JP2007180793A - 変調方法、復調方法およびそれらを用いた変調装置、受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多値変調において、高品質な伝送を可能にすること。
【解決手段】シンボルにより配置されるべき信号点が固定せず、送信ごとに配置すべき信号点を変更することにより、誤り耐性の低い信号点のみに配置されるシンボルを低減させる。詳細は後述するが、ＱＡＭ変調におけるシンボル内のビット配置と、信号点への配置規則とをシンボルの送信ごとに変更することにより、特定のシンボルが定常的に低い誤り耐性となることを防止でき、誤り率の低減、スループットが向上できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信技術に関し、特に、無線信号を変復調する変調方法、復調方法およびそれらを用いた変調装置、受信装置に関する。

近年、通信技術の発達により、高速なデータ通信が実現されるようになった。高速なデータ通信においては、単位時間あたりに送信すべきデータ量が増大するため、誤り率を低下させる必要がある。誤り率が増加すると、スループットやシステム全体の容量に影響を与えてしまうからである。従来は、同一データを複数の異なる配置で変調して送信し、受信側において、受信状態の良い一方の配置による変調信号を選択して復調することによって、受信信号の推定精度を向上させ、誤り率を低下させていた（たとえば、特許文献１参照）。
特開２００５−０２７３２６号公報

本発明者はこうした状況下、以下の課題を認識するに至った。すなわち、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）のような多値変調の場合、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のような２値変調と比較して、信号点間の距離が小さくなる。そうすると、１つの受信信号のみをもとにして復調する場合、多値変調は２値変調よりも誤り率が高くなり、伝送距離が短くなるといった課題である。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、多値変調の場合であっても、誤り率に影響を与えることなく、高品質な変調方法、復調方法およびそれらを用いた変調装置、受信装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の変調装置は、送信すべきシンボルを入力する入力部と、入力部から入力されたシンボルに対して、複数種類の振幅を有する複数の信号点が含まれる信号点配置を基とする変調方式を用いて、信号点配置に含む複数の信号点のいずれかに配置処理を実行する第１変調部と、入力部から入力されたシンボルに対して、変調方式を用いて、第１変調部において配置された信号点とは異なる信号点であって、信号点配置における異なる象限に含まれる信号点に配置処理を実行する第２変調部と、第１変調部と第２変調部によって、それぞれ配置処理が実行されたシンボルを出力する出力部と、を備える。

ここで、「複数種類の振幅を有する複数の信号点を含む信号点配置を基とする変調方式」とは、位相変調のみで表現できない多値変調方式を含み、たとえば、１６ＱＡＭや８Ａ−ＰＳＫ（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ−Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などを含む。また、「象限」とは、実数軸と虚数軸とから構成される信号点座標、いわゆるコンスタレーション上に含まれる４つの象限のうちのいずれかを含む。この態様によると、同一のシンボルをそれぞれ異なる信号点に配置することによって、受信側において、信号点の位置による誤りの確率を平均化できる。

第２変調部は、コンスタレーション上の原点を中心として、第１変調部において配置された最小の振幅を有する信号点に対して点対象となる象限に存在する信号点であって、かつ、最大の振幅を有する信号点に配置してもよい。第１変調部は、入力部から入力されたシンボルに含まれる同相成分と直交成分のいずれかに重み付けすることによって、信号点配置に含む複数の信号点のいずれかに配置処理を実行し、第２変調部は、第１変調部において重み付けの対象となった成分以外の成分に重み付けすることによって、第１変調部によって配置された信号点との距離が離れた信号点に配置してもよい。第１変調部は、入力部によって入力されたシンボルに含まれ、シンボルが配置されるべき象限を示すビットと象限内の配置を示すビットとに従って規定される信号点に配置し、第２変調部は、入力部によって入力されたシンボルに含まれる象限を示すビットを象限内の配置を示すビットとし、さらに、象限内の配置を示すビットを象限を示すビットとして、規定される信号点に配置してもよい。第２変調部は、シンボルに含まれる複数のビットの順序を変更することによって、シンボルに含まれる象限を示すビットを象限内の配置を示すビットとし、さらに、シンボルに含まれる配置を示すビットを象限を示すビットとしてもよい。

ここで、「シンボルに含まれる象限を示すビットを象限内の配置を示すビットとし、さらに、シンボルに含まれる配置を示すビットを象限を示すビットとし」とは、象限を示すビットを象限内の配置を示すビットとして扱い、または、象限内の配置を示すビットを象限を示すビットとして扱うことを含み、象限を示すビットと象限内の配置を示すビットとを入れ替えることなどを含む。この態様によると、簡易な処理によって、回路規模を増大することなく、同一のシンボルを異なる信号点に配置できる。また、１回目と２回目において配置されるべき信号点の距離が離れることとなり、誤り耐性を平均化できる。

本発明の別の態様は、受信装置である。この装置は、複数種類の振幅を有する複数の信号点が含まれる信号点配置を基とする変調方式を用いて、信号点配置に含まれた複数の信号点のいずれかに配置されたシンボルと、変調方式を用いて変調されたシンボルと同一のシンボルであって、信号点とは異なる信号点に配置されたシンボルとを受信するシンボル受信部と、シンボル受信部によって受信されたそれぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調するシンボル復調部と、を備える。

