TWI403131B - 通道估測方法以及收發機 - Google Patents

Description

通道估測方法以及收發機

本發明主要關於一種通道特性偵測，適用於正交分頻多工系統中，特別係有關於一種利用階層式星座圖調變所得之比例關係曲線來判定通道特性之方法以及裝置。

正交分頻多工(Orthogonal frequency-division multiplexing，簡稱OFDM)是現今十分重要的無線通訊技術。由於此技術擁有高速率的傳輸，在無線環境中，可以簡單並且有效地傳送與接收資料，因此至今已被廣泛應用於數位廣播系統(Digital Audio Broadcasting，簡稱DAB)、數位電視廣播(Digital Video Broadcasting，簡稱DVB)、無線相容性認證(Wireless Fidelity，簡稱Wi-Fi)以及全球互通微波存取(Worldwide Interoperability for Microwave Access，簡稱WiMAX)等系統中，目前也被視為將是第四代行動通訊的基礎核心技術。

但由於正交分頻多工技術將傳送的資料經過通道時，會因為通道的影響而失真，使得所接到的資料與原本傳送的資料有所不同，為了處理這個問題，必須在接收端對接收到的訊號做一些處理，例如通道估測以及通道補償等，才能得到傳送端所傳送的訊號。所以勢必需要估測通道的影響，此即為通道估測，如此才能對受到通道影響的資料做比較精準的還原以改善因通道效應所造成訊號的失真，使得正交分頻多工系統傳輸系統效能變好、錯誤率降低。因此，如何估測通道特性為成功實現正交分頻多工系統的重要議題。

本發明一實施例提出一種收發機，適用於一正交分頻多工系統，包括：一訊號處理裝置，接收一正交分頻多工符元，並根據上述正交分頻多工符元處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述正交分頻多工符元具有階層式調變的複數領航訊號，且上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；一領航訊號分析裝置，擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號，以及將上述處理信號中的處理過之上述領航訊號解調變以產生各階層位元；一階層差異分析模組，根據上述各階層位元以產生複數階層差異，並且根據上述階層差異來判定通道特性以傳送一通道特性估測訊號；以及一通道偵測模組，根據上述通道特性估測訊號以發送一最佳調變指示訊號至另一收發機中以調整上述另一收發機中的調變方式，並且根據處理過之上述領航訊號偵測上述處理訊號的通道響應並且補償上述處理訊號以產生一輸出資料。

另外，本發明一實施例提出一種通道估測方法，適用於一正交分頻多工系統，包括：階層式調變一正交分頻多工符元之複數領航訊號；傳送上述正交分頻多工符元，其中上述正交分頻多工符元受到通道效應所影響；透過一訊號處理裝置，根據上述正交分頻多工符元處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號；解調變處理過之上述領航訊號；根據已解調變的上述領航訊號以產生複數階層差異，並且根據上述階層差異來判定通道特性以傳送一通道特性估測訊號至一通道偵測模組；以及根據上述通道特性估測訊號以發送一最佳調變指示訊號至一收發機中以調整上述收發機中的調變方式。

為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：以下將介紹根據本發明所述之較佳實施例。必須說明的是，本發明提供了許多可應用之發明概念，所揭露之特定實施例僅是說明達成以及使用本發明之特定方式，不可用以限制本發明之範圍。

