CN1777166B - 在正交频分复用的移动通信系统中获取同步的装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种利用正交频分复用(OFDM)方案在移动通信系统中获取同步的方法。该方法包括：通过特定函数对时变频率选择性衰落信道条件中的功率延迟概图建模；在考虑在所接收的信号和在具有被作为特定函数建模的功率延迟概图的时变频率选择性衰落信道条件中所接收的多径信号之间的相关性的情况下，检测定时偏置和频率偏置的对数概率分布函数；以及估计使所述定时偏置和所述频率偏置的对数概率分布函数最大化的定时偏置和频率偏置。

Description

在正交频分复用的移动通信系统中获取同步的装置及方法

技术领域

本发明涉及一种使用正交频分复用(OFDM)方案的被称作为OFDM移动通信系统的移动通信系统，尤其涉及一种用于在时变频率选择性衰落信道条件中用于获取同步的装置和方法。 

背景技术

在作为下一代通信系统的第4代(4G)移动通信系统中，正在积极从事研究来提供给用户以高传输速率的各种业务质量(QoS)的服务。具体来说，在目前的4G移动通信系统中，正在进行研究来支持在诸如无线局域网(LAN)通信系统和无线城域网(MAN)通信系统的无线宽带无线接入(BWA)通信系统中，能够确保移动性和QoS的高速服务。 

在4G移动通信系统中，OFDM方案已经被积极地作为对于通过有线和无线信道以高速传输数据可用的方案来研究。利用多载波发送数据的OFDM方案，是一种特殊类型的多载波调制(MCM)方案，其中串行输入的码元序列被转换为并行的码元序列，并且在被发送之前用多个相互正交的副载波对该并行码元序列进行调制。 

4G移动通信系统需要宽带频谱资源，以便高速提供高质量的无线多媒体服务。然而，当使用宽带频谱资源时，由于多径传播(multi-propagation)，无线传输信道上的衰落影响可能是严重的，并且由于频率选择性衰落，进一步的影响可在传输频带中发生。因此，对于高速无线多媒体服务，因为容忍频率选择性衰落的OFDM方案与码分多址(CDMA)方案相比，具有较大的增益，所以OFDM方案已经被广泛应用于4G通信系统。 

通常，移动通信系统在基站(BS)和移动用户站(MSS)之间利用各帧来支持移动通信服务。因此，BS和MSS必须获取用于帧的发送/接收的相互同步。为了获得同步，BS发送同步信号到MSS，使得MSS可以识别从BS发送的帧的开始。接着，MSS接收从基站发送的同步信号，检查BS的帧时序，并且基于 所检查的帧时序来解调所接收的各帧。通常，在同步信号中，使用了由BS和MSS预先约定的训练序列。 

在下文中，将简要描述在OFDM移动通信系统中的发射机和接收机的操作。为便于描述，假设OFDM移动通信系统的发射机是BS，而OFDM移动通信系统的接收机是MSS。 

在BS中，用副载波通过加扰器、编码器和交织器来调制输入的数据。BS提供各种可变数据率。不同的编码率、交织尺寸和调制方案可以根据数据率来获得。通常，编码器使用1/2、3/4等的编码率，而交织器具有根据每OFDM码元所编码的比特的数目(NCBOS)所确定的尺寸，以便防止突发错误发生。调制方案根据所述数据率可以使用正交相移键控(QPSK)方案、8PSK方案、16正交幅度调制(QAM)方案、64QAM方案等。 

预定数目的导频副载波被叠加到由前面所述的结构通过预定数目的副载波所调制的信号上，且该信号通过逆傅立叶变换(IFFT)单元以生成一个OFDM码元。接着，保护间隔信号被插入到OFDM码元中，以便消除在多径信道条件中的码间干扰(ISI)，并且该OFDM码元穿过码元波形产生器。最后，该OFDM码元被输入到射频(RF)处理器，并且该RF处理器处理该OFDM码元，并将处理过的OFDM码元发送到空中。 

当发送OFDM码元以便消除在先前的OFDM码元时刻所发送的OFDM码元和在当前OFDM码元时刻所发送的当前OFDM码元之间的ISI时，插入保护间隔信号。而且，保护间隔信号按‘循环前缀’方案和‘循环后缀’方案中的一个被插入，其中在‘循环前缀’方案中，在时域上的OFDM码元的预定最后采样被复制并被插入到有效OFDM码元中，而在‘循环后缀’方案中，在时域上的OFDM码元的预定最初采样被复制并被插入到有效OFDM码元中。 

与如上所述的BS对应的MSS执行与由BS所执行的过程相逆的过程，并且另外执行同步获取过程。首先，必须提前执行用于利用已经为所接收的OFDM码元预置的训练码元或者保护间隔信号来获取同步的过程。用于获取同步的过程表示用于估计频率偏置和定时偏置，即码元定时偏置，的过程，而训练码元表示用于发送训练序列的码元。 

于是，除了保护间隔信号之外的数据码元穿过快速傅立叶变换(FFT)单元并且被恢复为包括预定数目的导频副载波的副载波信号。而且，为了克服在实际移动通信信道中的路径延迟，均衡器为所接收的信道信号估计信道条件， 并从所接收的信道信号中消除在实际的移动通信信道上的信号失真。将通过穿过均衡器为其已经估计信道条件的数据转换成比特序列，通过去交织器，然后经由解码器和用于错误校正的解扰器来输出，作为最后的数据。 

如上所述，BS发送导频副载波信号到MSS。BS发送数据副载波信号并同时发送导频副载波信号到MSS。用于发送导频副载波信号的理由是用于同步获取、信道估计和基站识别。导频副载波信号作为训练码元进行操作，以便允许在发射机和接收机之间执行信道估计。MSS利用导频副载波信号可以识别包括MSS的BS。向其发送导频副载波信号的位置已经预先在BS和MSS之间被约定。 

在如上所述的OFDM移动通信系统中，利用训练码元或者保护间隔信号估计频率偏置和定时偏置。用于利用训练码元估计频率偏置和定时偏置的方案存在的问题在于由于训练码元的传送，数据传送效率的损失不可避免，这是因为训练码元必须被传送，以便估计所述频率偏置和定时偏置。 