この態様によると、異なる信号点にそれぞれ配置された同一のシンボルに対して、それぞれの対応関係を考慮して合成することによって、受信時のエネルギーを増大できる。これにより、誤り率を低減できる。また、誤り率が低減されるため、再送回数を低減でき、これにより、スループットが向上できる。

２つのシンボルのそれぞれに対する信号強度を測定する測定部と、測定部によって測定された複数の信号強度のうち、より大きい信号強度を選択する選択部とをさらに備えてもよい。シンボル復調部は、選択部によって選択された信号強度が信号強度に関するしきい値より大きい場合、その信号強度に対応するシンボルを復調し、選択部によって選択された信号強度が所定のしきい値以下の場合、シンボル受信部によって受信されたそれぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調してもよい。この態様によると、伝搬路の状況がよい場合は、単一のシンボルのみを復調対象とすることによって、処理量、および、消費電力を低減できる。

シンボル復調部は、シンボルが配置されたそれぞれの信号点を示す象限を示すビットと象限内の配置を示すビットの順序を変更することによって、それぞれの信号点に配置されたシンボルを合成してもよい。シンボル復調部は、それぞれのシンボルに含まれる複数のビットに対し、シンボルごとに、同相成分と直交成分のいずれか異なる一方に対し、重み係数を乗じた後に、それぞれの信号点に配置されたシンボルを合成してもよい。シンボル復調部は、受信部によって受信された複数のシンボルのうち、原点からの距離がより遠い信号点に配置されたシンボルに対し、他のシンボルより大きな重み係数を乗じた後に合成してもよい。この態様によると、簡易な処理によって、回路規模を増大することなく、対象シンボルを効率良く復調できる。

本発明のさらに別の態様は、変調方法である。この方法は、送信すべきシンボルに対して、複数種類の振幅を有する複数の信号点を含む信号点配置を基とする変調方式を用いて、信号点配置に含む複数の信号点のいずれかに配置処理を実行する第１の変調ステップと、シンボルと同一のシンボルに対して、変調方式を用いて、第１の変調ステップにおいて配置された信号点とは異なる信号点であって、信号点配置における異なる象限に含まれる信号点に配置処理を実行する第２の変調ステップと、を含む。この態様によると、同一のシンボルをそれぞれ異なる信号点に配置することによって、受信側において、信号点の位置による誤りの確率を平均化できる。

本発明のさらに別の態様は、復調方法である。この方法は、複数種類の振幅を有する複数の信号点を含む信号点配置を基とする変調方式を用いて、信号点配置に含まれた複数の信号点のいずれかに配置されたシンボルと、変調方式を用いて変調されたシンボルと同一のシンボルであって、信号点とは異なる信号点に配置されたシンボルとを受信するステップと、受信するステップによって受信されたそれぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調するステップと、を含む。

この態様によると、異なる信号点にそれぞれ配置された同一のシンボルに対して、それぞれの対応関係を考慮して合成することによって、受信時のエネルギーを増大できる。これにより、誤り率を低減できる。また、誤り率が低減されるため、再送回数を低減でき、これにより、スループットが向上できる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、多値変調の場合であっても、誤り率に影響を与えることなく、高品質な送信方法、受信方法、およびそれらを用いた送信装置、受信装置を実現できる。

本発明の実施形態を具体的に説明する前に、まず、本発明の実施形態の概要について述べる。本発明の実施形態は、同一のデータを複数送信する際に、それぞれ異なる変復調方式を用いる通信システムに関する。本実施形態は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式を用いたＵＷＢなどの高速データ通信システムなどに適用できる。

一般的に、多値変調、特に、ＱＡＭ変調は、配置される信号点により、その誤り耐性が異なる。ＱＡＭ変調は、原点を中心として格子状に配置される変調方式であり、その誤り耐性は、信号点間の距離や、原点からの距離に比例して良好になる。しかしながら、一般的に、信号点配置上への配置規則は、シンボルを構成するビットの配置により定まるため、シンボルにより配置されるべき信号点が固定されることとなる。そうすると、誤り耐性の低い信号点にかかるシンボルは、受信側において、定常的に、誤り率が悪くなる。そうすると、そのシンボルは再送対象となり、スループットが低減される。

したがって、本発明の実施形態においては、シンボルにより配置されるべき信号点が固定せず、送信ごとに配置すべき信号点を変更することにより、誤り耐性の低い信号点のみに配置されるシンボルを低減させる。詳細は後述するが、ＱＡＭ変調におけるシンボル内のビット配置と、信号点への配置規則とをシンボルの送信ごとに変更することにより、特定のシンボルが定常的に低い誤り耐性となることを防止でき、誤り率の低減、スループットが向上できる。

なお、本実施形態における通信処理は、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）を対象として説明するが、本発明はこれに限定されない。ＵＷＢとは、超広帯域を利用する通信技術である。ＦＣＣ（米国連邦通信委員会）の規定では、ＵＷＢは、１０ｄＢ比帯域幅が中心周波数の２０％以上、または、５００ＭＨｚ以上の帯域幅を使用する無線通信を指すと定義されている。その一方式であるＯＦＤＭ方式とＦＨ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ）方式とを組み合わせたＭＢ（ＭｕｌｔｉＢａｎｄ）−ＯＦＤＭ方式では、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚの帯域を１４バンドに分割し、１バンドあたり５２８ＭＨｚを割り当てる。１バンドは、さらに１２８本の搬送波からなるＯＦＤＭ信号で形成されている。この各バンドを高速に切替えることにより、帯域内の平均通信電力を下げ、低電力化を図っている。