第1圖為根據本發明一實施例所述之收發機10之方塊圖，用以傳送一具有階層式調變的領航訊號之正交分頻多工符元以及根據所接收的最佳調變指示訊號IS來調整收發器10中的領航訊號之調變方式。收發機10包括資料源101，用以產生並輸出欲傳送之數位資料位元DATA至資料訊號對應器102中，資料訊號對應器102，用以調變所接收到的數位資料位元DATA，例如利用二相位鍵移(Binary Phase Shift Keying，簡稱BPSK)、正交相位鍵移(Quadrature Phase Shift Keying，簡稱QPSK)或正交振幅調變(16-QAM、64-QAM、128-QAM...)等方式調變數位資料位元DATA以產生調變過後的I/Q(In-phase/Quadrature-phase)資料訊號，調變過後的I/Q資料訊號經過串列/並列器(Serial-to-Parallel,簡稱S/P)103的轉換使得I/Q訊號平行地輸入至N點的反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)器107中。而同一時間裡，領航訊號源104產生並輸出複數領航訊號PILOT至階層式訊號對應器105中，階層式訊號對應器105根據收發機10中的參數選擇器110所接收的最佳調變指示訊號IS來調整階層式訊號對應器105是利用階層式8-相位鍵移星座圖(Hierarchical 8-PSK constellation)或者是利用階層式64-正交振幅調變星座圖(Hierarchical 64-QAM constellation)之一者的方式來階層式調變上述領航訊號PILOT。在此實施例中，當收發機10中的參數選擇器110所接收的最佳調變指示訊號IS係指示利用階層式相位鍵移星座圖為調變方式時，則參數選擇器110輸入一第一相位參數θ₁ 以及一第二相位參數θ₂ 來控制階層式8-相位鍵移星座圖中的星座點對應位置，而階層式訊號對應器105係根據參數選擇器110所調整的階層式8-相位鍵移星座圖(如第2-1圖所述)來調變所接收的領航訊號PILOT；而當參數選擇器110所接收的最佳調變指示訊號IS係指示為利用階層式64-正交振幅調變星座圖為調變方式時，則參數選擇器110輸入一階層距離比率參數λ來控制階層式64-正交振幅調變星座圖中的星座點對應位置，而階層式訊號對應器105再根據參數選擇器110所調整的階層式64-正交振幅調變星座圖(如第2-2圖所述)來調變所接收的領航訊號PILOT。所接收到的領航訊號PILOT經過階層式訊號對應器105利用階層式調變後產生調變過後的I/Q領航訊號。接著，將調變過後的I/Q領航訊號輸入至串列/並列器106中。串列/並列器106的轉換會使得I/Q領航訊號平行地輸入至N點的反快速傅立葉轉換器107中。反快速傅立葉轉換器107將I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號從頻率領域轉變為時間領域，並輸出複數符碼。並列/串列器108將符碼由並列格式轉為串列格式。最後，透過循環字首插入裝置109加入循環字首後，發射複數正交分頻多工符元，其中上述循環字首就是將整個符碼的尾端部份複製並且接續於符碼的前端以形成保護區間(Guard Interval，簡稱GI)，如此的作法可以維持整體正交分頻多工波形的連續性。在傳送過程中，因通道衰落的影響，例如：瑞利衰落(Rayleigh fading)、高斯白雜訊(Gaussian white noise)的影響等，則當另一收發機20(第3圖所表示的)接收到受通道衰落影響的正交分頻多工符元後，須在收發機20處理訊號外，還須利用已階層式調變的領航訊號(可能為階層式8-相位鍵移調變或者是階層式64-正交振幅調變)來判定通道特性，再根據通道特性來傳送上述最佳調變指示訊號IS以隨時調整收發機10中的調變方式，利於收發機10所傳送的正交分頻多工符元的通道評估以降低系統錯誤率。

第2-1圖為根據本發明一實施例所述之階層式8-相位鍵移星座圖。如第1圖中所提到，階層式訊號對應器105將所接收到的領航訊號利用階層式8-相位鍵移(8-PSK)以產生調變過後的I/Q領航訊號。而階層式8-相位鍵移即為將所接收到的領航訊號利用一階層式8-相位鍵移之星座圖(如第2-1圖所示)來對應出I/Q領航訊號。以第2-1圖所顯示的階層式8-相位鍵移之星座圖為例，總共有三個階層位元，第零階層位元(或稱基礎層)決定第2-1圖中的最大黑色點，換句話說，就是把最大黑色點視為一個雙相相位鍵移(BPSK)，由第零階層位元的一個位元決定，同理第一階層位元的一個位元決定次大黑色點，第二階層位元的一個位元決定最小黑色點，也就是第2-1圖中所顯示的每一個星座點。例如，當領航訊號源104產生一串101之二進位位元的領航訊號，則以第2-1圖為例，利用階層式8-相位鍵移星座圖來找出110之二進位位元的領航訊號所對應的星座點，利用110之二進位位元的領航訊號的第零階層位元1找出所對應的最大黑色點，即可知道為第2圖中右半部的最大黑色點，接著，以所找出的最大黑色點為中心，利用第一階層位元1找出所對應的次大黑色點，即可知道為第2-1圖中的右半部的最大黑色點之上方的次大黑色點，再以所找出的次大黑色點為中心，利用第二階層位元0找出所對應的最小黑色點，即為剛剛所對應出的次大黑色點之下方的最小黑色點，利用上述的步驟，即可得到110之二進位位元的領航訊號所對應的星座點以產生上述二進位位元的領航訊號所對應的I/Q領航訊號。解調變則與調變方法相反，將接收到的I/Q領航訊號對應至星座圖上的點，即可知道對應點的各階層位元為何。本發明之實施例中的對應方法不限於上面所述之方法，亦可為格雷碼等。

而第2-1圖中所顯示的第一相位參數θ₁ 以及一第二相位參數θ₂ 係用來控制階層式8-相位鍵移星座圖中的星座點對應位置。第一相位參數θ₁ 係調整第零階層位元與第一階層位元在星座點之間相差的角度，亦為調整第零階層位元與第一階層位元在星座點之間的距離；而第二相位參數θ₂ 係調整第一階層位元與第二階層位元在星座點之間相差的角度，亦為調整第一階層位元與第二階層位元在星座點之間的距離。當調整上述第一相位參數θ₁ 以及第二相位參數θ₂ 時，會改變階層式8-相位鍵移之星座點圖的分佈。