用于利用保护间隔信号估计频率偏置和定时偏置的方案，与用于利用训练码元估计频率偏置和定时偏置的方案相比，具有低的频率和定时偏置估计能力。因此，就用于估计的保护间隔信号的应用而言，不必传送训练码元来估计频率偏置和定时偏置，从而可以通过相对简单的操作在不损失数据发送效率的情况下估计所述频率偏置和定时偏置。 

如上所述，因为OFDM移动通信系统使用宽频带频谱，在无线传输信道上的衰落影响由于多径传播可能是严重的，并且由于频率选择性衰落，更恶劣的影响可能在该传输频带中发生。尽管OFDM方案与CDMA方案等相比，容许频率选择性衰落，但是时变频率选择性衰落作为确定OFDM移动通信系统的总的能力的重要因数而起作用。 

然而，目前所使用的用于利用保护间隔信号估计频率偏置和定时偏置的方案存在的问题在于，难于直接应用该方案到OFDM移动通信系统，包括时变频率选择性衰落信道条件，这是因为该方案对在加性白高斯噪声(AWGN)或者时变平坦的衰落信道条件中所接收的信号建模。 

发明内容

因此，已经做出本发明来解决如上所述的在现有技术中发生的问题，本发明的一个目的是提供一种用于在OFDM移动通信系统中获取同步的装置和 方法。 

本发明的另一个目的是提供一种用于在OFDM移动通信系统中获取同步的、具有最小复杂性的装置和方法。 

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于在利用正交频分复用(OFDM)方案的移动通信系统的接收机中获取同步的方法。该方法包括： 

对在时变频率选择性衰落信道条件中的时变频率选择性衰落信道的功率延迟概图建模； 

根据在时变频率选择性衰落信道条件中的在接收信号的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关性，生成码元定时偏置和频率偏置的对数概率分布函数，其中n为采样位置，而N为从第n个采样起间隔的采样数；以及 

利用最大似然性技术，考虑到在时变频率选择性衰落信道条件下的功率延迟概图，来估计使所述对数概率分布函数最大化的码元定时偏置和频率偏置， 

其中所述接收信号由下列式子来建模： 

$r\left(n\right)=[\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}s(n-k-\mathrm{\τ})\·h_k\left(n\right)]e^{j2\mathrm{\π\ϵn}/N}+w\left(n\right)$

其中τ表示码元定时偏置，ε表示频率偏置，L表示多径的数目，w(n)表示加性白高斯噪声AWGN，而h_k(n)表示在第n个码元中的第k个多径分量， 

其中h_k(n)由下列式子来表示： 

h_k(n)＝a_k(n)·g_k(n) 

其中，a_k表示在第k个多径中的平均功率的平方根，g_k(n)表示其中在第k个多径中的平均功率值是1的函数， 

其中，当利用OFDM方案的移动通信系统具有N_CP数目的多径以及保护间隔信号具有N_CP的长度时，所述功率延迟概图由下式表示， 

$a_k=\frac{C}{k},$

其中，k表示N_CP数目的多径中的第k个多径，k为自然数，而C为由下式表示的常数： 

$C=\sqrt{\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{k}^2}}.$

为了实现上述目的，根据本发明的另一个方面，提供了一种用于在利用 正交频分复用(OFDM)方案的移动通信系统的接收机中获取同步的装置。该装置包括： 

接收机，用于接收射频(RF)信号，转换所接收的RF信号为基带信号，并对所述基带信号执行快速傅立叶变换(FFT)；以及 

同步获取单元，用于输入对其已经执行FFT的信号，对在时变频率选择性衰落信道条件中的时变频率选择性衰落信道的功率延迟概图建模，根据在时变频率选择性衰落信道条件中的在接收信号的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关性，生成码元定时偏置和频率偏置的对数概率分布函数，其中n为采样位置，而N为从第n个采样起间隔的采样数，以及利用最大似然性技术，考虑到在时变频率选择性衰落信道条件下的功率延迟概图，来估计使所述对数概率分布函数最大化的码元定时偏置和频率偏置， 

其中所述接收信号由下列式子来建模： 

$r\left(n\right)=[\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}s(n-k-\mathrm{\τ})\·h_k\left(n\right)]e^{j2\mathrm{\π\ϵn}/N}+w\left(n\right)$

其中τ表示码元定时偏置，ε表示频率偏置，L表示多径的数目，w(n)表示加性白高斯噪声AWGN，而h_k(n)表示在第n个码元中的第k个多径分量， 

其中h_k(n)由下列式子来表示： 

h_k(n)＝a_k(n)·g_k(n) 

其中，a_k表示在第k个多径中的平均功率的平方根，g_k(n)表示其中在第k个多径中的平均功率值是1的函数， 

其中，当利用OFDM方案的移动通信系统具有N_CP数目的多径以及保护间隔信号具有N_CP的长度时，所述功率延迟概图由下式表示， 

$a_k=\frac{C}{k},$

其中，k表示N_CP数目的多径中的第k个多径，k为自然数，而C为由下式表示的常数： 

$C=\sqrt{\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{k}^2}}.$

附图说明

根据下面结合附图的详细描述，本发明的上述和其它目的、特征和优点将会更明显，其中： 

图1是图示在OFDM移动通信系统中的时域上的OFDM码元结构的图； 

图2是图示在OFDM移动通信系统中所接收的多径信号的相关性的图； 

图3是图示在α-函数、一般指数衰减功率延迟概图和相等增益功率延迟概图间的比较的曲线图，其中α-函数表示根据本发明的一个实施例的时变频率选择性衰落信道的功率概图； 

图4是执行本发明的实施例中的功能的OFDM移动通信系统的MSS的框图； 

图5是图示基于在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中所发送的 OFDM码元数、在利用由本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置估计方案和根据现有技术的码元定时偏置估计方案之间的均方差(MSE)性能比较的曲线图； 

图6是图示基于在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用由本发明所提出的最大似然方案的频率偏置估计方案和根据现有技术的频率偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图； 

图7是图示基于在具有相等增益的功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用由本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置估计方案和根据现有技术的码元定时偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图；和 

图8是图示基于在具有相等增益的功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用由本发明所提出的最大似然方案的频率偏置估计方案和根据现有技术的频率偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图。 