ここで、ＯＦＤＭについて説明する。ＯＦＤＭは、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに異なる周波数の搬送波をディジタル変調して得られた多数のディジタル変調信号を加算して複数のサブキャリア信号を生成し、送信する通信方法である。ＯＦＤＭは、ＵＷＢ、地上波ディジタル放送、ＩＥＥＥ８０２．１１ａなどの無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、電力線モデムなどの伝送方式に採用されている。ＦＤＭでは、高速なデータ信号を低速で狭帯域な複数のデータ信号に変換し周波数軸上で並列に送信するが、ＯＦＤＭでは、さらに直交性を利用し、周波数軸上でのオーバラップを許容している。複数の搬送波が一部重なりあいながらも、互いに干渉することなく密に並べることができるため、狭い周波数の範囲を効率的に利用した広帯域伝送を実現し、周波数の利用効率を上げることができる。

図１は、本発明の実施形態に係る通信システム１００の構成例を示す。通信システム１００は、送信装置１０、受信装置１２を含む。また、送信装置１０は、ベースバンド変調部１４、アップコンバータ１６、第１符号発生部１８、第１周波数シンセサイザ２０、送信用アンテナ２２を含む。また、受信装置１２は、受信用アンテナ２４、ダウンコンバータ２６、同期捕捉部２８、第２符号発生部３０、第２周波数シンセサイザ３２、ベースバンド復調部３４、を含む。また信号として、ベースバンド信号２００、同期パターン信号２０２、同期タイミング信号２０４を含む。

ベースバンド変調部１４は、１６ＱＡＭなどの変調方式にもとづいてデータ信号を変調する。また、ベースバンド変調部１４は、バースト信号の先頭部分にプリアンブルを配置する。バースト信号のフォーマット、およびプリアンブルの構成、ならびに、変調処理の詳細については後述する。第１符号発生部１８は、擬似ランダム符号信号を生成し、第１周波数シンセサイザ２０は、擬似ランダム符号信号にもとづいて、ランダムにホッピングする搬送波を生成する。アップコンバータ１６は、ランダムにホッピングする搬送波によって、変調した信号を周波数ホッピングさせる。送信用アンテナ２２は、周波数ホッピングした信号を送信する。受信用アンテナ２４は、送信用アンテナ２２から送信された信号を受信する。第２周波数シンセサイザ３２は、第１周波数シンセサイザ２０と同様にランダムにホッピングする搬送波を生成し、ダウンコンバータ２６は、ランダムにホッピングした搬送波によって、受信した信号を周波数変換する。周波数変換した信号は、ベースバンド信号２００として出力する。

ここで、第１周波数シンセサイザ２０で生成された搬送波の周波数ホッピングパターンと第２周波数シンセサイザ３２で生成された搬送波の周波数ホッピングパターンとが一致すれば、ダウンコンバータ２６は、正確に受信した信号を周波数変換できる。一方、一致しなければ周波数変換できない。そのため、同期捕捉部２８は、受信した信号を正確に周波数変換できるように、第２周波数シンセサイザ３２で生成される搬送波の周波数ホッピングパターンを受信した信号の周波数ホッピングパターンに同期させる。ホッピングパターンの同期に関する指示信号は、同期パターン信号２０２として出力する。さらに、同期捕捉部２８は、受信した信号に対するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ウインドウを決定し、決定したＦＦＴウインドウを同期タイミング信号２０４として出力する。

ベースバンド復調部３４は、同期捕捉部２８によって決定されたＦＦＴウインドウをもとに、バースト信号に対して、復調処理を実行する。復調処理は、ベースバンド変調部１４での変調処理に対応するようになされており、例えば、ＦＦＴを含む。詳細は後述する。

図２（ａ）〜（ｅ）は、本発明の実施形態に係るバーストフォーマットの構成例を示す。図２（ａ）は、ＭＢ−ＯＦＤＭ方式におけるバーストフォーマットを示している。横軸は時間である。フレームはプリアンブル部、ヘッダ部、データ部に大別されている。プリアンブル部は、図中の「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」に相当し、ヘッダ部は、図中の「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」に相当し、データ部は、図中の「Ｆｒａｍｅ Ｐａｙｌｏａｄ」に相当する。また、それぞれの部分は、図示した伝送レートによって送信されている。フレームは、先頭から、「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」、「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」、「Ｐｅｙｌｏａｄ」の順に配置されている。ここで、「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」はタイミング同期等に使用されるトレーニング信号に相当し、「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」は制御信号に相当し、「Ｐｅｙｌｏａｄ」はデータ信号に相当する。それぞれは、所定数のシンボルによって構成されている。また、「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」、「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」に対する伝送速度は、５３．３Ｍｂｐｓあるいは５５Ｍｂｐｓに予め定められているが、「Ｐｅｙｌｏａｄ」に対する伝送速度は、可変に設定される。