第2-2圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變星座圖。如第1圖中所提到，階層式訊號對應器105將所接收到的領航訊號利用階層式64-正交振幅調變以產生調變過後的I/Q領航訊號。而階層式64-正交振幅調變即為將所接收到的領航訊號利用一階層式64-正交振幅調變之星座圖來對應出I/Q領航訊號。以第2-2圖所顯示的階層式64-正交振幅調變星座圖為例，總共有三個階層位元，第零階層(亦稱為基礎層)位元決定第2-2圖中的最大黑色點，換句話說，就是把最大黑色點視為一個正交相位鍵移(QPSK)，由第零階層位元的兩個位元來決定的，同理第一階層位元的兩個位元決定次大黑色點，第二階層位元的兩個位元決定最小黑色點，也就是第2-2圖中星座圖的每一個星座點。例如，當領航訊號源104產生一串111001之二進位位元的領航訊號，則以第2-2圖為例，利用階層式64-正交振幅調變星座圖來找出111001之二進位位元的領航訊號所對應的星座點。首先，利用111001之二進位位元的領航訊號的基礎層位元11找出所對應的最大黑色點，即可知道為第2-2圖中的左下角的最大黑色點，接著，以所找出的最大黑色點為中心，利用第一階層位元10找出所對應的次大黑色點，即可知道為第2-2圖中的左下角的最大黑色點之右下角的次大黑色點，再以所找出的次大黑色點為中心，利用第二階層位元01找出所對應的最小黑色點，即為剛剛所對應出的次大黑色點之右上角的最小黑色點，利用上述的步驟，即可得到111001之二進位位元的領航訊號所對應的星座點以產生上述二進位位元的領航訊號所對應的I/Q領航訊號。解調變則與調變方法相反，將接收到的I/Q領航訊號對應至星座圖上的點，即可知道對應點的各階層位元為何。本發明之實施例中的對應方法不限於上面所述之方法，亦可為其他對應方法。

而第2-2圖中所表示的2d₁ 以及d₂ 分別代表階層式調變星座點之間的距離，其中2d₁ 代表從一第一階層的星座點(亦為次大黑點)到另一第一階層星座點(亦為次大黑點)之間的Y軸距離，亦d₁ 即表示從一第二階層的星座點(亦為最小黑點)到一第一階層星座點(亦為次大黑點)之間的Y軸距離。而d₂ 代表從第一階層的星座點(亦為次大黑點)到Y軸之間的X軸距離。並且定義一個階層距離比率參數(Hierarchical level distance ratio)，λ=d₁ /d₂ ，當調整上述階層距離比率參數值時，會改變階層式64-正交振幅調變之星座點圖的分佈。

第3圖為根據本發明一實施例所述之收發機20的方塊圖。收發機20係用以接收和處理一經過瑞利衰落通道以及高斯白雜訊的正交分頻多工符元，並且利用已階層式調變的領航訊號(可能為階層式8-相位鍵移調變或者是階層式64-正交振幅調變)來判定通道特性。在收發機20之部分則相當於將收發機10各部分功能進行反向操作，以便進行訊號解調。第3圖所表示的收發機20包括了一訊號處理裝置201，接收一正交分頻多工符元，並根據所接收的正交分頻多工符元來處理正交分頻多工符元，其中上述正交分頻多工符元具有階層式調變的複數領航訊號。而訊號處理裝置201更包括：一循環字首移除裝置2011，用以移除於傳送器中所加入的循環字首。一串列/並列器2012，將符碼由串列轉為並列。一快速傅立葉轉換器2013，將複數符碼從時間領域轉變為頻率領域，並輸出I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號。一並列/串列器2014，將I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號由並列轉為串列，其中I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號稱之為處理訊號。而收發機20中的領航訊號分析模組207包括：一領航訊號擷取器202，從並列/串列器2014所輸出的I/Q資料訊號以及I/Q領航訊號中擷取其中的I/Q領航訊號，並且領航訊號分析模組207更包括一階層式領航訊號解對應器203，用以將上述正交分頻多工符元中的I/Q領航訊號解調變，輸出複數領航訊號。以第2-1圖的階層式8-相位鍵移之星座圖為例，解調變所擷取的I/Q領航訊號，一個I/Q領航訊號即可得到表示為三個二進位位元的領航訊號，其中最前面的第一個位元為基礎層位元、第二個位元為第一階層位元以及第三個位元為第二階層位元，接著再將各階層位元輸入至一階層差異分析模組204中。或以第2-2圖的階層式64-正交振幅調變星座圖為例，解調變所擷取的I/Q領航訊號，一個I/Q領航訊號即可得到表示為六個二進位位元的領航訊號，其中最前面的第一個位元和第二的位元為基礎層位元、第三個位元和第四的位元為第一階層位元以及第五個位元和第六的位元第二階層位元，接著，再將各階層位元輸入至一階層差異分析模組204中。

階層差異分析模組204係根據已解調變的領航訊號所得的各階層位元之階層差異以達到通道估測的目的。對階層式星座圖來說，每階層對位元的保護程度不同，由任兩個階層在同樣的載波雜訊比(Carrier to Noise ratio，簡稱CNR)下的位元錯誤率(bit error rate，簡稱BER)之比值即為階層差異(Degree Difference)。換句話說，階層差異D_ab 則定義為在相同的載波雜訊比下第a層的位元錯誤率以及第b層的位元錯誤率的相除值，即亦可表示為：

故階層差異D₁₀ 即為基礎層的位元以及第一階層位元在相同的載波雜訊比下，其位元錯誤率之比值，階層差異D₂₁ 即為第二階層位元以及第一階層位元在相同的載波雜訊比下，其位元錯誤率之比值，以及階層差異D₂₀ 即為第二階層位元以及基礎層位元在相同的載波雜訊比下，其位元錯誤率之比值，亦可定義為：

