解调，得到解调后的数据比特；

导频误码率判决步骤，用于判决根据解调步骤得到的数据比特的导频部分与频域重复导频数据比特进行比较得到的导频误码率，若导频误码率小于预设的判决门限，则将解调后的数据比特直接输出，否则，对初步时偏估计值（第一次通过链路时）或者当前调整后的时偏试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，反馈作用于频偏估计步骤进行下一次的迭代，直至导频误码率小于预设的判决门限。这里，使得导频误码率小于预设的判决门限的初步时偏估计值或调整后的时偏试验值作为定时正确的时偏估计值，将这个定时正确的时偏估计值对应的频偏估计值作为估计准确的频偏估计值。

作为一个较佳的方案，这里，对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整的调整范围为：如果则调整范围调整为

作为一个较佳的方案，这里判决门限采用TR2时频联合估计方法和MLS时频联合估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。

对导频误码率判决步骤的具体过程作如下说明：将解调步骤得到的比特数据中的导频部分数据比特提取出来，和收发两端预知的频域重复导频数据比特进行比对得到导频数据部分的误码率。由于上述的两种传统的时频联合估计方法中，TR2的时偏性能估计性能比较好，而MLS的频偏估计性能比较好，出于折中的考虑，本发明所选取的误码率判决门限设定为TR2时频联合估计方法和MLS时频联合估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。在某个固定的信噪比下，如果解调后导频部分数据比特的误码率小于判决门限，判定时偏估计准确，并将用户比特数据直接输出；反之，判定时偏估计出错，将初步时偏估计值（第一次通过链路时）或者当前的调整后的时偏试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，（在多径信道中，绝大多数的时偏估计错误的发生都是因为多径信道的瞬时功率最强径不是第一径，导致了时偏估计值锁定在了瞬时功率最强径之上。显然这种时偏估计的误差范围在[-L,L]，所以调整后的时偏试验值

的范围就被限定在了

（其中

如果则

的范围被调整为

之中，并由小到大进行逐值调整），反馈到频偏估计步骤之前，重新进行频偏估计，时频偏补偿，解调，以及对比导频数据部分的误码率与判决门限，直到导频数据部分的误码率小于判决门限值时，得到最终的时偏估计值并将用户比特数据输出。

这里时偏估计步骤和频偏估计步骤中的估计过程可以采用背景技术中的MLS和TR2方法。

作为本发明实施例的一个较佳的方案，所述时偏估计步骤的具体过程如下：

将基带接收信号帧序列r₁(kT_S)和发送基准序列s_TR(kT_s)进行长度为(N_TR-ξ-1/2)N-2L的二阶滑动互相关运算得到一个相关序列

具体表示为 $G\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\left|R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)\right|/Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right),$ 其中 $R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right),$ $Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right)\right|}^2,$ 为时偏试验值，

进行固定窗长D的滑动求和运算得到一个和序列

其中D＞L，选取和序列的峰值所对应的时偏试验值作为初步时偏估计值

其中，k∈{0,1,2,…}，N为子载波数，L为多径信道最大时延，N_TR为频域重复导频符号个数，N_g＝ξT/T_s为成形滤波器的非零采样点数，ξ为成形滤波器抽头数，T_s为系统采样时间间隔，T为符号时间间隔。

这里，理论上满足关系式s_TR(kT_s+NT_s)＝s_TR(kT_s)的范围（即进行相关操作的范围）可以扩展到[N_g-N/2,N_TRN-N-1]，但是为了去除多径时延造成的影响，将相关运算的范围调整到[N_g-N2+L,N_TRN-N-L-1]。

作为本发明实施例的另一个较佳的方案，所述频偏估计步骤的具体过程如下：

将时偏估计模块得到的初步时偏估计值

或者导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值

代入

即将式子中的

用或

替换，得到频偏估计值

这里， $F\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})r^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}}),$ 其中，N为子载波数，L为多径信道最大时延，N_TR为频域重复导频符号个数，N_g为成形滤波函数的非零采样点数，T_s为系统采样时间间隔，

