TWI423628B - 偵測載波頻率飄移方法以及接收器 - Google Patents

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Description

偵測載波頻率飄移方法以及接收器
本發明主要關於一種載波頻率飄移偵測，適用於正交分頻多工系統中，特別係有關於一種利用階層式調變的領航訊號偵測載波頻率飄移之方法以及裝置。
正交分頻多工(Orthogonal frequency-division multiplexing，簡稱OFDM)是現今重要的無線通訊技術，由於此技術擁有高速率的傳輸，在無線環境中，可以簡單並且有效的作傳送與接收，因此至今已被廣泛應用於數位廣播系統(Digital Audio Broadcasting，簡稱DAB)、數位電視廣播(Digital Video Broadcasting，簡稱DVB)、無線相容性認證(Wireless Fidelity，簡稱Wi-Fi)、全球互通微波存取(Worldwide Interoperability for Microwave Access，簡稱WiMAX)等，目前也被視為將是第四代行動通訊的基礎核心技術。
由於正交分頻多工技術係將傳送的資料分配於複數個相互重疊但彼此正交的子載波(sub-carriers)上，利用這些子載波來傳送資料，並且利用循環字首(Cyclic Prefix，簡稱CP)的方式來有效地降低多重路徑(multipath)所造成的符元間互相干擾(Inter-Symbol Interference，簡稱ISI)。又因正交分頻多工將傳輸的頻寬分割成多個窄頻，將使得每一個子載波僅受到平坦衰減的影響，接收器只需要一個簡單的等化器，即可對訊號作增益的調整，補償通道的平坦衰減。所以正交分頻多工技術具有抵抗多路徑干擾、頻寬使用效率高、等化器複雜度低、傳輸率高等優點。
然而，在高速移動的環境下，例如搭乘高鐵，正交分頻多工系統將面臨都普勒效應(Doppler Effect)，都普勒效應會造成載波頻率飄移(Carrier Frequency Offset，簡稱CFO)之問題，由於正交分頻多工系統為多載波系統，對於載波頻率飄移十分敏感，載波頻率飄移會破壞正交分頻多工系統中子載波間的正交性，因而造成了子載波間互相干擾(Inter-Carrier Interference，簡稱ICI)，使得正交分頻多工系統在高速度下傳輸的系統效能變差、錯誤率增加等問題。因此，如何偵測載波頻率飄移以解決載波間互相干擾(ICI)成為成功實現正交分頻多工系統重要的問題。
本發明一實施例提出一種接收器，適用於一正交分頻多工系統，包括：一訊號處理裝置，接收一正交分頻多工符元，並根據上述正交分頻多工符元以及一載波頻率飄移補償係數處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述正交分頻多工符元具有階層式調變的複數領航訊號，且上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；一訊號分析裝置，擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號，根據處理過之上述領航訊號以及複數目標判斷位元錯誤率來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置；以及一通道偵測模組，根據處理過之上述領航訊號偵測上述處理訊號的通道響應並且補償上述處理訊號以產生一輸出資料。
另外，本發明一實施例提出一種偵測載波頻率飄移方法，適用於一正交分頻多工系統，包括：階層式調變一正交分頻多工符元之複數領航訊號；傳送上述正交分頻多工符元，其中上述正交分頻多工符元受到載波頻率飄移所影響；透過一訊號處理裝置，根據上述正交分頻多工符元以及以及一載波頻率飄移補償係數處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號；解調變處理過之上述領航訊號；以及根據已解調變的上述領航訊號以及複數目標判斷位元錯誤率來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置。
為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：以下將介紹根據本發明所述之較佳實施例。必須說明的是，本發明提供了許多可應用之發明概念，所揭露之特定實施例僅是說明達成以及使用本發明之特定方式，不可用以限制本發明之範圍。
第1圖為根據本發明一實施例所述之傳送器100之方塊圖，用以產生和傳送一具有階層式調變的領航訊號之正交分頻多工符元。傳送器100包括資料源101，用以產生並輸出欲傳送之數位資料位元DATA至資料訊號對應器102中，資料訊號對應器102，用以調變所接收到的數位資料位元DATA，例如利用二相位鍵移(Binary Phase Shift Keying，簡稱BPSK)、正交相位鍵移(Quadrature Phase Shift Keying，簡稱QPSK)或正交振幅調變(16-QAM、64-QAM、128-QAM...)等方式調變數位資料位元DATA以產生調變過後的I/Q(In-phase/Quadrature-phase)資料訊號，調變過後的I/Q資料訊號經過串列/並列器(Serial-to-Parallel,簡稱S/P)103的轉換使得I/Q訊號平行地輸入至N點的反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)器107中。