故階層差異分析模組204根據各個階層差異在不同的載波雜訊比下，所得到的階層差異曲線圖之特性來判定通道的特性以傳送通道特性估測訊號ES至收發機20裡的通道偵測模組205中的通道估測器2051。上述通道估測器2051會依據所擷取的I/Q領航訊號來偵測通道響應以及根據所接收到的通道特性估測訊號ES來調整收發機10中的調變方式，故上述通道估測器2051根據所接收到的通道特性估測訊號ES以發送一最佳調變指示訊號IS經由天線200傳送至收發機10中以調整收發機10中的調變方式為8-相位鍵移或者是64-正交振幅調變方式。以及通道偵測模組205中所包括的單值權重等化器2052(One-tap equalizer)利用上述通道估測器2051所偵測出的通道響應，對訊號做增益調整，即可補償訊號受到通道衰落(Fading)之影響，使傳送的訊息不致發生嚴重的失真現象來補償上述通道響應。進一步，再利用一資料訊號解對應器2053將I/Q資料訊號解調為數位資料位元DATA。

第4-1、4-2、4-3圖為根據本發明一實施例所述之階層式8-相位鍵移星座圖調變領航訊號之階層差異D₁₀ 之曲線圖，其中係根據第一相位參數θ1以及一第二相位參數θ₂ 來控制階層式8-相位鍵移星座圖中的星座點對應位置，縱軸為階層差異(單位為dB)以及橫軸為載波雜訊比(CNR)。但第4-1圖係表示不同的第一相位參數θ₁ 以及第二相位參數θ₂ ，在高斯白雜訊影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖；而第4-2圖係表示不同的第一相位參數θ₁ 以及第二相位參數θ₂ ，在瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖，以及第4-3圖係為高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖以及瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖之比較圖。

根據第4-1圖，可了解階層式8-相位鍵移星座圖當(θ₁ ,θ₂ )=(3π/13,π/8)、(3π/13,π/9)、(4π/17,π/9)、(4π/17,π/10)的參數設定下，於高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖會隨著載波雜訊比(CNR)的增加而增加(如第4-1圖中上半部的曲線圖)，並且曲線係呈現凹面；而根據第4-2圖，可了解階層式8-相位鍵移星座圖當(θ₁ ,θ₂ )=(3π/13,π/8)、(3π/13,π/9)、(4π/17,π/9)、(4π/17,π/10)的參數設定下，於瑞利衰落通道影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖一開始會隨著載波雜訊比(CNR)的增加而增加，但會逐漸趨向平緩(如第4-2圖中上半部的曲線圖)，並且曲線係呈現凸面，兩種通道下的階層差異曲線具有不同趨勢和特性，以成為通道估測的基礎。

此外，根據第4-1以及4-2圖，當(θ₁ ,θ₂ )=(3π/11,π/8)、(3π/11,π/9)的參數設定下，不論是在高斯白雜訊通道影響下或瑞利衰落通道影響下，階層差異D₁₀ 之曲線圖均發生向下翻轉的現象，此現象稱之為曲線翻轉(Curve Inversion)。根據第第4-1以及4-2圖之曲線翻轉現象可了解代表位元階層保護優先順序發生了改變，也就是基礎層位元所受的保護低於第一層位元，所以才會發生曲線翻轉的現象。當曲線翻轉現象發生時，在高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖會隨著載波雜訊比(CNR)的增加而降低，但會逐漸趨向平緩，且曲線卻呈現凸面(如第4-1圖中下半部的曲線圖)；而在瑞利衰落通道影響下的階層差異D10之曲線圖一開始雖會隨著載波雜訊比(CNR)的增加而降低，但會逐漸趨向平緩，且曲線卻呈現凹面(如第4-2圖中下半部的曲線圖)，兩種通道下的階層差異曲線具有不同趨勢和特性，以成為通道估測的基礎。

根據上面的分析，由於參數θ₁ 、θ₂ 的設定會造成兩種不同的曲線，一種是階層差異隨著載波雜訊比的增加而增加的曲線，另一種是階層差異隨著載波雜訊比(CNR)的增加而降低的曲線，而參數θ₁ 、θ₂ 的設定可調整對各階層位元的保護力，所以可視通道情況來調整參數θ₁ 、θ₂ 以調整對各階層位元的保護力來保護最優先或最重要的位元。

根據第4-3圖，在較低載波雜訊比情況下的階層差異D₁₀ 之曲線圖，在不同的通道下(高斯白雜訊通道或瑞利衰落通道)曲線的趨勢較不明顯，故可利用階層差異D₁₀ 之絕對值大小來區別何種通道下，在高斯白雜訊通道下的階層差異D₁₀ 之絕對值大小必定大於在瑞利衰落通道下的階層差異D₁₀ 之絕對值。因此，在低載波雜訊比的情況下，依舊可以進行通道估測。