为求相角算子，“·”表示相乘运算，“*”表示共轭运算。

由于频偏估计值由时偏估计值构造而来，故频偏估计的精度也得到了一定程度的提高。

可以看出，这里时偏估计模块，频偏估计模块可以分别用于实现上述时偏估计步骤，频偏估计步骤的具体过程。

本发明首先将传统的OFDM/OQAM系统中基于频域导频的时频联合估计方法的一步同步方法扩展为基于反馈迭代的同步方法，先用时偏估计得到一个初步的时偏估计值，并在其附近的2L个时偏试验值中进行逐值迭代判决，直到导频数据部分的误码率小于判决门限值时，才将此时所对应的初步时偏估计值（第一次通过链路时）或调整后的时偏试验值作为最终的时偏估计值，这样的处理使得即使初步时偏估计值出现定时错误，也能通过反馈迭代的过程进行纠正；其次，在进行同步时将基带接收信号帧序列和发送基准序列进行互相关的理论范围扩大到最大，并同时考虑去除多径延时的影响，即实际互相关的范围为(N_TR-ξ-1/2)N-2L，这样可以最大程度地利用携带时频偏信息的接收数据，使估计结果更加准确；再次将接收端的相关运算改为基带接收信号帧序列与发送基准序列的二阶互相关，这样的处理比基带接收信号帧序列直接做二阶自相关的定时精度要高，也比基带接收信号帧序列与发送基准序列做四阶互相关的复杂度要低，在保证估计性能和控制实现复杂度之间找到一个较好的平衡点；再者，本发明并不是直接将相关序列峰值对应时偏试验值作为时偏估计值，而是对相关序列进行进一步的滑动窗口求和处理，选取所得和序列模值的峰值作为时偏估计值，当滑动求和窗的左端刚好对齐第一径的信道冲击响应时，多径信道的所有路径响应都在求和窗口内，得到的和值最大，而当第一径被移出求和窗口之外时，和值会出现一定程度的下降，所以选取和序列的峰值所对应的时偏试验值作为时偏估计值，可以较为准确地锁定在第一径的到达时间上。这样可以有效地解决传统时偏估计方法在多径信道中瞬时功率最强的径不是第一径的情况下会锁定在功率最强径而引起的定时错误。

综上，本发明的系统和方法将传统的OFDM/OQAM系统中基于频域导频的时频联合估计方法的一步同步方法扩展为反馈迭代判决，先用时偏估计得到一个初步的时偏估计值，通过选取其附近2L个的时偏试验值进行逐值迭代判决，直到导频数据部分的误码率小于判决门限值时，才将此时所对应的初步时偏估计值（第一次通过链路时）或调整后的时偏试验值作为最终的时偏估计值。这样处理能有效地提高多径信道中的时偏捕获概率。同时扩展了基带接收信号帧序列和发送基准序列的相关范围，并考虑和去除了多径时延的影响，提高了时频偏估计精度。由于频偏估计值由时偏估计值构造而来，故频偏估计的精度也得到了一定程度的提高。

采用本发明的系统和方法，可以有效提高时偏估计的捕获概率和频偏估计的精度，达到了更好满足高速移动通信要求的目的。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统，其特征在于，所述OFDM/OQAM系统的接收端包括：时偏估计模块、频偏估计模块、时频偏补偿模块、解调模块和导频误码率判决模块，其中，

时偏估计模块，用于估计接收到的基带接收信号帧序列的初步时偏估计值；

频偏估计模块，用于根据时偏估计模块得到的初步时偏估计值或导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值估计接收到的基带接收信号帧序列的频偏估计值；

时频偏补偿模块，用于根据时偏估计模块得到的初步时偏估计值或导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值和频偏估计模块得到的频偏估计值对基带接收信号帧序列进行时频偏补偿，得到补偿后的基带接收信号帧序列；

解调模块，用于对时频偏补偿模块得到的补偿后的基带接收信号帧序列进行解调，得到解调后的数据比特；

导频误码率判决模块，用于判决根据解调模块得到的数据比特的导频部分与频域重复导频数据比特进行比较得到的导频误码率，若导频误码率小于预设的判决门限，则将解调后的数据比特直接输出，否则，对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，反馈作用于频偏估计模块进行下一次的迭代，直至导频误码率小于预设的判决门限。

2.根据权利要求1所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统，其特征在于，所述判决门限为TR2时频联合估计方法和MLS时频联合估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。

3.根据权利要求1或2所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统，其特征在于，所述的时偏估计模块用于实现如下过程：

将基带接收信号帧序列r₁(kT_S)和发送基准序列s_TR(kT_s)进行长度为(N_TR-ξ-1/2)N-2L的二阶滑动互相关运算得到一个相关序列

具体表示为 $G\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\left|R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)\right|/Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right),$ 其中 $R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right),$ $Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right)\right|}^2,$