図２（ｂ）は、「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」に含まれる「ＰＨＹ Ｈｅａｄｅｒ」の構成例を示す。先頭から「Ｒｅｓｅｒｖｅｄ」、「ＲＡＴＥ」、「ＬＥＮＧＴＨ」「Ｒｅｓｅｒｖｅｄ」、「Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ Ｉｎｉｔ」、「Ｒｅｓｅｒｖｅｄ」の順に配置されている。ここで、「ＲＡＴＥ」が「Ｐｅｙｌｏａｄ」の伝送速度を示し、「ＬＥＮＧＴＨ」が「Ｐｅｙｌｏａｄ」のデータ長を示し、「Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ Ｉｎｉｔ」がスクランブラの初期値を示す。図１の送信装置１０は、「ＰＬＣＰ Ｈｅａｄｅｒ」中の「ＲＡＴＥ」を参照して、「Ｐｅｙｌｏａｄ」の伝送速度を認識する。

図２（ｃ）は、「ＰＬＣＰ Ｐｒｅａｍｂｌｅ」の構成例を示す。プリアンブル部は、「ＰＳプリアンブル」、「ＦＳプリアンブル」、「ＣＥプリンアンブル」を含む。また、「ＰＳプリアンブル」、「ＦＳプリアンブル」、「ＣＥプリンアンブル」は、それぞれ「２１ＯＦＤＭシンボル」、「３ＯＦＤＭシンボル」、「６ＯＦＤＭシンボル」によって構成されている。ここで、「ＯＦＤＭシンボル」とは、ＦＦＴを実行した結果として出力される信号の単位などを含む。詳細は後述する。なお、以下においては、「ＰＳプリアンブル」を「第１既知系列」、「ＦＳプリアンブル」を「第２既知系列」、「ＣＥプリアンブル」を「第３既知系列」とそれぞれ表記して説明する。

第１既知系列は、一般的に、初期同期、初期周波数誤差測定、ＡＧＣの設定等に使用され、時間領域において規定されている。また、第１既知系列は、搬送波ごとに、同一の既知パターンを有したシンボルが複数含まれている。ここでは、搬送波の数を３としているので、１つの搬送波あたり７ＯＦＤＭシンボルが含まれている。第２既知系列は、第１既知系列の後段に配置されたフレーム同期を確立するためのプリアンブルであり、第１既知系列の位相が反転したデータによって構成されている。また、第２既知系列は、各搬送波ごとに１ＯＦＤＭシンボルが含まれている。また、第２既知系列は、周波数領域において規定された信号であり、チャネル推定などに使用される。第２既知系列でのチャネル推定とＯＦＤＭ変調されたデータの復調がなされる際、適切なタイミングによってデータ部分が抽出され、ＦＦＴが実行される。ここで、ＵＷＢの場合、１２８ポイントのＦＦＴが使用されるので、ＦＦＴウインドウは、１２８サンプル分のデータの期間に相当する。

第１既知系列区間で、ＦＦＴの実行範囲を決定する同期処理などを行なうが、第１既知系列のどの時点で同期が成立したかについては不確定なため、第３既知系列でチャネル推定を行なう。さらに、ＰＡＹＬＯＡＤデータの復調処理を行なうには、第３既知系列の境界を見つけ、フレームタイミングの同期を行なう必要がある。本実施形態においては、第３既知系列との境界をみつけるために、第１既知系列と、第１既知系列の極性を反転させた信号として送られてくる第２既知系列との境界を適切な処理で検出する。つぎに、検出された境界から第２既知系列の終了タイミングを導出し、さらに、第３既知系列の終了タイミングを導出する。

図２（ｄ）は、ＯＦＤＭシンボルの構成例を示す。ＯＦＤＭシンボルは３１２．５ｎｓｅｃの期間を有している。これは、５２８Ｍｂｐｓのサンプルレートでの１６５サンプルに相当する。ＯＦＤＭシンボルのうち、前方の２４２．４２ｎｓｅｃにおいて、プリアンブルあるいはＯＦＤＭデータが配置され、後方の７０．０８ｎｓｅｃのおいて、「０」が挿入される。このゼロパッド区間は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバルに相当する。なお、７０．０８ｎｓｅｃのゼロパッド期間のうち、末尾の９．４７ｎｓｅｃは、周波数切りかえのためのスイッチ期間として規定されている。そのため、ガードインターバルの期間は、６０．６１ｎｓｅｃとして規定されている。スイッチ期間は、５サンプルに相当し、ガードインターバルの期間は、３２サンプルに相当する。

図２（ｅ）は、ガードインターバルの概念を示す。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格等においては、ＯＦＤＭデータ区間の前段に、ガードインターバルが配置されている。また、ガードインターバルの値には、ＯＦＤＭデータの一部の値が使用されている。本実施形態に係るＭＢ−ＯＦＤＭ方式では、図２（ｄ）のごとく、ＯＦＤＭデータの後段にゼロパッド区間が配置されている。しかしながら、図２（ｅ）のごとく、受信したＯＦＤＭシンボルのうち、ゼロパッド区間のデータは、ＯＦＤＭデータに加算されてから、ＦＦＴされる。そのため、サイクリック・プレフィックスと同様に、マルチパスによる干渉が等化される。