具体实施方式

在此将参照附图详细描述本发明的优选实施例。在下面的描述中，在此并入的已知功能和配置的详细描述在它可能使本发明的主题不明显时将被忽略。 

本发明提出了一种用于在利用正交频分复用(OFDM)方案的移动通信系统中获取同步的装置和方法，该利用正交频分复用(OFDM)方案的移动通信系统将被称作为OFDM移动通信系统。所述同步获取表示估计频率偏置和定时偏置，即，码元定时偏置。具体来说，本发明提出了一种在包括时变频率选择性衰落信道条件的OFDM移动通信系统中利用保护间隔信号来获取同步的装置和方法。而且，本发明提出了一种甚至在没有独立的信道估计的情况下利用在所接收的信号和保护间隔信号之间的相关性(correlation)来获取同步的装置和方法。下面，在描述本发明的过程中，通过α-函数对时变频率选择性衰落信道的功率概图(power profile)建模。而且，因为α-函数将被详细描述，所以这里忽略其详细描述。 

在描述本发明之前，将描述时域上的OFDM码元的结构。图1是图示在OFDM移动通信系统中在时域上的OFDM码元结构的图。 

在描述图1之前，在OFDM移动通信系统中，保护间隔信号按‘循环前缀’ 方案和‘循环后缀’方案中的一个被插入，其中在‘循环前缀’方案中，在时域上的OFDM码元的预定最后采样被复制并被插入到有效OFDM码元中，而在‘循环后缀’方案中，在时域上的OFDM码元的预定最初采样被复制并被插入到有效OFDM码元中。图1示出了当利用循环前缀方案生成保护间隔信号时的OFDM码元的结构。即，图1示出了OFDM码元的结构，在该结构中利用循环前缀方案插入了保护间隔信号，在该循环前缀方案中，有效OFDM码元的预定最后采样‘I’被复制并被插入到有效OFDM码元中，作为保护间隔信号‘I’。保护间隔‘I’具有L采样的长度。 

而且，因为OFDM移动通信系统包括时变频率选择性衰落信道条件，有必要在时变频率选择性衰落信道条件中重新对所接收的信号建模，以便估计所述频率偏置和码元定时偏置。 

在下文中，将描述用于在时变频率选择性衰落信道条件中对所接收的信号建模的过程。在描述本发明的过程中，假定利用循环前缀方案插入在OFDM移动通信系统中使用的保护间隔信号。所述保护间隔信号将被称作为‘CP’。 

当假定码元定时偏置是τ，而频率偏置是ε时，可以按下面的等式(1)所表示的来对在时变频率选择性衰落信道条件中所接收的信号建模。 

$r\left(n\right)=\left[\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}s(n-k-\mathrm{\τ})\·h_k\left(n\right)\right]e^{j2\mathrm{\π\ϵn}/N}+w\left(n\right)---\left(1\right)$

在等式(1)中，L表示多径的数目，而h_k(n)表示在第n个码元中的第k个多径分量。在第n个码元中的第k个多径分量h_k(n)可以由下面的等式(2)来表示。 

h_k(n)＝a_k(n)·g_k(n)                         ……..(2) 

在等式(2)中，a_k表示在第k个多径中的平均功率的平方根。在等式(2)中，当a_k表示在第k个多径中的平均功率的平方根时，g_k(n)表示其中在第k个多径中的平均功率值是1的函数。因此，可以将衰落信道的自相关函数表示为根据按下面的等式(3)所表示的Jakes模型的复高斯随机过程。 

$E\{g_k\left(n_1\right)\·{g_1}^{*}\left(n_2\right)\}=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_d\right|n_1-n_2\left|\frac{T_s}{N}\right)\·\mathrm{\δ}(k-1)---\left(3\right)$

在等式(3)中，f_d表示多普勒频率，T_s表示一个OFDM码元周期，N表示FFT尺寸，J₀(·)表示第一种类的第0阶贝塞尔函数，以及δ(·)表示Delta函数。 

图2是图示在OFDM移动通信系统中基于多径所接收的信号的相关性的 图。 

在描述图2之前，按等式(3)所描述的，通过不同的多径所接收的信号的相关性是0。在图2中，‘情形1’表示在所接收的信号中的CP的第一采样和与该CP的第一采样间隔N个采样的采样之间的相关性，而‘情形2’表示在所接收的信号中的CP的最后采样和与该CP的最后采样间隔N个采样的采样之间的相关性。分别用下面的等式(4)和(5)可以表示情形1和2中的相关性。 

情形1：E{r(1)·r^*(1+N)}＝σ_s ²J₀(2πf_dT_s)·α₀ ²  ……(4) 

情形2：E{r(N_CP)·r^*(N_CP+N)}＝σ_s ²J₀(2πf_dT_s)    ……(5) 

正如等式(4)和(5)所表示的，所接收的信号的相关性在情形1和2中是不同的。因为根据现有技术利用CP估计频率偏置和定时偏置的方案在加性白高斯噪声(AWGN)或时变平坦衰落信道条件中对信号建模，所以情形1和2示出了如由等式(5)所表示的相关。然而，在具有多径的信道条件中，因为情形1包括码间干扰(ISI)，所以情形1示出了与情形2的相关性不同的相关性。因此，有必要估计频率偏置和定时偏置，以便防止由于多径而导致的性能退化。 

下面，将描述用于建模α-函数的过程。 

通常实际考虑在城市区域中的信道条件的功率延迟概图遵循指数衰减功率延迟概图。指数衰减功率延迟概图显示了根据多径或最大延迟速度而不同的衰减程度。在OFDM移动通信系统中，通常考虑多径数来设计CP，即将CP设计得大于多径数。当多径数或者最大延迟速度增加时，信道大大地扩展。经常与指数衰减功率延迟概图一起考虑的相等增益功率延迟概图是当在指数衰减功率延迟概图中最大延迟扩展在理论上是无穷(∞)时所获得的功率延迟概图。 

然而，因为OFDM移动通信系统的接收机不能识别时变频率选择性衰落信道的平均功率概图，所以有必要执行用于对时变频率选择性衰落信道的功率概图建模的过程。下面，为了便于描述，假定OFDM移动通信系统的发射机是基站(BS)，而OFDM移动通信系统的接收机是移动用户站(BSS)。 

如上所述，因为在实际信道条件中的功率概图显示出指数衰减功率延迟概图特性，所以所述α-函数可以被假设为等式(2)中的a_k＝C·e^bk。为了求解方程a_k＝C·e^bk，有必要导出两个未知量，即，为平均功率值的归一化所要求的常数C，以及与最大延迟扩展值有关的常数b。然而，因为由MSS可识别的 信息仅仅是通过所有多径所接收的信号的平均功率的和是1，所以实际上不可能导出为平均功率值的归一化所要求的常数C和与最大延迟扩展值有关的常数b。 