此外，在階層式8-相位鍵移中的階層差異D₂₁ 或D₂₀ 之曲線圖亦可提供通道資訊，但以階層差異D₁₀ 之曲線圖最容易進行通道估測。

第5-1、5-2、5-3、5-4圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變星座圖來調變領航訊號，在不同通道下所得到的階層差異D₁₀ 以及階層差異D₂₀ 之曲線圖，其中係根據一階層距離比率參數λ=d₁ /d₂ 來控制階層式64-正交振幅調變星座圖中的星座點對應位置，縱軸為階層差異(單位為dB)以及橫軸為載波雜訊比(CNR)。第5-1圖係表示不同的階層距離比率參數λ=d₁ /d₂ 情況下，在高斯白雜訊影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖，而第5-2圖係表示不同的階層距離比率參數λ=d₁ /d₂ 情況下，在高斯白雜訊影響下的階層差異D₂₀ 之曲線圖；而第5-3圖係表示不同的階層距離比率參數λ=d₁ /d₂ 情況下，在瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖，以及第5-4圖係表示不同的階層距離比率參數λ=d₁ /d₂ 情況下，在瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₂₀ 之曲線圖。

根據第5-1、5-2圖可了解，在λ=0.75、0.8、0.9的參數設定下，於高斯白雜訊影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖以及階層差異D₂₀ 之曲線圖會隨著載波雜訊比的增加而增加，並且曲線係呈現凹面(如第5-1圖和第5-2圖的曲線圖)。而根據第5-3、5-4圖可了解，在λ=0.75、0.8、0.9的參數設定下，於瑞利衰落通道影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖以及階層差異D₂₀ 之曲線圖雖然一開始也會隨著載波雜訊比的增加而增加，但會逐漸趨向平緩，並且曲線係呈現凸面(如第5-3圖和第5-4圖的曲線圖)。兩種通道的階層差異之曲線圖特性，可成為通道估測的基礎。

第6-1圖係表示階層式64-正交振幅調變中的階層差異D₁₀ 於高斯白雜訊影響或瑞利衰落通道影響下的曲線圖；而第6-2圖係表示階層式64-正交振幅調變中的階層差異D₂₀ 於高斯白雜訊影響或瑞利衰落通道影響下的曲線圖。根據第6-1、6-2圖可了解，在較低載波雜訊比情況下的階層差異D₁₀ 或階層差異D₂₀ 之曲線圖，在不同的通道下(高斯白雜訊通道或瑞利衰落通道)曲線的趨勢較不明顯，故可利用階層差異D₁₀ 之絕對值大小或者是階層差異D₂₀ 之絕對值大小來區別何種通道下，在高斯白雜訊通道下的階層差異D₁₀ 之絕對值大小必定大於在瑞利衰落通道下的階層差異D₁₀ 之絕對值，而在高斯白雜訊通道下的階層差異D₂₀ 之絕對值大小亦必定大於在瑞利衰落通道下的階層差異D₂₀ 之絕對值。因此，在低載波雜訊比的情況下，依舊可以進行通道估測。

第7-1圖係表示當階層式64-正交振幅調變中的階層距離比率參數λ=0.75、0.8、0.9或1.15的情況下，在高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₂₁ 之曲線圖；而第7-2圖係表示當階層式64-正交振幅調變中的階層距離比率參數λ=0.75、0.8、0.9或1.15的情況下，在瑞利衰落通道影響下的階層差異D₂₁ 之曲線圖。根據第7-1以及7-2圖可了解，階層差異D₂₁ 之曲線圖幾乎相同，在高斯白雜訊通道下或瑞利衰落通道下的現象皆相似。故階層差異D₂₁ 之曲線圖可做為階層差異D₁₀ 和階層差異D₂₀ 的參考曲線。

第8圖係顯示當階層式64-正交振幅調變中的階層距離比率參數λ=1.15的情況下，在高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₁₀ 、階層差異D₂₀ 以及階層差異D₂₁ 之曲線圖。根據第8圖可發現，當階層差異D₁₀ 以及階層差異D₂₀ 在某個載波雜訊比下均會通過階層差異之數值為0的情況下，例如在第8圖中，當在載波雜訊比為20dB的情況下，階層差異D₁₀ 的值為0；而階層差異D₂₀ 則約略在載波雜訊比為23dB的情況下，其階層差異D₂₀ 的值為0。階層差異曲線會通過階層差異之數值為0的現象，稱之為零值相交(Zero-crossing)，當零值相交的情況發生時，代表著不同階層的位元之錯誤率曲線是相交的，亦表示不同階層位元的保護力已有所改變。

根據階層式8-相位鍵移或是階層式64-正交振幅調變的階層差異，在不同的通道下(高斯白雜訊通道或瑞利衰落通道)，其階層差異曲線有著類似的特性，但在不同的參數設定下，階層式8-相位鍵移或是階層式64-正交振幅調變的階層差異曲線圖卻具有不同的特性，例如階層式64-正交振幅調變的階層差異之曲線圖在某載波雜訊比下會出現零值相交，故階層式8-相位鍵移或是階層式64-正交振幅調變的階層差異曲線圖亦呈現不同的通道估測特性。並且階層差異分析模組204就是根據上述所討論的階層差異曲線圖之特性來判定通道的特性以傳送通道特性估測訊號ES至通道偵測模組205中的通道估測器2051，而通道估測器2051再根據所接收的通道特性估測訊號ES來傳送最佳調變指示訊號IS用以指示收發機10是根據8-相位鍵移或者是64-正交振幅調變之星座圖來調變所要傳送的資料。根據所估測到的通道特性來適應性地調整收發機10的調變方式，此技術會提高系統對抗通道效應的效能以降低系統錯誤率。