図３（ａ）〜（ｅ）は、本発明の実施形態に係るホッピング周波数とホッピングパターンの例を示す。ここでは、ＵＷＢを対象にする。図３（ａ）は、対象とするホッピング周波数を示す。ここでは、周波数「ｆ１」、「ｆ２」、「ｆ３」を使用する。図３（ｂ）は、第１のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ２」→「ｆ３」→「ｆ１」→「ｆ２」→「ｆ３」と周波数ホッピングする。ここで、それぞれのシンボルのタイミングを「Ｓ１」から「Ｓ３」で示す。

図３（ｃ）は、第２のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ３」→「ｆ２」→「ｆ１」→「ｆ３」→「ｆ２」と周波数ホッピングする。図３（ｄ）は、第３のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ１」→「ｆ２」→「ｆ２」→「ｆ３」→「ｆ３」と周波数ホッピングする。図３（ｅ）は、第４のホッピングパターンを示す。６シンボルの期間に「ｆ１」→「ｆ１」→「ｆ３」→「ｆ３」→「ｆ２」→「ｆ２」と周波数ホッピングする。

図４（ａ）〜（ｅ）は、図１のベースバンド変調部１４の動作処理例を示す。ここでは、ベースバンド変調部１４において、４ビットを１シンボルとして１６ＱＡＭ変調すると仮定する。図４（ａ）は、送信ビット列を示す図であり、Ｘ０からＸ９９まで１００ビットを送信することを想定している。図４（ｂ）は、図４（ａ）に示す１００ビットからなる送信ビット列を送信する際に、４つビットを１つのシンボルとしたときの各シンボルの構成例を示す。図４（ｃ）は、図４（ｂ）に示す各シンボルの第１送信にかかる第１の信号点配置の例を示す。図４（ｄ）は、図４（ｂ）に示す各シンボルの第２送信にかかる第２の信号点配置の例を示す。図４（ｅ）は、図４（ｃ）と図４（ｄ）の関係を示す。

例を用いて説明する。送信シンボルが｛０ １ ０ １｝の４ビットから構成される場合、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置においては、第４象限の４つの信号点のうち、右上の信号点に配置される。一方、図４（ｄ）に示す第２の信号点配置においては、第１象限の４つの信号点のうち、右上の信号点に配置される。

一般的に、１６ＱＡＭの信号点配置においては、原点に近い信号点、たとえば、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置における｛１ ０ ０ １｝、｛０ １ ０ １｝、｛１ ０ １ ０｝、｛０ １ １ ０｝に配置されたシンボルは、その信号点の周囲に８つの信号点が存在し、受信側においてそれらの信号点に近づく可能性がある。そうすると、それらの信号点と判定される場合が多いため、誤りやすい信号点といえる。一方、原点から最も遠い信号点、たとえば、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置における｛０ ０ １ １｝、｛１ １ １ １｝、｛０ ０ ０ ０｝、｛１ １ ０ ０｝に配置されたシンボルは、その信号点の周囲に３つの信号点しか存在しないため、他の信号点と比較して、誤る可能性が低いといえる。

したがって、図４（ｃ）に示すように最初の送信時に原点に近い信号点に配置されたシンボル｛１ ０ ０ １｝、｛０ １ ０ １｝、｛１ ０ １ ０｝、｛０ １ １ ０｝は、２回目において、原点から遠い信号点、すなわち、格子状の信号点配置のうち、四隅の信号点のいずれかに配置すればよい。一方、最初の送信時に原点から遠い信号点に配置されたシンボルは、２回目において、原点に近い信号点に配置すればよい。このような態様をとることによって、信号点間において誤り耐性が平均化され、さらに、誤り率も平均的に低減されることとなる。また、第１送信と第２送信とで、信号点間の距離が遠くなるように配置してもよい。たとえば、図４（ｃ）に示す第１送信において、第２象限４０２の右下の信号点に配置されていたシンボル｛１ ０ ０ １｝を、図４（ｄ）に示すように、第２送信において、シンボル｛１ ０ ０ １｝を第３象限４０３の右下に配置すればよい。いいかえると、第１送信と第２送信とで配置される信号点は、原点をはさんだ位置であって、信号点間の距離が遠くなるように配置してもよい。これにより、第１送信において原点近くの信号点に配置されるシンボルは、第２送信において、原点から遠い信号点に配置されるため、誤り耐性が平均化され、全体の誤り率が低減できる。

ここで、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置と、図４（ｄ）に示す第２の信号点配置の関係について式を用いて説明する。まず、送信すべきビット列に含まれるそれぞれのビットを正負の符号に変換する。たとえば、ビットが「０」であれば「−１」、「１」であれば「＋１」に変換する。ここで、変換後の送信信号４ビットをｘ［ｋ］、ｘ［ｋ＋１］、ｘ［ｋ＋ｎ］、ｘ［ｋ＋ｎ＋１］と表し、２つの信号点配置ｄ［ｋ］、ｄ［ｋ＋ｎ］を次式のように表現する。ここで、ｋおよびｎは、正の整数とする。また、ｍ０〜ｍ４は重み係数とする。また、ａは、ｍ０〜ｍ４に関する正規化係数である。このように、信号点配置を関係づけることによって、送信ごとにシンボルが配置されるべき信号点を異ならせることができる。なお、以下においては、ｍ０＝（−ｍ３）＝１、ｍ１＝ｍ２＝２と仮定して説明する。