因此，在本发明中，有必要检测具有近似类似于指数函数特性的特性的α-函数，并且可以在只有通过所有多径所接收的信号的平均功率的和是1的信息的条件下建模。结果，可以通过包括多项式函数的多个特定函数进行建模，但是可以将具有几乎类似于指数函数特性的特性的分数函数假定为可以用下面的等式(6)所表示的α-函数。 

$a_k=\frac{C}{k},$  C是常数    ……(6) 

如果假定多径的数目与等式(6)的α-函数中的CP的长度N_CP完全相同，则常数C可以用下面的等式(7)来表示。 

$\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k^2=1\→C=\sqrt{\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{k}^2}}---\left(7\right)$

下面，将参照图3描述根据本发明的一个实施例的时变频率选择性衰落信道的普通指数衰减功率延迟概图和相等增益功率延迟概图以及功率概图即α-函数之间的比较。 

图3是图示α-函数、普通指数衰减功率延迟概图和相等增益功率延迟概图之间比较的曲线图，其中α-函数表示根据本发明的实施例的时变频率选择性衰落信道的功率概图。 

在图3中，由实线标记的曲线对应于α-函数，由虚线标记的曲线对应于普通指数衰减功率延迟概图和相等增益功率延迟概图。正如图3中所示，可以理解，α-函数具有几乎类似于指数衰减功率延迟概图的特性的特性。然而，如果在所述指数衰减功率延迟概图中最大延迟扩展值变化，则在所述指数衰减功率延迟概图和α-函数之间的相似性大大地退化。在极端的情形中，在最大延迟扩展是无穷的相等增益功率延迟概图与α-函数之间的类似特性几乎不存在。 

在OFDM移动通信系统中，实际的信道条件可以具有所述指数衰减功率延迟概图或相等增益功率延迟概图的特性，该指数衰减功率延迟概图或相等增益功率延迟概图较少地类似于表示在本发明的实施例中所考虑的时变频率选择性衰落信道的功率概图的α-函数。然而，当考虑α-函数来估计频率偏置 和码元定时偏置时，所述估计性能优于当根据现有技术估计频率偏置和码元定时偏置时的性能改善。随后将描述当考虑α-函数来估计频率偏置和码元定时偏置时的性能改善，这里忽略其详细描述。 

当考虑在按如上所述那样建模的接收信号和通过多径所接收的信号之间的相关性时，可以用下面的等式(8)来表示码元定时偏置τ和频率偏置ε的对数概率分布。 

Λ(τ，ε)＝logf(r|τ，ε) 

$=\log \left(\underset{n\∈I}{\mathrm{\Π}}f(r\left(n\right),r(n+N))\underset{n\∉\mathrm{IO\Γ}}{\mathrm{\Π}}f\left(r\left(n\right)\right)\right)---\left(8\right)$

$=\log \left(\underset{n\∈I}{\mathrm{\Π}}\frac{f(r\left(n\right),r(n+N))}{f\left(r\left(n\right)\right)f\left(r(n+N)\right)}\underset{n}{\mathrm{\Π}}f\left(r\left(n\right)\right)\right)$

在等式(8)中，因为

变成与码元定时偏置τ和频率偏置ε无关的值，所以由等式(8)所表示的对数概率分布可以简单地用下面的等式(9)来表示。变成与码元定时偏置τ和频率偏置ε无关的值的理由是因为对于所有n进行乘法运算。因此，

变成与码元定时偏置τ和频率偏置ε无关的值。而且，因为f(r(n))不对相位旋转而变化，所以

变成与频率偏置ε无关的值。在等式(8)中，f(r(n))表示在时域上所接收的信号的第n个采样的概率分布函数，以及

表示在观测间隔中对整个所接收的信号的联合概率分布函数。 

$\mathrm{\Λ}(\mathrm{\τ},\mathrm{\ϵ})=\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\log \left(\frac{f(r\left(n\right),r(n+N))}{f\left(r\left(n\right)\right)f\left(r(n+N)\right)}\right)---\left(9\right)$

结果，当用于最大化Λ(τ，ε)的码元定时偏置τ和频率偏置ε在用由等式(9)所表示的对数概率分布函数来检测时，所检测的码元定时偏置τ和频率偏置ε变成精确估计的码元定时偏置τ和频率偏置ε。 

在用由等式(9)所表示的对数概率分布函数检测用于最大化Λ(τ，ε)的码元定时偏置τ和频率偏置ε之前，有必要检测复高斯概率分布f(r(n)，r(n+N))和f(r(n))，以便求解按等式(9)所表示的对数概率分布函数。可以分别用下面的等式(10)和(11)表示复高斯概率分布f(r(n)，r(n+N))和f(r(n))。 

$f\left(r\left(n\right)\right)=\frac{\exp (-\frac{{\left|r\left(n\right)\right|}^2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2})}{\mathrm{\π}({{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2)}---\left(10\right)$

在等式(10)中，σ_s ²表示所发送的信号s(·)的平均功率，而σ_w ²表示AWGNW(·)的平均功率。 

$f(r\left(n\right),r(n+N))=\frac{\exp (-\frac{{\left|r\left(n\right)\right|}^2-2{\mathrm{\ρ}}_n\mathrm{Re}\left\{e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}r\left(n\right)r^{*}(n+N)\right\}+{\left|r(n+N)\right|}^2}{({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_w^2)(1-{\mathrm{\ρ}}_n^2)})}{{\mathrm{\π}}^2({\mathrm{\σ}}_s^2+{\mathrm{\σ}}_w^2)(1-{\mathrm{\σ}}_n^2)}---\left(11\right)$

在等式(11)中，ρ_n表示在所接收的信号中的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关系数绝对值。 

当将按等式(10)和(11)所表示的复高斯概率分布f(r(n)，r(n+N))和f(r(n))代入由等式(9)所表示的对数概率分布函数中时，可以用下面的等式(12)表示所述对数概率分布函数。 