第9圖為根據本發明一實施例所述之階層差異分析204(表示於第3圖中)之方塊圖。階層差異分析模組204包括：一串列/並列器2401，個別將領航訊號中的各階層位元輸入至複數領航訊號暫存器2402中。複數領航訊號暫存器2402，用以儲存領航訊號中的各階層位元，以階層式64-正交振幅調變為例，則領航訊號暫存器2402-1儲存第一階層位元；領航訊號暫存器2402-2儲存第二階層位元以及領航訊號暫存器2402-3儲存第三階層位元。複數領航訊號錯誤偵測器2403，在相同的載波雜訊比下，用以比較儲存於各領航訊號暫存器2402中的各階層位元以及原本即為已知的領航訊號之各階層位元之位元差異，以得到各階層位元錯誤率大小。換句話說，則領航訊號錯誤偵測器2403-1偵測第一階層位元以及原本即為已知的領航訊號之第一階層位元之位元差異，領航訊號錯誤偵測器2403-2偵測第二階層位元以及原本即已知的領航訊號之第二階層位元之位元差異，以及領航訊號錯誤偵測器2403-3偵測第三階層位元以及原本即為已知的領航訊號之第三階層位元之位元差異。複數領航訊號錯誤率暫存器2404，用以儲存領航訊號錯誤偵測器2403所偵測的各階層位元之錯誤率，亦為領航訊號錯誤率暫存器2404-1儲存領航訊號錯誤偵測器2403-1所偵測到的錯誤率，以此類推。一階層差異分析器2405，先根據各階層位元之錯誤率的大小，定義在相同的載波雜訊比下，各階層位元之錯誤率之比值以產生階層差異曲線，例如階層差異D₁₀ 即為基礎層的位元以及第一階層位元在相同的載波雜訊比下，其位元錯誤率之比值，再利用不同載波雜訊比下的複數階層差異連接而成階層差異曲線。而一階層差異估測器2406根據階層差異分析器2405所得到的複數個階層差異曲線來產生一通道特性估測訊號ES至通道估測器2051中。本發明之應用亦可推展至二階層或三階層以上的階層式星座圖來達成利用階層式星座圖來評估通道特性。

本發明提出將正交分頻多工系統中既有的領航訊號改成階層式調變的領航訊號。在接收器，利用領航訊號中的每個階層位元對載波頻率飄移所具有不同的特性，用以偵測高速移動下所產生的載波頻率飄移之嚴重程度以及判斷目前通道的訊雜比之大小，就可不需要利用傳統的訊號接收強度指標來判斷通道的訊雜比之大小。

本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

10、20．．．收發機

101．．．資料源

102．．．資料訊號對應器

103．．．串列/並列器

104．．．領航訊號源

105．．．階層式訊號對應器

106．．．串列/並列器

107．．．反快速傅立葉轉換器

108．．．並列/串列器

109．．．循環字首插入裝置

110．．．參數選擇器

200．．．接收器

201．．．訊號處理裝置

2011．．．循環字首移除裝置

2012．．．串列/並列器

2013．．．快速傅立葉轉換器

2014．．．並列/串列器

202．．．領航訊號擷取器

203．．．階層式領航訊號解對應器

204．．．階層差異分析模組

205．．．通道偵測模組

2051．．．通道估測器

2052．．．單值權重等化器

2053．．．資料訊號解對應器

2401．．．串列/並列器

2402-1、2402-2、2402-3．．．領航訊號暫存器

2403-1、2403-2、2403-3．．．領航訊號錯誤偵測器

2404-1、2404-2、2404-3．．．領航訊號錯誤率暫存器

2405．．．階層差異分析器

2406．．．階層差異估測器

100、200．．．天線

第1圖為根據本發明一實施例所述之收發機10之方塊圖，用以產生和傳送一具有階層式調變的領航訊號之正交分頻多工符元。

第2-1圖為根據本發明一實施例所述之階層式8-相位鍵移星座圖。

第2-2圖為根據本發明一實施例所述之階層式64-正交振幅調變星座圖。

第3圖為根據本發明一實施例所述之收發機20的方塊圖。

第4-1圖係表示不同的第一相位參數θ₁ 以及第二相位參數θ₂ ，在高斯白雜訊影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖。

第4-2圖係表示不同的第一相位參數θ₁ 以及第二相位參數θ₂ ，在瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖。

第4-3圖係為高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖以及瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖之比較圖。

第5-1圖係表示不同的階層距離比率參數下，在高斯白雜訊影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖。

第5-2圖係表示不同的階層距離比率參數下，在高斯白雜訊影響下的階層差異D₂₀ 之曲線圖。

第5-3圖係表示不同的階層距離比率參數下，在瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₁₀ 之曲線圖。