而同一時間裡，領航訊號源104產生並輸出複數領航訊號PILOT至階層式訊號對應器105中，階層式訊號對應器105利用非均勻分佈的階層式星座圖來階層式調變領航訊號PILOT。在此實施例中，係利用非均勻分佈的階層式64-正交振幅調變星座圖(Hierarchical 64-QAM constellation)為例，來調變所接收的領航訊號PILOT，亦可利用非均勻分佈128-正交振幅調變(Hierarchical 128-QAM constellation)星座圖或非均勻分佈256-正交振幅調變星座圖(Hierarchical 256-QAM constellation)等，將所接收到的領航訊號PILOT利用階層式調變以產生調變過後的I/Q領航訊號，而並非以一般傳統的方式，利用二相位鍵移(BPSK)或正交相位鍵移(QPSK)之調變方法調變領航訊號，並且階層式訊號對應器105係透過兩個階層距離比率參數(Hierarchical level distance ratio)來調整階層式64-正交振幅調變星座圖的分佈情形，且將調變過後的I/Q領航訊號輸入至串列/並列器106。串列/並列器106的轉換會使得I/Q領航訊號平行地輸入至N點的反快速傅立葉轉換器107中。反快速傅立葉轉換器107將I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號從頻率領域轉變為時間領域，並輸出複數符碼。並列/串列器108將符碼由並列格式轉為串列格式。最後，透過循環字首插入裝置109加入循環字首後，發射複數正交分頻多工符元，其中上述循環字首就是將整個符碼的尾端部份複製並且接續於符碼的前端以形成保護區間(Guard Interval，簡稱GI)，如此的作法可以維持整體正交分頻多工波形的連續性。本發明假設循環字首長度為反快速傅立葉轉換週期的四分之一(亦可二分之一、八分之一)，只要通道延遲的時間不超過保護區間的長度，以便保護正交分頻多工符元不受符元間互相干擾(ISI)所影響。在傳送過程中，因高速移動的環境下，面臨都普勒效應，而第1圖中所乘上的參數，即表示所受到的載波頻率飄移。
第2-1圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變星座圖與格雷碼示意圖。如第1圖中所提到，階層式訊號對應器105將所接收到的領航訊號利用階層式調變以產生調變過後的I/Q領航訊號。而階層式調變的意思即為將所接收到的領航訊號利用一階層式星座圖(Hierarchical constellation)對應出I/Q領航訊號。
以第2-1圖所顯示的階層式64-正交振幅調變星座圖為例，總共有三個階層位元，第一階級位元決定第2-1圖中的最大黑色點，換句話說，就是把最大黑色點視為一個正交相位鍵移(QPSK)，由第一階級位元的兩個位元決定，同理第二階級位元的兩個位元決定次大黑色點，第三階級位元的兩個位元決定最小黑色點，也就是最後星座圖的每一個星座點。例如，領航訊號源104產生一串111001之二進位位元的領航訊號，則以第2-1圖為例，利用階層式64-正交振幅調變星座圖來找出111001之二進位位元的領航訊號所對應的星座點，利用111001之二進位位元的領航訊號的第一階層位元11找出所對應的最大黑色點，即可知道為第2圖中的左下角的最大黑色點，接著，以所找出的最大黑色點為中心，利用第二階層位元10找出所對應的次大黑色點，即可知道為第2-1圖中的左下角的最大黑色點之右下角的次大黑色點，再以所找出的次大黑色點為中心，利用第三階層位元01找出所對應的最小黑色點，即為剛剛所對應出的次大黑色點之右上角的最小黑色點，利用上述的步驟，即可得到111001之二進位位元的領航訊號所對應的星座點以產生上述二進位位元的領航訊號所對應的1/Q領航訊號。解調變則與調變方法相反，將接收到的I/Q領航訊號對應至星座圖上的點，即可知道對應點的格雷碼(亦可使用其他編碼)，則可得到各階層位元。
第2-2圖係為第2-1圖所述之階層式64-正交振幅調變星座圖，而第2-2圖中所表示的d 2 ' 、d 2 、d 3 分別代表階層式調變星座點之間的距離，其中d 2 代表從第一階層的星座點(亦為最大黑點)到第二階層星座點(亦為次大黑點)之間的X軸距離，而d 3 代表從第二階層的星座點(亦為次大黑點)到第三階層的星座點(亦為最小黑點)之間的X軸距離，d 2 ' 代表最接近X軸之第三階層的星座點(亦為最小黑點)到X軸的距離。並且定義兩個階層距離比率參數(Hierarchical level distance ratio)，以及，當調整兩個階層距離比率參數值時，會改變星座點圖的分佈，如第2-3圖所示之階層式64-正交振幅調變星座圖，當λ1 =2，λ2 =1，星座圖與一般星座圖一樣是均勻分佈，隨著同時改變這兩個階層距離比率參數，而第2-4圖、第2-5圖、第2-6圖所示之階層式64-正交振幅調變星座圖，其階層距離比率參數分別為，λ1 =1.9，λ2 =1.1(第2-4圖所示)、λ1 =1.8，λ2 =1.2(第2-5圖所示)、λ1 =1.6，λ2 =1.4(第2-6圖所示)，星座圖會呈現越來越不均勻分佈。故可以了解的是，利用階層距離比率參數λ1 以及λ2 來控制階層式星座圖中的星座點分佈情況，且因在星座圖上呈現均勻分佈的一般調變，對於每一個階層位元之間的錯誤率並不會因為載波頻率飄移的程度而互相改變，但在星座點為非均勻分佈之情況下，則每個階層位元對載波頻率飄移所具有不同的特性。所以利用非均勻分佈之階層式星座圖來調變領航訊號以判斷目前通道的訊雜比(signal to noise ratio，簡稱SNR)之大小，再進一步地偵測高速移動下所產生的載波頻率飄移之嚴重程度。