$\mathrm{\Λ}(\mathrm{\τ},\mathrm{\ϵ})=-\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\log (1-{{\mathrm{\ρ}}_n}^2)-\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{{{\mathrm{\ρ}}_n}^2\left|r\left(n\right)\right|}^2+{{\mathrm{\ρ}}_n}^2{\left|r(n+N)\right|}^2-2{\mathrm{\ρ}}_n\mathrm{Re}\left\{r\left(n\right)r^{*}(n+N)e^{j2\mathrm{\π\ϵ}}\right\}}{(1-{{\mathrm{\ρ}}_n}^2)({{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2)}$

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{\τ}+l}=\underset{k=l}{\overset{l+1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{C^2\·{{\mathrm{\σ}}_s}^2{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_d{T}_s\right)}{k^2({{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2)}$    l＝0，1，...，N_CP-1 

                                        ……(12) 

在等式(12)中，因为

是与码元定时偏置τ和频率偏置ε无关的值，所以它也可以从等式(12)中消除。因此，当将通过从等式(12)中消除而得到的等式定义为对数概率分布函数Λ_2nd(τ，ε)时，可以用下面的等式(13)表示该对数概率分布函数Λ_2nd(τ，ε)。 

${\mathrm{\Λ}}_{2\mathrm{nd}}(\mathrm{\τ},\mathrm{\ϵ})\≡\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\mathrm{Re}\right\{\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_{n}r\left(n\right)r*(n+N)}{(1-{{\mathrm{\ρ}}_n}^2)}{e}^{j2\mathrm{\π\ϵ}}\}-\frac{1}{2}\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n^2({\left|r\left(n\right)\right|}^2+{|r(n+N)}^2)}{(1-{\mathrm{\ρ}}_n^2)}]---\left(13\right)$

为了简化由等式(13)所表示的对数概率分布函数Λ_2nd(τ，ε)，两个参数即γ(n)和Φ(n)可以按等式(14)和(15)所表示的那样来定义。 

$\mathrm{\γ}\left(n\right)=\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n}{1-{{\mathrm{\ρ}}_n}^2}r\left(n\right)r*(n+N)---\left(14\right)$

$\mathrm{\Φ}\left(n\right)\≡\frac{1}{2}\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n^2}{(1-{\mathrm{\ρ}}_n^2)}\{{\left|r\left(n\right)\right|}^2+{\left|r(n+N)\right|}^2\}---\left(15\right)$

可以理解，γ(n)示出了用等式(14)所表示的相关部分的修正形式，而Φ(n)示出了按由等式(15)所表示的能量部分的修正形式。 

当将按等式(14)和(15)所定义的参数γ(n)和Φ(n)应用于对数概率分布 函数等式(13)的Λ_2nd(τ，ε)时，可以用下面的等式(16)来表示该Λ_2nd(τ，ε)。 

${\mathrm{\Λ}}_{2\mathrm{nd}}(\mathrm{\τ},\mathrm{\ϵ})=\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\mathrm{Re}\right\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}\cos \left(2\mathrm{\π\ϵ}\right)-\mathrm{Im}\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}\sin \left(2\mathrm{\π\ϵ}\right)-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)]$

$=\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\right|\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)|\cos (2\mathrm{\π\ϵ}+\∠\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right))-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)]---\left(16\right)$

而且，为了估计码元定时偏置τ和频率偏置ε，必须执行下面的步骤。 

在第一步骤中，检测用于最大化对数概率分布函数Λ_2nd(τ，ε)的估计频率偏置

。当相对于频率偏置ε对数概率分布函数Λ_2nd(τ，ε)偏微分(partiallydifferentiate)时，可能得到由等式(17)和(18)所表示的结果。 

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}{\tan }^{-1}\left[\frac{\mathrm{Im}\left\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\right\}}\right]=-\frac{1}{2}\∠\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)---\left(17\right)$

$2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}\left(\mathrm{\τ}\right)+\∠\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)=2\mathrm{\πn}$  ，n是整数    ……(18) 

在第二步骤中，将从等式(17)和(18)获得的结果代入等式(16)中，以便表示与码元定时偏置τ有关的等式。该等式可以用等式(19)和(20)来表示。 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{ML}}=\arg \underset{\mathrm{\τ}}{\max }\left\{\right|\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)|-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}---\left(19\right)$

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{ML}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠\mathrm{\γ}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{ML}}\right)---\left(20\right)$

结果，由等式(19)和(20)所表示的码元定时偏置

和频率偏置变成在考虑时变频率选择性衰落信道条件的情况下所估计的码元定时偏置和频率偏置。因此，按如上所述的本发明所提出的码元定时偏置和频率偏置估计方案变成最大似然(ML)码元定时偏置和频率偏置估计方案。 

图4是执行本发明的实施例中的功能的OFDM移动通信系统的移动用户站的框图。 

参照图4，OFDM移动通信系统的移动用户站包括：射频(RF)处理器411、模数转换器(ADC)413、定时偏置估计器415、频率偏置估计器417、保护间隔消除器419、串并转换器(SPC)421、FFT单元423、均衡器425、导频码元提取器427、信道估计器429、并串转换器(PSC)431、码元去映射器(demapper)433、去交织器435和解码器437。 

来自OFDM移动通信系统的BS的传输信号变成其中当传输信号经历多径信道时噪声被叠加到传输信号上的信号，并且通过接收(Rx)天线被接收。通过Rx天线所接收的信号被输入到RF处理器411。RF处理器411下变频(down-convert)输入的信号到中频(IF)频带的模拟信号，并输出该模拟信号 到ADC 413。 

ADC 413将从RF处理器411输出的模拟信号转换为数字信号，并输出该数字信号到定时偏置估计器415。定时偏置估计器415输入从ADC 413输出的信号，利用如上所述的最大似然方案来估计定时偏置即码元定时偏置τ，并输出所估计的码元定时偏置τ到频率偏置估计器417。因为最大似然方案的码元定时偏置τ的估计操作先前已经被描述，所以这里将忽略其详细描述。频率偏置估计器417输入从定时偏置估计器415输出的信号，利用如上所述的最大似然方案来估计频率偏置ε，并输出所估计的频率偏置ε到间隔保护消除器419。因为利用最大似然方案的频率偏置ε的估计操作先前已经被描述，所以这里将忽略其详细描述。 

保护间隔消除器419输入从定时偏置估计器415和频率偏置估计器417输出的信号，从输入的信号中消除保护间隔信号，并输出串行信号到SPC 421。SPC 421输入从保护间隔消除器419输出的串行信号，对所输入的信号执行并行变换，并输出所转换的信号到FFT单元423。FFT单元423对从SPC 421输出的信号执行N点FFT，并输出预定信号到均衡器425。 