为时偏试验值，进行固定窗长D的滑动求和运算得到一个和序列

其中D＞L，选取和序列的峰值所对应的时偏试验值作为初步时偏估计值

其中，k∈{0,1,2,…}，N为子载波数，L为多径信道最大时延，N_TR为频域重复导频符号个数，N_g＝ξT/T_s为成形滤波器的非零采样点数，ξ为成形滤波器抽头数，T_s为系统采样时间间隔，T为符号时间间隔。

4.根据权利要求3所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统，其特征在于，所述的频偏估计模块用于实现如下过程：

将时偏估计模块得到的初步时偏估计值

或者导频误码率判决模块得到的调整后的时偏试验值

代入

即将式子中的

用或

替换，得到频偏估计值

这里， $F\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})r^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}}),$ 其中，N为子载波数，L为多径信道最大时延，N_TR为频域重复导频符号个数，N_g为成形滤波函数的非零采样点数，T_s为系统采样时间间隔，

为求相角算子，“·”表示相乘运算，“*”表示共轭运算。

5.根据权利要求4所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统，其特征在于，导频误码率判决模块所述的对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整的调整范围为：

如果

则调整范围调整为

6.一种基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统时频同步方法，其特征在于，包括：时偏估计步骤、频偏估计步骤、时频偏补偿步骤、解调步骤和导频误码率判决步骤，其中，

时偏估计步骤，用于估计接收到的基带接收信号帧序列的初步时偏估计值；

频偏估计步骤，用于根据时偏估计步骤得到的初步时偏估计值或导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值估计接收到的基带接收信号帧序列的频偏估计值；

时频偏补偿步骤，用于根据时偏估计步骤得到的初步时偏估计值或导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值和频偏估计步骤得到的频偏估计值对基带接收信号帧序列进行时频偏补偿，得到补偿后的基带接收信号帧序列；

解调步骤，用于对时频偏补偿步骤得到的补偿后的基带接收信号帧序列进行解调，得到解调后的数据比特；

导频误码率判决步骤，用于判决根据解调步骤得到的数据比特的导频部分与频域重复导频数据比特进行比较得到的导频误码率，若导频误码率小于预设的判决门限，则将解调后的数据比特直接输出，否则，对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整，得到用于下一次迭代的调整后的时偏试验值，反馈作用于频偏估计步骤进行下一次的迭代，直至导频误码率小于预设的判决门限。

7.根据权利要求6所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统时频同步方法，其特征在于，所述判决门限为TR2时频联合估计方法和MLS时频联合估计方法在相同信噪比下对应误码率的算术平均值。

8.根据权利要求6或7所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统时频同步方法，其特征在于，所述时偏估计步骤的具体过程如下：

将基带接收信号帧序列r₁(kT_S)和发送基准序列s_TR(kT_s)进行长度为(N_TR-ξ-1/2)N-2L的二阶滑动互相关运算得到一个相关序列

具体表示为 $G\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\left|R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)\right|/Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right),$ 其中 $R\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right),$ $Q\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{\mathrm{TR}}\left({\mathrm{kT}}_s\right)\right|}^2,$ 为时偏试验值，

进行固定窗长D的滑动求和运算得到一个和序列

其中D＞L，选取和序列的峰值所对应的时偏试验值作为初步时偏估计值

其中，k∈{0,1,2,…}，N为子载波数，L为多径信道最大时延，N_TR为频域重复导频符号个数，N_g＝ξT/T_s为成形滤波器的非零采样点数，ξ为成形滤波器抽头数，T_s为系统采样时间间隔，T为符号时间间隔。

9.根据权利要求8所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统时频同步方法，其特征在于，所述频偏估计步骤的具体过程如下：

将时偏估计步骤得到的初步时偏估计值

或者导频误码率判决步骤得到的调整后的时偏试验值

代入

即将式子中的用或

替换，得到频偏估计值

这里， $F\left(\widetilde{\mathrm{\τ}}\right)=\underset{k=N_g-N/2+L}{\overset{N_{\mathrm{TR}}\·N-N-L-1}{\mathrm{\Σ}}}r({\mathrm{kT}}_s+{\mathrm{NT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}})r^{*}({\mathrm{kT}}_s+\widetilde{\mathrm{\τ}}),$ 其中，N为子载波数，L为多径信道最大时延，N_TR为频域重复导频符号个数，N_g为成形滤波函数的非零采样点数，T_s为系统采样时间间隔，

为求相角算子，“·”表示相乘运算，“*”表示共轭运算。

10.根据权利要求9所述的基于反馈迭代的OFDM/OQAM系统时频同步方法，其特征在于，导频误码率判决步骤所述的对初步时偏估计值或者当前调整后的时偏试验值进行调整的调整范围为：

如果

则调整范围调整为

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