第3圖為根據本發明一實施例所述之接收器200的方塊圖，用以接收一受到載波頻率偏移影響之正交分頻多工符元以及利用階層式調變的領航訊號來偵測其載波頻率偏移之大小並加以補償。在接收器部分則是相當於將傳送器各部分功能進行反向操作，以便進行訊號解調。第3圖所表示的接收器200包括：一訊號處理裝置201，接收一正交分頻多工符元，並根據所接收的正交分頻多工符元以及一載波頻率飄移補償係數處理正交分頻多工符元，其中上述正交分頻多工符元具有階層式調變的複數領航訊號。而訊號處理裝置201更包括：一循環字首移除裝置2011，用以移除於傳送器中所加入的循環字首。一串列/並列器2012，將符碼由串列轉為並列。一快速傅立葉轉換器2013，將複數符碼從時間領域轉變為頻率領域，並輸出I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號。一並列/串列器2014，將I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號由並列轉為串列，其中I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號稱之為處理訊號。而接收器200中的訊號分析裝置20更包括：一領航訊號擷取器202，從並列/串列器2014所輸出的I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號中擷取其中的I/Q領航訊號。一階層式領航訊號解對應器203，將上述正交分頻多工符元中的I/Q領航訊號解調變，輸出複數領航訊號，以第2-1圖的階層式64-正交振幅調變星座圖為例，解調變所擷取的I/Q領航訊號，一個I/Q領航訊號即可得到表示為六個二進位位元的領航訊號，其中最前面的第一個位元和第二的位元為第一階層位元、第三個位元和第四的位元為第二階層位元以及第五個位元和第六的位元第三階層位元，再者，將各階層位元輸入至領航訊號分析模組204中。一領航訊號分析模組204，根據已解調變的領航訊號，可計算出在不同訊雜比下的各階層位元錯誤率之大小排列順序來粗略偵測訊雜比的大小範圍，亦為通道品質好壞程度。而不需要利用傳統的訊號接收強度指標(received signal strength indication，簡稱RSSI)來判斷通道的訊雜比之大小。而當領航訊號分析模組204判斷訊雜比為高的時候，意即訊雜比大於一某既定值，則判斷為高訊雜比，例如當訊雜比大於20dB，則通訊品質良好，判斷為高訊雜比。再進一步地偵測載波頻率飄移量以產生載波頻率飄移補償係數CC(CFO compensation coefficient)，以及一通道偵測模組205，根據所擷取的I/Q領航訊號，偵測通道響應以及補償上述通道響應，進一步再將I/Q資料訊號解調為數位資料位元DATA，其中通道偵測模組205包括：一通道估測器2051，利用所擷取出的I/Q領航訊號來偵測通道響應。一單值權重等化器2052(One-tap equalizer)利用所偵測出的通道響應，對訊號做增益調整，即可補償訊號受到通道衰落(Fading)之影響，使傳送的訊息不致發生嚴重的失真現象。一資料訊號解對應器2053，將I/Q資料訊號還原為數位資料位元DATA。
第4-1圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變(64-QAM)調變領航訊號之各階層位元錯誤率的效能圖，其中係於星座圖上呈現均勻分佈下(λ1 =2、λ2 =1)，縱軸為位元錯誤率(Pe)、第一橫軸為訊雜比(SNR)以及第二橫軸為正規化頻率飄移大小(Normalized Frequency Offset)。根據第4-1圖，在均勻分佈星座圖上的一般調變，對於每一個階層位元之間的錯誤率不會因為載波頻率飄移的程度而互相改變，一般的調變在相同訊雜比的情況下，無論正規化載波頻率飄移為0.001,0.01，0.05，0.1，0.15，錯誤率的好壞依序是第一階層位元錯誤率、第二階層位元錯誤率，最後為第三階層位元錯誤率，並且各階層的錯誤地限(Error floor)差距不會隨著載波頻率飄移而改變，其中錯誤地限的現象即為當載波頻率飄移在訊雜比低的情況下，其使得載波之間的干擾影響錯誤率不大，當訊雜比很高時，載波頻率飄移會造成錯誤率無法隨訊雜比提升而下降，例如在第4-1圖中當正規化載波頻率飄移為0.15時，第一階層位元錯誤率、第二階層位元錯誤率，以及第三階層位元錯誤率並沒有因訊雜比的提升而錯誤率下降的情形，即稱為錯誤地限，亦意味著錯誤率的大小無法再隨著訊雜比的提升而下降。
第4-2圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變(64-QAM)調變領航訊號之各階層位元錯誤率的效能圖，其中係於星座圖上呈現非均勻分佈下(λ1 =1.6、λ2 =1.4)，縱軸為位元錯誤率(Pe)、第一橫軸為訊雜比(SNR)以及第二橫軸為正規化頻率飄移大小(Normalized Frequency Offset)。然而，在星座圖上呈現非均勻分佈的情況下，每一個階層位元的位元錯誤率都不相同，換句話說，階層式調變會造成各階層的位元有不同的保護階級。當正規化載波頻率飄移大小為0時，訊雜比小於10dB的情況下，第三階層位元錯誤率的錯誤率最高，意為保護階級最低，其次是第二階層位元錯誤率，而第一階層位元錯誤率錯誤率最低，保護階級最高。當訊雜比介於10~17dB之間時，錯誤率由高到低(保護階級由低到高)依序為第二階層位元錯誤率、第三階層位元錯誤率、第一階層位元錯誤率。當訊雜比大於17時，錯誤率由低到高(保護階級由低到高)依序為第二階層位元錯誤率、第一階層位元錯誤率、第三階層位元錯誤率。而當正規化載波頻率飄移大小為0.01時，階層位元之間的保護階級只有第二階層位元錯誤率有明顯的差別。