均衡器425输入从FFT单元423输出的信号，对所输入的信号执行信道均衡，并输出并行的信号到PSC 431。PSC 431输入从均衡器425输出的并行信号，对所输入的信号执行串行变换，并输出所转换的信号到码元去映射器433。 

从FFT单元423输出的信号也被输入到导频码元提取器427。导频码元提取器427从自FFT单元423输出的信号中提取导频码元，并输出所提取的导频码元到信道估计器429。在此，对估计码元定时偏置和频率偏置不执行信道估计器429的信道估计操作，而当在码元定时偏置和频率偏置被估计，即同步被获取之后实际进行通信时，对获取精确同步执行信道估计器429的信道估计操作。 

码元去映射器433利用与应用于OFDM移动通信系统的BS的调制方案相对应的解调方案，对从PSC 431输出的信号进行解调，并且输出所解调的信号到去交织器435。去交织器435利用与应用于OFDM移动通信系统的BS的交织方案相对应的去交织方案，对从码元去映射器433输出的信号进行去交织，并输出所去交织的信号到解码器437。解码器437利用与应用于OFDM移动通信系统的基站的编码方案相对应的解码方案，对从去交织器435输出的 信号进行解码，并输出所解码的信号来作为从发送方发送的信息数据。 

在下文中，将描述在利用由本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案与根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较。 

首先，为了在利用由本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案与根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较，假定下面的信道条件： 

(1)子信道数N＝128； 

(2)CP＝16的长度N_CP； 

(3)多径数L＝12； 

(4)载频＝2[GHz]； 

(5)采样率＝1.4414[MH]； 

(6)移动速度：1[km/h]，60[km/h]； 

(7)码元数N_s＝1～11；以及 

(8)码元定时偏置被归一化为N_CP+N，而频率偏置被归一化为ISI。 

在利用由本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案与根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较之前，有必要执行用于在OFDM移动通信系统中确定码元定时偏置和频率偏置的估计精度的过程。 

为了在OFDM移动通信系统中确定码元定时偏置和频率偏置的估计精度，必须执行下面的两个过程：(1)必须建立用于评估码元定时偏置的估计精度的性能评估标准，以及还必须考虑按照性能评估标准所要求的性能；以及(2)必须建立用于评估频率偏置的估计精度的性能评估标准，以及还必须考虑按照性能评估标准所要求的性能。 

下面，将描述用于建立用于评估码元定时偏置的估计精度的性能评估标准和按照性能评估标准所要求的性能的过程。 

首先，在性能评估中，使用了基于码元定时偏置估计值的均方差(MSE)。假定已经为其获取同步的OFDM码元的采样索引是{-N_CP，…，-1，0，1…，N-1}，所述码元定时偏置是τ，以及最大信道延迟扩展值是L_max。在此情形中，当码元定时偏置τ存在于下面的等式(21)的范围内时，在各副载波之间保持正交性。因此，执行FFT操作，因为码元定时偏置是τ，然后在OFDM码元的采样 值中只有相位旋转发生。利用在OFDM移动通信系统中的MSS的均衡器可以补偿该相位旋转。 

τ∈{-N_CP+L_max，-N_CP+L_max+1，...，0}    ……(21) 

然而，当码元定时偏置τ不存在于等式(21)的范围内时，在各副载波之间不保持正交性，这是因为ISI和载波间干扰(ICI)发生。所以，OFDM移动通信系统的性能可以显著地退化。因此，当码元定时偏置τ的估计值存在于等式(21)的范围内时，由OFDM移动通信系统作为目标的性能被满足。因为在为在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案和普通码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较所假定的信道条件中，CP的长度N_CP是16，而多径数L是12，所以码元定时偏置τ必须被保持在至少4(＝16-12)个采样内。这是因为由OFDM移动通信系统作为目标的性能可以被满足。 

当通常假定MSE是σ，而CP的长度N_CP中的可允许的误差是δ％时，则码元定时偏置τ必须满足等式(22)。 

$3\mathrm{\σ}\≤\frac{N_{\mathrm{CP}}}{N+N_{\mathrm{CP}}}\×\frac{\mathrm{\δ}}{100}---\left(22\right)$

即，等式(22)表示当MSE是σ时，码元定时偏置τ存在于CP的长度N_CP 中的可允许的误差δ％的范围内，其可靠性大于99％。例如，当用于为在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案和根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较所假定的信道条件的参数被代入等式(22)中时，MSEσ²必须小于  $8.57\×{10}^{-5}(\≅{\left(\frac{16\×0.25}{3\×(128+16)}\right)}^2),$ 以便允许在码元定时偏置τ的估计之后的误差存在于25％的范围内。 

接着，将描述用于建立用于评估频率偏置的估计精度的性能评估标准和按照性能评估标准所要求的性能的过程。 

首先，在性能评估中，使用了基于频率偏置估计值的MSE。所述频率偏置的估计精度可以通过位误码率(BER)性能来考核。与相对于10^-3的BER没有误差的情形相比，对直达其中发生小于大约1[dB]的性能退化的情形，频率偏置估计中的误差可以是可允许的。这是因为频率偏置估计中的误差可以具有在相邻副载波之间的间隔的大约1％的值。下文中，将描述在副载波之间的间隔的可允许误差和基于频率偏置估计值的MSE之间的关系。 

首先，当假定MSE是σ并且在副载波之间的间隔的可允许误差是δ％时， 等式(23)必须被满足。 

$3\mathrm{\σ}\≤\frac{\mathrm{\δ}}{100}---\left(23\right)$

即，等式(23)表示当MSE是σ时，频率偏置ε存在于在副载波之间的间隔的可允许误差δ％的范围内，其可靠性大于99％。例如，当为在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案和普通码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较所假定的信道条件中的参数被代入等式(23)时，MSEσ²必须小于  $1.11\×{10}^{-1}(\≅{\left(\frac{1}{3\×100}\right)}^2),$ 以便允许在频率偏置ε的估计之后的误差存在于在副载波之间的间隔的1％的范围内。 

为了在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案和根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较，使用了其中在移动通信系统中发送1个OFDM码元到11个OFDM码元的方案，从而提高了码元定时偏置和频率偏置的估计精度。 

下文中，将参照图5和6，根据在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数，描述在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案和根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较。 