式（１）は、ｍ１とｍ２をｍ０の２倍とし、さらに、ｍ３の符号は、ｍ０の符号を逆にしている。すなわち、１回目の送信においては、虚数軸、すなわち、直交成分に対して重み付けする一方で、２回目の送信においては、実数軸、すなわち、同相成分に対して重み付けしている。これにより、１回目と２回目において配置されるべき信号点の距離を遠くできる。さらに、ｍ０とｍ３の符号を逆にすることにより、１回目と２回目において配置されるべき信号点の象限を異ならせることができる。これらの作用により、シンボルは、それぞれ異なる誤り耐性を有する信号点に配置できることとなる。なお、ｍ０〜ｍ３の関係は、上述に限定されず、１回目と２回目の送信において、同相成分と直交成分のいずれか一方の成分に重み付けし、また、符号を反転させるような関係であればよい。

ここで、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置と、図４（ｄ）に示す第２の信号点配置の関係について、違う観点から説明する。信号点配置のうち、それぞれ象限を示すビットを１ビット目と３ビット目のビット｛Ｉ０、Ｑ０｝と仮定する。また、各象限における配置を示すビットを２ビット目と４ビット目のビット｛Ｉ１、Ｑ１｝とする。なお、Ｉ０、Ｉ１は実数軸方向を示す。また、Ｑ０、Ｑ１は虚数軸方向を示すものとする。ここで、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置は、象限について、次式のような関係となる。
第１象限４０１：｛Ｉ０、Ｑ０｝＝｛１ １｝ ・・・式（３）
第２象限４０２：｛Ｉ０、Ｑ０｝＝｛０ １｝ ・・・式（４）
第３象限４０３：｛Ｉ０、Ｑ０｝＝｛１ ０｝ ・・・式（５）
第４象限４０４：｛Ｉ０、Ｑ０｝＝｛０ ０｝ ・・・式（６）

ここで、各象限において、右上の信号点を第１象限、右下の信号点を第２象限、左上の信号点を第３象限、左下の信号点を第４象限とすると、式（３）〜（６）と同様の関係となる。したがって、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置は、Ｉ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１を用いて、以下のように表せる。
｛Ｉ１、Ｉ０、Ｑ１、Ｑ０｝ ・・・式（７）
同様に、図４（ｄ）に示す第２の信号点配置は、Ｉ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１を用いて、以下のように表せる。ここで、＾Ｘは、Ｘを論理反転したビットを示す。
｛＾Ｉ０、Ｉ１、＾Ｑ０、Ｑ１｝ ・・・式（８）

すなわち、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置と、図４（ｄ）に示す第２の信号点配置とは、Ｉ０とＩ１の位置が逆となり、また、Ｑ０とＱ１の位置が逆とし、さらに、Ｉ０とＱ０について論理反転した関係にあるといえる。この関係について、図４（ｅ）に示す。いいかえると、同一のシンボルをそれぞれ異なる信号点に配置させるためには、以下の２通りの方法があるといえる。すなわち、式（１）に示すように、重み係数を用いた行列演算を行なうことによって、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置と図４（ｄ）に示す第２の信号点配置とにそれぞれ変調すればよい。また、まず、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置に配置し、さらに、送信すべきシンボルのビット列の構成のうち、１ビット目と２ビット目をいれかえる。また、３ビット目と４ビット目をいれかえ、さらに、入れ替えた後の１ビット目と３ビット目について論理反転処理を実行して、最後に、図４（ｃ）に示す第１の信号点配置に配置すればよい。

図４（ｅ）に上述の関係を示す。図４（ｅ）は、送信ごとの「象限」と「象限内の配置」を示すビットの関係について示す図である。「象限」は、４つの象限を２ビットで表した場合のビットの構成を示し、たとえば、右上の象限は、ビット「００」で表される。また、１６ＱＡＭにおいては、各象限において、４つの信号点が存在する。「象限内の配置」は、この４つの信号点について、その配置を２ビットで表した場合を示し、たとえば、右下の信号点はビット「１０」で表される。

また、最初の送信においては、シンボルを構成する４ビットのうち、２ビット目と４ビット目が象限を示すビットである。また、１ビット目と３ビット目が象限内の配置を示すビットとなる。ここで、２回目の送信においては、シンボルを構成する４ビットのうち、１ビット目と３ビット目が象限を示すビットである。また、２ビット目と４ビット目が象限内の配置を示すビットとなる。すなわち、前述したように、象限を示すビットと、象限内の配置を示すビットが入れ替わることとなる。なお、２回目の送信における象限内の配置は、１回目の送信における象限の配置を論理反転した構成となる。これにより、同一のシンボルについて、２回目の送信のときには、最初の送信において配置された信号点に対して原点を挟んでもっとも遠い位置にある信号点に配置されることとなる。

なお、上述した方法は、式（１）の右辺の重み係数を含む行列により異なる。すなわち、式（７）と式（８）の関係は、２つの信号点配置の関係により定まることとなる。いいかえると、２つの信号点配置が式（１）、もしくは、式（７）と式（８）のようにそれぞれ対応づけることによって、簡易な方法により、同一シンボルに対する２つの信号点配置を生成できる。また、この対応づけにより、受信側において、各信号点における誤り率を平均化でき、さらに、それぞれ異なる信号点に同一シンボルが配置されるため、誤り率を低減できることとなる。詳細は後述する。