第5-4圖係表示不同的階層距離比率參數下，在瑞利衰落通道之影響下的階層差異D₂₀ 之曲線圖。

第6-1圖係表示階層式64-正交振幅調變中的階層差異D₁₀ 於高斯白雜訊影響或瑞利衰落通道影響下的曲線圖。

第6-2圖係表示階層式64-正交振幅調變中的階層差異D₂₀ 於高斯白雜訊影響或瑞利衰落通道影響下的曲線圖。

第7-1圖係表示當階層式64-正交振幅調變中的階層距離比率參數λ=0.75、0.8、0.9或1.15的情況下，在高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₂₁ 之曲線圖。

第7-2圖係表示當階層式64-正交振幅調變中的階層距離比率參數λ=0.75、0.8、0.9或1.15的情況下，在瑞利衰落通道影響下的階層差異D₂₁ 之曲線圖。

第8圖係顯示當階層式64-正交振幅調變中的階層距離比率參數λ=1.15的情況下，在高斯白雜訊通道影響下的階層差異D₁₀ 、階層差異D₂₀ 以及階層差異D₂₁ 之曲線圖。

第9圖為根據本發明一實施例所述之階層差異分析204(表示於第3圖中)之方塊圖。

20．．．收發機

201．．．訊號處理裝置

2011．．．循環字首移除裝置

2012．．．串列/並列器

2013．．．快速傅立葉轉換器

2014．．．並列/串列器

202．．．領航訊號擷取器

203．．．階層式領航訊號解對應器

204．．．階層差異分析模組

205．．．通道偵測模組

2051．．．通道估測器

2052．．．單值權重等化器

2053．．．資料訊號解對應器

Claims (32)