由第4-2圖可知，第二階層位元錯誤率會在高訊雜比的情況產生錯誤地限。換句話說即為，第二階層位元由於輕微載波頻率飄移的關係導致錯誤率無法隨著訊雜比的上升而下降。當正規化載波頻率飄移為0.05時，第二階層位元錯誤率更差。當正規化載波頻率飄移為0.1，訊雜比小於20dB之情況下，第一階層位元的保護階級比第三階層位元的保護階級來的高，在訊雜比大於20dB之情況下，第一階層位元的保護階級比第三階層位元來的低，此特性可以用來作為判斷目前訊雜比的範圍。同時第一階層位元與第三階層位元的位元錯誤率也在高訊雜比的情況下分別在4.10-4 和2.10-5 產生錯誤地限。因此可知，在階層式調變下，載波頻率飄移會影響各階層位元錯誤地限的差距，甚至改變保護階級的高低順序。故本發明設計了一訊雜比偵測流程圖(表示於第5圖中)。
第5圖為根據本發明一實施例所述之訊雜比偵測流程圖，以階層距離比率參數為λ1 =1.6、λ2 =1.4以及階層式64-正交振幅調變為例。於步驟501中，比較第一階層位元錯誤率(表示為Nerr1)、第二階層位元錯誤率(表示為Nerr2)以及第三階層位元錯誤率(表示為Nerr3)的大小排列順序。當Nerr3>Nerr2>Nerr1的情況下(步驟502-YES)，偵測訊雜比介於0~10dB，代表通訊品質不好，訊雜比低(步驟503)，流程結束於步驟509中。而當Nerr3>Nerr2>Nerr1的情況不成立下(步驟502-NO)，流程則進入步驟504，判斷Nerr2>Nerr3>Nerr1是否成立，當Nerr2>Nerr3>Nerr1成立(步驟504-YES)，在正規化載波頻率飄移小於0.11時(步驟505-YES)，偵測訊雜比介於10~20dB，代表通訊品質普通，流程結束於步驟509中；而在在正規化載波頻率飄移並非小於0.11時(步驟505-NO)，偵測訊雜比大於20dB，代表通訊品質良好，流程結束。而當Nerr2>Nerr3>Nerr1不成立(步驟504-NO)，Nerr2>Nerr1>Nerr3成立(步驟506)，偵測訊雜比大於20dB，通訊品質良好，流程結束於步驟509中。如第5圖所示，由各階層位元錯誤率不同的特性可以粗略偵測訊雜比的大小範圍，得知通道品質好壞。
在偵測載波頻率飄移之前，需要先理解載波頻率飄移在何時會嚴重影響系統位元錯誤率效能。第6-1、6-2、6-3、6-4、6-5圖各為根據本發明一實施例所述之各階層位元錯誤率之效能曲線圖，其中領航訊號係利用階層式64-正交振幅調變，且第6-1、6-2、6-3、6-4、6-5圖之階層距離比率參數皆為λ1 =1.6、λ2 =1.4，以及正規化的頻率載波飄移(CFO)大小各為0.001、0.01、0.05、0.1、0.15。
根據第6-1~6-5圖可得到在各個載波頻率飄移情況下，訊雜比對各階層位元錯率的曲線，可以了解載波頻率飄移在訊雜比低的情況下，其使得載波之間的干擾影響錯誤率不大，當訊雜比很高時，載波頻率飄移會造成錯誤率無法隨訊雜比提升而下降，因而產生錯誤地限的現象。主要的原因是因為當訊雜比很低時，支配整個系統錯誤率的是雜訊而不是子載波之間的干擾，但是當訊雜比很高時，子載波之間的干擾支配了整個系統的錯誤率，即使訊雜比再高，由於載波頻率飄移仍然存在，錯誤率依然無法降低，因此在高訊雜比情況下，準確的偵測載波頻率飄移相對的非常重要。故本發明利用階層式調變來調變領航訊號，以得到不同保護階級的位元錯誤率特性來偵測都卜勒效應產生的載波頻率飄移。
更值得一提的是，根據第6-1~6-5圖可知，在固定頻率載波飄移情況下，不同的訊雜比下階層式調變會造成各階層位元錯誤率產生交叉點(Cross Point)，意為不同的訊雜比下的各階層位元錯誤率效能曲線圖之交錯處即為交叉點，例如第6-1圖中，在正規化載波頻率飄移為0.001的情況下，第一階層位元錯誤率效能曲線與第三階層位元錯誤率效能曲線所交錯的點為交叉點X13以及第二階層位元錯誤率效能曲線與第三階層位元錯誤率效能曲線所交錯的點為交叉點X23。第6-2圖中，在正規化載波頻率飄移為0.01的情況下，第一階層位元錯誤率效能曲線與第三階層位元錯誤率效能曲線所交錯的點為交叉點Y13以及第二階層位元錯誤率效能曲線與第三階層位元錯誤率效能曲線所交錯的點為交叉點Y23，而在第6-3圖中，正規化載波頻率飄移為0.01的情況下，僅剩下第二階層位元錯誤率效能曲線與第三階層位元錯誤率效能曲線所交錯的點為交叉點Z23。由此可知，各階層位元錯誤率對訊雜比之特性產生了交叉點之特徵。如第6-1圖中可知，當X23之交叉點發生之前，各階層位元錯誤率之大小排列順序為Nerr3>Nerr2>Nerr1，而當X23之交叉點發生之後且X13之交叉點發生之前，各階層位元錯誤率之大小排列順序為Nerr2>Nerr3>Nerr1；而當X13之交叉點發生之後，各階層位元錯誤率之大小排列順序為Nerr2>Nerr1>Nerr3，意味著當各階層位元錯誤率之大小排列順序發生了變化時，則產生了交叉點。所以，利用各階層位元錯誤率之大小排列順序來偵測訊雜比之大小就如同利用交叉點之特性來偵測是同樣道理。再者，根據第6-1~6-5圖可了解，交叉點的數量與載波頻率飄移大小有關，當載波頻率飄移越大，交叉點的數量將越來越少。載波頻率飄移會影響各階層位元錯誤率之大小排列順序，而各階層位元錯誤率之大小排列順序發生變化時，就會產生交叉點，由此可知，交叉點與頻率載波飄移係具有相關性的。而在不同的頻率載波飄移情況下所產生的交叉點連結，進而產生交叉線(Cross line)，如第4-2圖所示的交叉線CL1和CL2。並根據上述交叉線以追蹤一接收器以及一傳送器之間之相對速度的變速度與加速度以及時間軌跡的都普勒效應之描寫。