图5是图示基于在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置估计方案和根据现有技术的码元定时偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图。 

参照图5，示出了当在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中移动用户站的运动速度是1[km/h]和60[km/h]时的各情形。 

图6是图示基于在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用本发明所提出的最大似然方案的频率偏置估计方案和根据现有技术的频率偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图。 

参照图6，示出了当在具有指数衰减功率延迟概图的信道条件中移动用户站的运动速度是1[km/h]和60[km/h]时的各情形。 

如图5和6中所示，其中使用了根据现有技术的频率偏置估计方案，当在移动用户站的运动速度是1[km/h]的条件下，OFDM码元数是9时，以及当在移动用户站的运动速度是60[km/h]的条件下，OFDM码元数是11时，所述估计方案可以满足码元定时偏置和频率偏置的所有MSE性能评估标准。 

然而，其中使用了根据本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置估计方案，当在移动用户站的运动速度是1[km/h]的条件下，OFDM码元数是3时，以及当在移动用户站的运动速度是60[km/h]的条件下，OFDM码元数是6时，所述估计方案可以满足码元定时偏置和频率偏置的所有MSE性能评估标准。 

结果，当使用了根据本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案时，和其中使用了根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案的情形相比，仅仅用相对少量的OFDM码元就可能满足所有的MSE性能评估标准。因此，可能最小化由于估计码元定时偏置和频率偏置而导致的时间延迟。 

下文中，将参照图7和8，根据在具有相等增益功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数，描述在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时和频率偏置估计方案和根据现有技术的码元定时和频率偏置估计方案之间的性能比较。 

图7是图示基于在具有相等增益功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置估计方案和根据现有技术的码元定时偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图。 

参照图7，示出了当在具有相等增益功率延迟概图的信道条件中移动用户站的运动速度是1[km/h]和60[km/h]时的各情形。 

图8是图示基于在具有相等增益功率延迟概图的信道条件中所发送的OFDM码元数、在利用本发明所提出的最大似然方案的频率偏置估计方案和根据现有技术的频率偏置估计方案之间的MSE性能比较的曲线图。 

参照图8，示出了当在具有相等增益功率延迟概图的信道条件中移动用户站的运动速度是1[km/h]和60[km/h]时的各情形。 

如图7和8所示，其中使用了根据本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案，当在移动用户站的运动速度是1[km/h]的条件下，OFDM码元数是7时，以及当在移动用户站的运动速度是60[km/h]的条件下，OFDM码元数是9时，所述估计方案可以满足码元定时偏置和频率偏置的所有MSE性能评估标准。 

然而，当使用了根据现有技术的码元定时偏置估计方案时，尽管增加了OFDM码元数，最低误码率(error floor)仍会发生，从而在性能方面不存在 改善。因此，现有技术估计方案不能满足码元定时偏置的MSE性能评估标准。 

下面的表1示出了利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案和根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案之间的复杂性。 

表1 

现有技术	本发明
		(9N<sub>CP</sub>+)·N+3	(11N<sub>CP</sub>+3)·N+3

如表1中所示，可以理解，与根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案相比，利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案在复杂性方面显示出略微的增加。但是，在根据现有技术利用CP的码元定时偏置和频率偏置估计方案中，必须在多个OFDM码元间隔中计算平均，直到目标MSE值被满足为止，这是因为在一个OFDM码元期间，该估计方案无法满足由OFDM移动通信系统作为目标的性能。因此，发生了用于码元定时偏置和频率偏置的估计的时间延迟。 

因此，有必要考虑为满足由OFDM移动通信系统作为目标的性能(即目标MSE)所要求的总的计算量。下面的表2为满足利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案和根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案的目标MSE所要求的总的计算量。 

表2 

如表2中所示，在其中使用了根据本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案的情形中，当移动用户站的运动速度是1[km/h]时，与其中使用了根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案的情形相比，所述计算量可以被减少大约2.4倍。而且，在其中使用了根据本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案的情形中，当移动用户站的运动速度是60[km/h]时，与其中使用了根据现有技术的码元定 时偏置和频率偏置估计方案的情形相比，所述计算量可以被减少大约1.5倍。 

结果，当使用根据本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案时，与其中使用了根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案的情形相比，在一个OFDM码元期间，估计所述码元定时偏置和频率偏置所要求的计算量可以如表1中所示的那样轻微地增加。但是，用于满足目标性能的整个复杂性被减少了。因此，当使用利用本发明所提出的最大似然方案的码元定时偏置和频率偏置估计方案时，与使用了根据现有技术的码元定时偏置和频率偏置估计方案相比，可能利用更小数目的OFDM码元精确地执行所述码元定时偏置和频率偏置的估计，并减少所述复杂性。 

根据如上所述的本发明，可能利用相对少量的OFDM码元精确估计码元定时偏置和频率偏置，由此最小化了用于估计码元定时偏置和频率偏置所需要的时间。而且，根据本发明，可能利用相对少量的OFDM码元估计码元定时偏置和频率偏置，由此，最小化了根据码元定时偏置和频率偏置的估计的复杂性。 

尽管已经参照本发明的某些优选实施例示出和描述了本发明，但是本领域技术人员要懂得，在不偏离由所附权利要求所定义的本发明的精神和范围的情况下，在此可以做出各种形式和细节上的变化。 

Claims (10)

1.一种用于在利用正交频分复用OFDM方案的移动通信系统中获取同步的方法，该方法包括：

对在时变频率选择性衰落信道条件中的时变频率选择性衰落信道的功率延迟概图建模；

根据在时变频率选择性衰落信道条件中的在接收信号的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关性，生成码元定时偏置和频率偏置的对数概率分布函数，其中n为采样位置，而N为从第n个采样起间隔的采样数；以及

利用最大似然性技术，考虑到在时变频率选择性衰落信道条件下的功率延迟概图，来估计使所述对数概率分布函数最大化的码元定时偏置和频率偏置，

其中所述接收信号由下列式子来建模：

$r\left(n\right)=[\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}s(n-k-\mathrm{\τ})\·h_k\left(n\right)]e^{j2\mathrm{\π\ϵn}/N}+w\left(n\right)$

其中τ表示码元定时偏置，ε表示频率偏置，L表示多径的数目，w(n)表示加性白高斯噪声AWGN，而h_k(n)表示在第n个码元中的第k个多径分量，

其中h_k(n)由下列式子来表示：

h_k(n)＝a_k(n)·g_k(n)