1. 一種收發機，適用於一正交分頻多工系統，包括：一訊號處理裝置，接收一正交分頻多工符元，並根據上述正交分頻多工符元處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述正交分頻多工符元具有階層式調變的複數領航訊號，且上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；一領航訊號分析裝置，擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號，以及將上述處理信號中的處理過之上述領航訊號解調變以產生各階層位元；一階層差異分析模組，根據上述各階層位元以產生複數階層差異，並且根據上述階層差異來判定通道特性以傳送一通道特性估測訊號；以及一通道偵測模組，根據上述通道特性估測訊號以發送一最佳調變指示訊號至另一收發機中以調整上述另一收發機中的調變方式，並且根據處理過之上述領航訊號偵測上述處理訊號的通道響應並且補償上述處理訊號以產生一輸出資料。
2. 如申請專利範圍第1項所述之收發機，其中上述領航訊號分析裝置包括：一領航訊號擷取器，擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號；以及一階層式領航訊號解對應器，根據一階層式相位鍵移星座圖或者一階層式正交振幅調變星座圖將處理過之上述領航訊號解調變。
3. 如申請專利範圍第2項所述之收發機，其中上述階層差異分析模組包括：一串列/並列器，將根據上述階層式相位鍵移星座圖或上述階層式正交振幅調變星座圖所解調變的上述領航訊號之位元分為上述各階層位元，並輸出上述各階層位元；一領航訊號錯誤偵測器，偵測上述各階層位元之各階層位元錯誤率；一階層差異分析器，根據上述各階層位元之上述各階層位元錯誤率的大小之比值以產生複數階層差異，再根據上述階層差異以產生複數個階層差異曲線；以及一階層差異估測器，根據上述階層差異曲線之特性來估測通道特性以產生上述通道特性估測訊號至上述通道偵測模組中。
4. 如申請專利範圍第3項所述之收發機，其中上述階層式正交振幅調變星座圖之星座點分佈位置係根據一階層距離比率參數來調整。
5. 如申請專利範圍第3項所述之收發機，其中階層式相位鍵移星座圖之星座點分佈位置係根據複數相位參數來調整。
6. 如申請專利範圍第3項所述之收發機，其中上述各階層位元錯誤率包括一基礎層位元錯誤率、一第一階層位元錯誤率以及一第二階層位元錯誤率。
7. 如申請專利範圍第6項所述之收發機，其中根據在相同的載波雜訊比下的上述基礎層位元錯誤率、上述第一階層位元錯誤率以及上述第二階層位元錯誤率之大小比值以產生上述階層差異。
8. 如申請專利範圍第7項所述之收發機，其中上述階層差異係為在相同的載波雜訊比下，上述第一階層位元錯誤率除以上述基礎層位元錯誤率之數值、上述第二階層位元錯誤率除以上述基礎層位元錯誤率之數值或上述第二階層位元錯誤率除以上述第一階層位元錯誤率之數值。
9. 如申請專利範圍第4項所述之收發機，其中當係根據階層式正交振幅調變星座圖來解調變處理過之上述領航訊號時，根據不同的載波雜訊比下所對應之上述階層差異以產生上述階層差異曲線，則上述階層差異曲線與上述階層距離比率參數有關。
10. 如申請專利範圍第5項所述之收發機，其中當係根據階層式相位鍵移星座圖來解調變處理過之上述領航訊號時，根據不同的載波雜訊比下所對應之上述階層差異以產生上述階層差異曲線，則上述階層差異曲線與上述相位參數有關。
11. 如申請專利範圍第2項所述之收發機，其中上述階層差異曲線之特性包括零值相交以及曲線翻轉。
12. 如申請專利範圍第9項所述之收發機，其中當上述階層距離比率參數為一第一既定值以及上述載波雜訊比為一第二既定值時，若上述階層差異曲線通過零值，則上述階層差異曲線之特性為零值相交。
13. 如申請專利範圍第10項所述之收發機，其中當上述相位參數為一第三既定值時，若上述階層差異曲線出現向下翻轉的現象，則上述階層差異曲線之特性為曲線翻轉。
14. 如申請專利範圍第12項所述之收發機，其中當上述階層距離比率參數為1.15以及上述載波雜訊比為上述第二既定值時，若上述階層差異曲線通過零值，則上述階層差異曲線之特性為零值相交。
15. 如申請專利範圍第1項所述之收發機，其中上述通道偵測模組更包括一單值權重等化器，用以補償上述通道響應。
16. 如申請專利範圍第1項所述之收發機，其中上述訊號處理裝置更包括一傅立葉轉換裝置，用以將上述正交分頻多工符元由時域轉換為頻域。
17. 一種通道估測方法，適用於一正交分頻多工系統，包括：階層式調變一正交分頻多工符元之複數領航訊號；傳送上述正交分頻多工符元，其中上述正交分頻多工符元受到通道效應所影響；透過一訊號處理裝置，根據上述正交分頻多工符元處理上述正交分頻多工符元以產生一處理信號，其中上述處理信號具有處理過之上述領航訊號；擷取上述處理信號中的處理過之上述領航訊號；解調變處理過之上述領航訊號；根據已解調變的上述領航訊號以產生複數階層差異，並且根據上述階層差異來判定通道特性以傳送一通道特性估測訊號至一通道偵測模組；以及根據上述通道特性估測訊號以發送一最佳調變指示訊號至一收發機中以調整上述收發機中的調變方式。
18. 如申請專利範圍第17項所述之通道估測方法，更包括：根據一階層式相位鍵移星座圖或一階層式正交振幅調變星座圖來將處理過之上述領航訊號解調變。
19. 如申請專利範圍第18項所述之通道估測方法，更包括：將已解調變的上述領航訊號分成各階層位元；偵測上述各階層位元之各階層位元錯誤率；根據上述各階層位元錯誤率的大小之比值產生複數階層差異；根據上述階層差異產生複數個階層差異曲線；以及根據上階層差異曲線之特性來估測通道特性以產生上述通道特性估測訊號至上述通道偵測模組中。
20. 如申請專利範圍第19項所述之通道估測方法，其中上述階層式正交振幅調變星座圖之星座點分佈位置係根據一階層距離比率參數來調整。
21. 如申請專利範圍第19項所述之通道估測方法，其中上述階層式相位鍵移星座圖之星座點分佈位置係根據複數相位參數來調整。
22. 如申請專利範圍第19項所述之通道估測方法，其中上述各階層位元錯誤率包括一基礎層位元錯誤率、一第一階層位元錯誤率以及一第二階層位元錯誤率。
23. 如申請專利範圍第22項所述之通道估測方法，其中根據在相同的載波雜訊比下的上述基礎層位元錯誤率、上述第一階層位元錯誤率以及上述第二階層位元錯誤率之大小比值以產生上述階層差異。
24. 如申請專利範圍第23項所述之通道估測方法，其中上述階層差異係為在相同的載波雜訊比下，上述第一階層位元錯誤率除以上述基礎層位元錯誤率之數值、上述第二階層位元錯誤率除以上述基礎層位元錯誤率之數值或上述第二階層位元錯誤率除以上述第一階層位元錯誤率之數值。
25. 如申請專利範圍第20項所述之通道估測方法，其中當係根據階層式正交振幅調變星座圖來解調變處理過之上述領航訊號時，根據不同的載波雜訊比下所對應之上述階層差異以產生上述階層差異曲線，則上述階層差異曲線與上述階層距離比率參數有關。
26. 如申請專利範圍第21項所述之通道估測方法，其中當係根據階層式相位鍵移星座圖來解調變處理過之上述領航訊號時，根據不同的載波雜訊比下所對應之上述階層差異以產生上述階層差異曲線，則上述階層差異曲線與上述相位參數有關。
27. 如申請專利範圍第19項所述之通道估測方法，其中上述階層差異曲線之特性包括零值相交以及曲線翻轉。
28. 如申請專利範圍第25項所述之通道估測方法，其中當上述階層距離比率參數為一第一既定值以及上述載波雜訊比為一第二既定值時，若上述階層差異曲線通過零值，則上述階層差異曲線之特性為零值相交。
29. 如申請專利範圍第26項所述之通道估測方法，其中當上述相位參數為一第三既定值時，若上述階層差異曲線出現向下翻轉的現象，則上述階層差異曲線之特性為曲線翻轉。
30. 如申請專利範圍第28項所述之通道估測方法，其中當上述階層距離比率參數為1.15以及上述載波雜訊比為上述第二既定值時，若上述階層差異曲線通過零值，則上述階層差異曲線之特性為零值相交。
31. 如申請專利範圍第17項所述之通道估測方法，更包括補償通道效應所產生的通道響應。
32. 如申請專利範圍第17項所述之通道估測方法，更包括將上述正交分頻多工符元由時域轉換為頻域。