図５は、図１のベースバンド復調部３４の構成例を示す。ベースバンド復調部３４は、ＦＦＴ部７０、等化部７２、復調実行部７４、デインタリーブ部７６、ビタビ復号部７８、デスクランブル部８０を含む。

ＦＦＴ部７０は、同期捕捉部２８によって検出されたＦＦＴウインドウをもとに、ベースバンド信号２００のうち、プリアンブルの後続のＯＦＤＭシンボルに対してフーリエ変換を実行する。すなわち、ＦＦＴ部７０は、時間領域の信号として規定されたベースバンド信号２００を周波数領域の信号に変換する。その際、ＦＦＴ部７０は、ＦＦＴウインドウによってＯＦＤＭデータ区間を特定し、図２（ｅ）のゼロパッド区間に対する処理を実行する。等化部７２は、周波数領域の信号に対して、等化を実行する。デインタリーブ部７６、ビタビ復号部７８、デスクランブル部８０は、図１の送信装置１０に対応するように、デインタリーブ、ビタビ復号、デスクランブルを実行する。ここで、デスクランブル部８０の処理は、公知の技術によってなされてもよいので、説明を省略する。

等化部７２は、ＦＦＴ部７０から出力された信号のうち、プリアンブル信号についてチャネル推定を行う。このチャネル推定は、同一のシンボルごとにそれぞれ対応づけられたプリアンブル信号を対象として、そのシンボルの送信回数だけ実行される。また、チャネル推定は、公知の技術によってなされてもよく、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）やＲＳＳＩ（Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などの品質を示す指標を測定して、復調実行部７４に出力する。

復調実行部７４は、等化部７２におけるチャネル推定結果にもとづいて、プリアンブル信号以外のデータ信号などについて復調処理を実行する。具体的には、同一のシンボルについての複数のチャネル推定結果の全てが所定のしきい値よりも大きい場合、そのなかで最も大きいチャネル推定値となったプリアンブルに対応するデータ信号のみを用いて復調処理を実行する。しきい値をこえるチャネル推定結果がなかった場合は、複数のシンボルを合成することによって復調処理を実行する。この合成は、送信装置１０において実行された変調処理に対応して、以下のように実行される。

ここで、受信した同一のシンボルにかかる２つの信号点の配置をｙ［ｋ］、ｙ［ｋ＋ｎ］とし、雑音を含んだ送信シンボルに含まれる軟判定ビットをｘ’［ｋ］、ｘ’［ｋ＋１］、ｘ’［ｋ＋ｎ］、ｘ’［ｋ＋ｎ＋１］とする。そうすると、これらの関係は、式（１）にもとづき、以下のように表せる。次式においては、式（１）のｍ０〜ｍ３について、ｍ＝ｍ０＝−ｍ３、ｍ１＝ｍ２＝１としている。

上式について、ｘ’［ｋ］、ｘ’［ｋ＋１］、ｘ’［ｋ＋ｎ］、ｘ’［ｋ＋ｎ＋１］について解くと、以下のようになる。

ここで、それぞれの係数の符号は正となるため、ｘ’［ｋ］、ｘ’［ｋ＋１］、ｘ’［ｋ＋ｎ］、ｘ’［ｋ＋ｎ＋１］の正負は、係数以外の符号によって定まることとなる。したがって、受信側において、上式に示す係数以外の演算を行なうことにより、送信ビットが＋１、もしくは、−１のいずれであるかを推定できる。

具体的に説明する。最初の送信と２回目の送信において、それぞれ配置される信号点は、式（９）により、以下で表される。ここで、αは、（１／ＳＱＲＴ（２・（１＋ｍ^２）））である。また、ＳＱＲＴ（Ｙ）とは、Ｙの平方根を計算する関数である。
Ａ＋ｊＢ＝
α・（（ｘ［ｋ］＋ｊ・ｘ［ｋ＋ｎ］）＋２・（ｘ［ｋ＋１］＋ｊ・ｘ［ｋ＋ｎ＋１］））
・・・式（１４）
Ｃ＋ｊＤ＝
α・（２（ｘ［ｋ］＋ｊ・ｘ［ｋ＋ｎ］）−（ｘ［ｋ＋１］＋ｊ・ｘ［ｋ＋ｎ＋１］））
・・・式（１５）

したがって、式（１４）、（１５）より、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄは、以下のように表せる。
Ａ＝α・（ｘ［ｋ］＋２・ｘ［ｋ＋１］） ・・・式（１６）
Ｂ＝α・（ｘ［ｋ＋ｎ］＋２・ｘ［ｋ＋ｎ＋１］） ・・・式（１７）
Ｃ＝α・（２・ｘ［ｋ］−ｘ［ｋ＋１］） ・・・式（１８）
Ｄ＝α・（２・ｘ［ｋ＋ｎ］−ｘ［ｋ＋ｎ＋１］） ・・・式（１９）

ここで、α＞０である。また、復調実行部７４において最終的に導出するのは、Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの符号である。したがって、αを無視してよい。そうすると、式（１６）〜（１９）をｘ［ｋ］、ｘ［ｋ＋１］、ｘ［ｋ＋ｎ］、ｘ［ｋ＋ｎ＋１］についてそれぞれ解くと、以下の判定式が導出される。
ｘ［ｋ］：Ａ＋２Ｃ ・・・式（２０）
ｘ［ｋ＋１］：２Ａ−Ｃ ・・・式（２１）
ｘ［ｋ＋ｎ］：Ｂ＋２Ｄ ・・・式（２２）
ｘ［ｋ＋ｎ＋１］：２Ｂ−Ｄ ・・・式（２３）