第7圖為根據本發明一實施例所述之載波頻率飄移偵測流程圖，以階層距離比率參數為λ1 =1.6、λ2 =1.4以及階層式64-正交振幅調變為例。前提為已經利用領航訊號分析模組204偵測訊雜比為高的情況下，在此前提下，討論載波頻率飄移的影響才具有意義。並且假設在領航訊號分析模組204偵測載波頻率飄移之前，事先設定了三個目標判斷位元錯誤率(target decision bit error rate)Nstd1、Nstd2、Nstd3，且分別為10-4 、10-3 、10-2 。假如目標判斷位元錯誤率的數量越多，偵測的載波頻率飄移越準確，在此以三個目標判斷位元錯誤率為例。
根據第6-1~6-5圖可知，在階層距離比率參數參數λ1 =1.6，λ2 =1.4下(即為非均勻分佈)，各階層的位元錯誤率受到載波頻率飄移的影響有明顯的差異。流程圖開始於步驟701，當Nerr2小於Nstd3(步驟702-YES)，偵測正規化載波頻率飄移小於0.01，則流程結束。而Nerr2小於Nstd3不成立時(步驟702-NO)，則流程進入步驟703中。當(步驟703-YES)，偵測正規化載波頻率飄移介於0.01~0.05，則流程結束，而當Nerr1小於Nstd1不成立時(步驟703-NO)，則流程進入步驟704中，當Nerr3小於Nstd2(步驟704-YES)，偵測正規化載波頻率飄移介於0.05~0.08，則流程結束，而當Nerr3小於Nstd2不成立時(步驟704-NO)，則流程進入步驟705中。當Nerr3小於Nstd3(步驟705-YES)，偵測正規化載波頻率飄移介於0.8~0.11，則流程結束，若上述的條件皆不符合(步驟705-NO)，則偵測正規化載波頻率飄移介於0.11~0.15，則流程結束。
第7圖是針對載波頻率飄移作粗略的偵測，利用目標位元錯誤率和各階層位元錯誤率的關係來偵測載波頻率飄移，然而事實上在任何的載波頻率飄移情況下的各階層位元錯誤率都不盡相同，因此可以利用各階層位元錯誤率的差距做更精確的載波頻率飄移偵測。此流程圖並非限制載波頻率飄移偵測方法，依據所設定的目標位元錯誤率之數量以及大小和各階層位元錯誤率(並非僅為64-QAM的三階層位元錯誤率，亦可為128-QAM的四階層位元錯誤率或256-QAM的五階層位元錯誤率等)，混合配合來設計此載波頻率飄移偵測流程圖。
第8圖為根據本發明一實施例所述之領航訊號分析模組204(表示於第3圖中)之方塊圖。領航訊號分析模組204包括：一串列/並列器2401，個別將領航訊號中的各階層位元輸入至複數領航訊號暫存器2402中。複數領航訊號暫存器2402，用以儲存領航訊號中的各階層位元，以階層式64-正交振幅調變為例，則領航訊號暫存器2402-1儲存第一階層位元；領航訊號暫存器2402-2儲存第二階層位元以及領航訊號暫存器2402-3儲存第三階層位元。複數領航訊號錯誤偵測器2403，在不同的訊雜比(SNR)下，比較儲存於各領航訊號暫存器2402中的各階層位元以及原本即為已知的領航訊號之各階層位元之位元差異，以得到各階層位元錯誤率大小。換句話說，則領航訊號錯誤偵測器2403-1偵測第一階層位元以及原本即為已知的領航訊號之第一階層位元之位元差異，領航訊號錯誤偵測器2403-2偵測第二階層位元以及原本即已知的領航訊號之第二階層位元之位元差異，以及領航訊號錯誤偵測器2403-3偵測第三階層位元以及原本即為已知的領航訊號之第三階層位元之位元差異。複數領航訊號錯誤率暫存器2404，用以儲存領航訊號錯誤偵測器2403所偵測的各階層位元之錯誤率，亦為領航訊號錯誤率暫存器2404-1儲存領航訊號錯誤偵測器2403-1所偵測到的錯誤率，以此類推。一領航訊號錯誤率分析器2405，先根據各階層位元之錯誤率的大小，利用第5圖所述之訊雜比偵測流程圖來粗略偵測訊雜比的大小範圍，亦為通道品質好壞程度。而當訊雜比判斷為高時，先利用第7圖所述的載波頻率偵測流程圖來粗略偵測載波頻率飄移的大小。接著再利用一數值控制震盪器(Numerical Controlled Oscillator，簡稱NCO)2406來細估載波頻率飄移的大小以產生一載波頻率飄移補償係數至訊號處理裝置201中。
本發明提出將正交分頻多工系統中既有的領航訊號改成階層式調變的領航訊號。在接收器，利用領航訊號中的每個階層位元對載波頻率飄移所具有不同的特性，用以偵測高速移動下所產生的載波頻率飄移之嚴重程度以及判斷目前通道的訊雜比之大小，就可不需要利用傳統的訊號接收強度指標來判斷通道的訊雜比之大小。
本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100．．．傳送器
101．．．資料源
102．．．資料訊號對應器
103．．．串列/並列器
104．．．領航訊號源
105．．．階層式訊號對應器
106．．．串列/並列器
107．．．反快速傅立葉轉換器
108．．．並列/串列器
109．．．循環字首插入裝置
200．．．接收器
20．．．訊號分析裝置
201．．．訊號處理裝置
2011．．．循環字首移除裝置
2012．．．串列/並列器
2013．．．快速傅立葉轉換器
2014．．．並列/串列器
202．．．領航訊號擷取器
203．．．階層式領航訊號解對應器
204．．．領航訊號分析模組
205．．．通道偵測模組
2051．．．通道估測器
2052．．．單值權重等化器
2053．．．資料訊號解對應器
2401．．．串列/並列器
2402-1、2402-2、2402-3．．．領航訊號暫存器
2403-1、2403-2、2403-3．．．領航訊號錯誤偵測器
2404-1、2404-2、2404-3．．．領航訊號錯誤率暫存器