其中，a_k表示在第k个多径中的平均功率的平方根，g_k(n)表示其中在第k个多径中的平均功率值是1的函数，

其中，当利用OFDM方案的移动通信系统具有N_CP数目的多径以及保护间隔信号具有N_CP的长度时，所述功率延迟概图由下式表示，

$a_k=\frac{C}{k},$

其中，k表示N_CP数目的多径中的第k个多径，k为自然数，而C为由下式表示的常数：

$C=\sqrt{\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{k}^2}}.$

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述对数概率分布函数包括所接收信号的相关部分分量和能量部分分量。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述对数概率分布函数由下式表示，

${\mathrm{\Λ}}_{2\mathrm{nd}}(\mathrm{\τ},\mathrm{\ϵ})=\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\mathrm{Re}\right\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}\cos \left(2\mathrm{\π\ϵ}\right)-\mathrm{Im}\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}\sin \left(2\mathrm{\π\ϵ}\right)-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)]$

$=\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\right|\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)|\cos (2\mathrm{\π\ϵ}+\∠\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right))-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)]$

其中，Λ_2nd(τ，ε)表示对数概率分布函数，σ_s ²表示所发送的信号s(·)的平均功率，σ_w ²表示AWGN的平均功率，而γ(n)和Φ(n)分别由下面的式子表示，

$\mathrm{\γ}\left(n\right)\≡\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n}{1-{{\mathrm{\ρ}}_n}^2}r\left(n\right)r*(n+N),$

其中，ρ_n表示在所接收的信号中的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关系数绝对值，而

$\mathrm{\Φ}\left(n\right)\≡\frac{1}{2}\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n^2}{(1-{\mathrm{\ρ}}_n^2)}\{{\left|r\left(n\right)\right|}^2+{\left|r(n+N)\right|}^2\}.$

4.根据权利要求3所述的方法，其中，估计的码元定时偏置的值由下式表示：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{ML}}=\arg \underset{\mathrm{\τ}}{\max }\left\{\right|\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)\},$

其中，

表示所述估计的码元定时偏置的值。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，估计的频率偏置的值由下式表示：

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{ML}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠\mathrm{\γ}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{ML}}\right),$

其中，

表示所述估计的频率偏置的值。

6.一种用于在利用正交频分复用OFDM方案的移动通信系统中获取同步的装置，该装置包括：

接收机，用于接收射频信号，转换所接收的RF信号为基带信号，并对所述基带信号执行快速傅立叶变换FFT；以及

同步获取单元，用于输入对其已经执行FFT的信号，对在时变频率选择性衰落信道条件中的时变频率选择性衰落信道的功率延迟概图建模，根据在时变频率选择性衰落信道条件中的在接收信号的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关性，生成码元定时偏置和频率偏置的对数概率分布函数，其中n为采样位置，而N为从第n个采样起间隔的采样数，以及利用最大似然性技术，考虑到在时变频率选择性衰落信道条件下的功率延迟概图，来估计使所述对数概率分布函数最大化的码元定时偏置和频率偏置，

其中所述接收信号由下列式子来建模：

$r\left(n\right)=[\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}s(n-k-\mathrm{\τ})\·h_k\left(n\right)]e^{j2\mathrm{\π\ϵn}/N}+w\left(n\right)$

其中τ表示码元定时偏置，ε表示频率偏置，L表示多径的数目，w(n)表示加性白高斯噪声AWGN，而h_k(n)表示在第n个码元中的第k个多径分量，

其中h_k(n)由下列式子来表示：

h_k(n)＝a_k(n)·g_k(n)

其中，a_k表示在第k个多径中的平均功率的平方根，g_k(n)表示其中在第k个多径中的平均功率值是1的函数，

其中，当利用OFDM方案的移动通信系统具有N_CP数目的多径以及保护间隔信号具有N_CP的长度时，所述功率延迟概图由下式表示，

$a_k=\frac{C}{k},$

其中，k表示N_CP数目的多径中的第k个多径，k为自然数，而C为由下式表示的常数：

$C=\sqrt{\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{CP}}}{\mathrm{\Σ}}}{k}^2}}.$

7.根据权利要求6所述的装置，其中，所述对数概率分布函数包括所接收信号的相关部分分量和能量部分分量。

8.根据权利要求6所述的装置，其中，所述对数概率分布函数被表示为，

${\mathrm{\Λ}}_{2\mathrm{nd}}(\mathrm{\τ},\mathrm{\ϵ})=\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\mathrm{Re}\right\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}\cos \left(2\mathrm{\π\ϵ}\right)-\mathrm{Im}\{\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)\}\sin \left(2\mathrm{\π\ϵ}\right)-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)],$

$=\frac{2}{{{\mathrm{\σ}}_s}^2+{{\mathrm{\σ}}_w}^2}\left[\right|\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)|\cos (2\mathrm{\π\ϵ}+\∠\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right))-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)]$

其中，Λ_2nd(τ，ε)表示对数概率分布函数，σ_s ²表示所发送的信号s(·)的平均功率，σ_w ²表示AWGN的平均功率，而γ(n)和Φ(n)分别被表示为，

$\mathrm{\γ}\left(n\right)\≡\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n}{1-{{\mathrm{\ρ}}_n}^2}r\left(n\right)r*(n+N),$

其中，ρ_n表示在所接收的信号中的第n个采样和第(n+N)个采样之间的相关系数绝对值，而

$\mathrm{\Φ}\left(n\right)\≡\frac{1}{2}\underset{n=\mathrm{\τ}}{\overset{\mathrm{\τ}+N_{\mathrm{CP}}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\ρ}}_n^2}{(1-{\mathrm{\ρ}}_n^2)}\{{\left|r\left(n\right)\right|}^2+{\left|r(n+N)\right|}^2\}.$

9.根据权利要求8所述的装置，其中，估计的码元定时偏置的值由下式表示，

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{ML}}=\arg \underset{\mathrm{\τ}}{\max }\left\{\right|\mathrm{\γ}\left(\mathrm{\τ}\right)-\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)\},$

其中，

表示所述估计的码元定时偏置的值。

10.根据权利要求8所述的装置，其中，估计的频率偏置的值由下式表示，

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{\mathrm{ML}}=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠\mathrm{\γ}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{ML}}\right),$

其中，

表示所述估计的频率偏置的值。

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