2405．．．領航訊號錯誤率分析器
2406．．．數值控制震盪器
第1圖為根據本發明一實施例所述之傳送器100之方塊圖，用以產生和傳送一具有階層式調變的領航訊號之正交分頻多工符元。
第2-1圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變星座圖(Hierarchical 64-QAM constellation)。
第2-2圖係為第2-1圖所述之階層式64-正交振幅調變星座圖(Hierarchical 64-QAM constellation)。
第2-3圖為根據本發明一實施例所述之均勻分佈的階層式64-正交振幅調變星座圖，其中階層距離比率參數λ1 =2，λ2 =1。
第2-4圖為根據本發明一實施例所述之非均勻分佈的階層式64-正交振幅調變星座圖，其中階層距離比率參數為λ1 =1.9，λ2 =1.1。
第2-5圖為根據本發明一實施例所述之非均勻分佈的階層式64-正交振幅調變星座圖，其中階層距離比率參數為λ1 =1.8，λ2 =1.2。
第2-6圖為根據本發明一實施例所述之非均勻分佈的階層式64-正交振幅調變星座圖，其中階層距離比率參數為λ1 =1.6，λ2 =1.4。
第3圖為根據本發明一實施例所述之接收器200的方塊圖。
第4-1圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變(64-QAM)調變領航訊號之各階層位元錯誤率的效能圖，其中係於星座圖上呈現均勻分佈下(λ1 =2、λ2 =1)，縱軸為位元錯誤率(Pe)、第一橫軸為訊雜比(SNR)以及第二橫軸為正規化頻率飄移大小(Normalized Frequency Offset)。
第4-2圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變(64-QAM)調變領航訊號之各階層位元錯誤率的效能圖，其中係於星座圖上呈現非均勻分佈下(λ1 =1.6、λ2 =1.4)，縱軸為位元錯誤率、第一橫軸為訊雜比以及第二橫軸為正規化頻率飄移大小。
第5圖為根據本發明一實施例所述之訊雜比偵測流程圖，以階層距離比率參數為λ1 =1.6、λ2 =1.4以及階層式64-正交振幅調變為例。
第6-1為根據本發明一實施例所述之各階層位元錯誤率之效能曲線圖，其中領航訊號係利用階層式64-正交振幅調變，階層距離比率參數皆為λ1 =1.6、λ2 =1.4，且正規化的頻率載波飄移大小為0.001。
第6-2為根據本發明一實施例所述之各階層位元錯誤率之效能曲線圖，其中領航訊號係利用階層式64-正交振幅調變，階層距離比率參數皆為λ1 =1.6、λ2 =1.4，且正規化的頻率載波飄移大小為0.01。
第6-3為根據本發明一實施例所述之各階層位元錯誤率之效能曲線圖，其中領航訊號係利用階層式64-正交振幅調變，階層距離比率參數皆為λ1 =1.6、λ2 =1.4，且正規化的頻率載波飄移大小為0.05。
第6-4為根據本發明一實施例所述之各階層位元錯誤率之效能曲線圖，其中領航訊號係利用階層式64-正交振幅調變，階層距離比率參數皆為λ1 =1.6、λ2 =1.4，且正規化的頻率載波飄移大小為0.1。
第6-5為根據本發明一實施例所述之各階層位元錯誤率之效能曲線圖，其中領航訊號係利用階層式64-正交振幅調變，階層距離比率參數皆為λ1 =1.6、λ2 =1.4，且正規化的頻率載波飄移大小為0.15。
第7圖為根據本發明一實施例所述之載波頻率飄移偵測流程圖，以階層距離比率參數為λ1 =1.6、λ2 =1.4以及階層式64-正交振幅調變為例。
第8圖為根據本發明一實施例所述之領航訊號分析模組204(表示於第3圖中)之方塊圖。
200．．．接收器
20．．．訊號分析裝置
201．．．訊號處理裝置
2011．．．循環字首移除裝置
2012．．．串列/並列器
2013．．．快速傅立葉轉換器
2014．．．並列/串列器
202．．．領航訊號擷取器
203．．．階層式領航訊號解對應器
204．．．領航訊號分析模組
205．．．通道偵測模組
2051．．．通道估測器
2052．．．單值權重等化器
2053．．．資料訊號解對應器

Claims (36)

  1. 一種接收器，適用於一正交分頻多工系統，包括：一訊號處理裝置，接收一正交分頻多工符元，並根據上述正交分頻多工符元以及一載波頻率飄移補償係數處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述正交分頻多工符元具有階層式調變的複數領航訊號，且上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；一訊號分析裝置，擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號，根據處理過之上述領航訊號以及複數目標判斷位元錯誤率來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置；以及一通道偵測模組，根據處理過之上述領航訊號偵測上述處理訊號的通道響應並且補償上述處理訊號以產生一輸出資料。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中上述訊號分析裝置包括：一領航訊號擷取器，擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號；一階層式領航訊號解對應器，解調變處理過之上述領航訊號；以及一領航訊號分析模組，根據已解調變的上述領航訊號判斷一訊雜比之大小，當上述訊雜比超過一既定值時，根據已解調變的上述領航訊號以及上述目標判斷位元錯誤率來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之接收器，其中上述領航訊號分析模組包括：一串列/並列器，將已解調變的上述領航訊號之位元分為各階層位元，並輸出上述各階層位元；一領航訊號錯誤偵測器，偵測上述各階層位元之各階層位元錯誤率；以及一領航訊號錯誤率分析器，根據上述各階層位元錯誤率之大小排列順序來判斷上述訊雜比之大小，當上述訊雜比超過一既定值時，根據上述各階層位元錯誤率以及上述目標判斷位元錯誤率之大小關係來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之接收器，其中上述階層式領航訊號解對應器係根據非均勻分佈階層式正交振幅調變星座圖來解調變處理過之上述領航訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之接收器，其中非均勻分佈階層式正交振幅調變星座圖之分佈情況係根據複數階層距離比率參數來調整複數星座點之位置。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之接收器，其中上述領航訊號分析模組更包括儲存上述各階層位元的複數領航訊號暫存器。
  7. 如申請專利範圍第3項所述之接收器，其中上述領航訊號分析模組更包括儲存上述各階層位元錯誤率的複數領航訊號錯誤暫存器。
  8. 如申請專利範圍第3項所述之接收器，其中上述各階層位元錯誤率包括一第一階層位元錯誤率、一第二階層位元錯誤率以及一第三階層位元錯誤率。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之接收器，其中根據上述第一階層位元錯誤率、上述第二階層位元錯誤率以及上述第三階層位元錯誤率之大小排列順序來判斷上述訊雜比之大小，當上述第二階層位元錯誤率大於上述第一階層位元錯誤率且上述第一階層位元錯誤率大於上述第三階層位元錯誤率時，判斷上述訊雜比超過上述既定值。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之接收器，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，比較上述各階層位元錯誤率以及上述目標判斷位元錯誤率之大小關係，其中上述目標判斷位元錯誤率包括一第一目標判斷位元錯誤率、一第二目標判斷位元錯誤率以及一第三目標判斷位元錯誤率。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之接收器，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第二階層位元錯誤率小於上述第三目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.001~0.01。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之接收器，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第一階層位元錯誤率小於上述第一目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.01~0.05。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之接收器，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第三階層位元錯誤率小於上述第二目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.05~0.08。
  14. 如申請專利範圍第10項所述之接收器，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第三階層位元錯誤率小於上述第三目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.08~0.11。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之接收器，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第三階層位元錯誤率不小於上述第三目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.11~0.15。
  16. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中上述通道偵測模組更包括一單值權重等化器，用以補償上述通道響應。
  17. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中上述訊號處理裝置更包括一傅立葉轉換裝置，用以將上述正交分頻多工符元由時域轉換為頻域。
  18. 如申請專利範圍第3項所述之接收器，其中當上述各階層位元錯誤率之大小排列順序發生了變化時，則產生了複數交叉點，上述交叉點係為在固定頻率載波飄移情況下，在不同的訊雜比下的上述各階層位元錯誤率之效能曲線圖的交錯處。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之接收器，更包括連結在不同的頻率載波飄移情況下所產生的上述交叉點以產生複數交叉線，並根據上述交叉線以追蹤一接收器以及一傳送器之間之相對速度的變速度與加速度。
  20. 一種偵測載波頻率飄移方法，適用於一正交分頻多工系統，包括：階層式調變一正交分頻多工符元之複數領航訊號；傳送上述正交分頻多工符元，其中上述正交分頻多工符元受到載波頻率飄移所影響；透過一訊號處理裝置，根據上述正交分頻多工符元以及一載波頻率飄移補償係數處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號；解調變處理過之上述領航訊號；以及根據已解調變的上述領航訊號以及複數目標判斷位元錯誤率來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之偵測載波頻率飄移方法，更包括：將已解調變的上述領航訊號分成各階層位元；偵測上述各階層位元之各階層位元錯誤率；以及根據上述各階層位元錯誤率大小排列順序來判斷一訊雜比之大小，當上述訊雜比超過一既定值時，根據上述各階層位元錯誤率以及上述目標判斷位元錯誤率之大小關係來偵測載波頻率飄移的大小以產生上述載波頻率飄移補償係數至上述訊號處理裝置。
  22. 如申請專利範圍第20項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中係根據非均勻分佈階層式正交振幅調變星座圖來解調變處理過之上述領航訊號。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中非均勻分佈階層式正交振幅調變星座圖之分佈情況係根據複數階層距離比率參數來調整複數星座點之位置。
  24. 如申請專利範圍第21項所述之偵測載波頻率飄移方法，更包括儲存上述各階層位元以及上述各階層位元錯誤率。
  25. 如申請專利範圍第21項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中上述各階層位元錯誤率包括一第一階層位元錯誤率、一第二階層位元錯誤率以及一第三階層位元錯誤率。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中根據上述第一階層位元錯誤率、上述第二階層位元錯誤率以及上述第三階層位元錯誤率之大小排列順序來判斷上述訊雜比之大小，當上述第二階層位元錯誤率大於上述第一階層位元錯誤率且上述第一階層位元錯誤率大於上述第三階層位元錯誤率時，判斷上述訊雜比超過上述既定值。
  27. 如申請專利範圍第26項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，比較上述各階層位元錯誤率以及上述目標判斷位元錯誤率之大小關係，其中上述目標判斷位元錯誤率包括一第一目標判斷位元錯誤率、一第二目標判斷位元錯誤率以及一第三目標判斷位元錯誤率。
  28. 如申請專利範圍第27項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第二階層位元錯誤率小於上述第三目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.001~0.01。
  29. 如申請專利範圍第27項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第一階層位元錯誤率小於上述第一目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.01~0.05。
  30. 如申請專利範圍第27項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第三階層位元錯誤率小於上述第二目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.05~0.08。
  31. 如申請專利範圍第27項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第三階層位元錯誤率小於上述第三目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.08~0.11。
  32. 如申請專利範圍第31項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述訊雜比超過上述既定值時，且上述第三階層位元錯誤率不小於上述第三目標判斷位元錯誤率時，偵測上述載波頻率飄移補償係數為0.11~0.15。
  33. 如申請專利範圍第20項所述之偵測載波頻率飄移方法，更包括根據處理過之上述領航訊號偵測上述處理訊號的通道響應並且補償上述處理訊號以產生一輸出資料。
  34. 如申請專利範圍第20項所述之偵測載波頻率飄移方法，更包括將上述正交分頻多工符元由時域轉換為頻域。
  35. 如申請專利範圍第21項所述之偵測載波頻率飄移方法，其中當上述各階層位元錯誤率之大小排列順序發生了變化時，則產生了複數交叉點，上述交叉點係為在固定頻率載波飄移情況下，在不同的訊雜比下的上述各階層位元錯誤率之效能曲線圖的交錯處。
  36. 如申請專利範圍第35項所述之偵測載波頻率飄移方法，更包括連結在不同的頻率載波飄移情況下所產生的上述交叉點以產生複數交叉線，並根據上述交叉線以追蹤一接收器以及一傳送器之間之相對速度的變速度與加速度。
TW098129516A 2009-09-02 2009-09-02 偵測載波頻率飄移方法以及接收器 TWI423628B (zh)

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