ここで、受信側においては、軟判定値が受信されるため、硬判定する必要がある。ここでの硬判定は、送信側において行った符号変換の逆の処理、すなわち、符号が正であれば１に、符号が負であれば０に変換すればよい。例を用いて説明する。たとえば、図１の送信装置１０において、以下のビット列を送信したと仮定する。
｛ｘ［ｋ］、ｘ［ｋ＋１］、ｘ［ｋ＋ｎ］、ｘ［ｋ＋ｎ＋１］｝＝｛０、１、０、１｝
・・・式（２４）

さらに、図１の受信装置１２において、第１の受信データ座標として｛１．６、１．７｝、第２の受信データ座標として｛−１．４、−１．４｝を受信したと仮定する。そうすると、ｘ［ｋ］、ｘ［ｋ＋１］、ｘ［ｋ＋ｎ］、ｘ［ｋ＋ｎ＋１］は、式（２０）〜（２４）を用いると、以下のように導出される。この場合、硬判定した後のビット列は、送信したビット系列（０ １ ０ １）と等しくなっている。
ｘ［ｋ］：Ａ＋２Ｃ＝１．６−２．８＝−１．２→０ ・・・式（２５）
ｘ［ｋ＋１］：２Ａ−Ｃ＝３．２＋１．４＝＋４．６→１ ・・・式（２６）
ｘ［ｋ＋ｎ］＝Ｂ＋２Ｄ＝１．７−２．８＝−１．１→０ ・・・式（２７）
ｘ［ｋ＋ｎ＋１］＝２Ｂ−Ｄ＝３．４＋１．４＝＋５．８→１ ・・・式（２８）

ここで、第１の受信データ座標として｛１．６、１．７｝としつつ、誤りが発生しない場合の第２の受信データ座標について検討する。ここで、式（２０）〜（２３）を用いると、以下のような条件式が導ける。
ｘ［ｋ］：Ａ＋２Ｃ＝１．６−２・Ｃ＜０ → Ｃ＜−０．８ ・・・式（２９）
ｘ［ｋ＋１］：２Ａ−Ｃ＝３．２−Ｃ≧０ → Ｃ≦＋３．２ ・・・式（３０）
ｘ［ｋ＋ｎ］＝Ｂ＋２Ｄ＝１．７＋２・Ｄ＜０ → Ｄ＜−０．８５ ・・・式（３１）
ｘ［ｋ＋ｎ＋１］＝２Ｂ−Ｄ＝３．４−Ｄ≧０ → Ｄ≦３．４ ・・・式（３２）

従って、Ｃ＜−０．８、かつ、Ｄ＜−０．８５の条件で、エラーフリーとなる。また、１ビットのみエラーとなる条件は、Ｃ＜−０．８、もしくは、Ｄ＜−０．８５となる。以上のように、広範囲にわたって高い安定性を有するといえる。このような高安定性は、判定式の係数ｍと符号が正しい判定値を導き出すように作用していることによる。図６に、上述の条件における受信されるべきシンボルの領域を示す。

上述した式（２４）の例においては、第１送信にかかる第１ビット（０）についての演算結果は、負であることが望まれる。いいかえると、座標としてより大きな値が得られる第２送信にかかるビットの重み付けを大きくすれば、演算結果が負になる可能性が高くなる。一方、第１送信にかかる第２ビットに（１）ついての演算結果は、正であることが望まれる。本来、正である第１送信にかかる式（１）にかかる重み付けを大きくし、負である第２送信にかかる受信した軟判定値を減算することにより、演算結果が正になる可能性を高くできる。すなわち、原点からの距離が遠い信号点に配置されたシンボルに対して、より大きな重み係数を乗じることによって、受信シンボルのエネルギーを効率良く増大させ、誤り率を大幅に低減できる。また、式（１）において、ｍ１とｍ２をｍ０の２倍とし、さらに、ｍ３の符号は、ｍ０の符号を逆にすることによって、１回目の送信においては、直交成分に対して重み付けする一方で、２回目の送信においては、同相成分に対して重み付けされている。これにより、１回目と２回目において配置されるべき信号点の距離が離れることとなり、誤り耐性が平均化される。また、ｍ０とｍ３の符号を逆にすることにより、１回目と２回目において配置されるべき信号点の象限を異ならせることができる。これらの作用により、シンボルは、送信ごとにそれぞれ異なる誤り耐性を有する信号点に配置されるため、より誤り耐性が平均化され、誤り率が低減されることとなる。

図７は、図５の復調実行部７４の性能の一例を示す。横軸は、信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を示す。また、縦軸は、ビット誤り率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を示す。また、縦軸において、１．Ｅ−０１とは、１０の（−１）のべき乗、すなわち、０．１を示す。ここで、破線で示すＢＥＲ特性５１０は、従来方式における特性を示す。また、実線で示すＢＥＲ特性５１０は、本発明の実施形態を用いた場合の特性を示す。ここで、ＢＥＲ＝１．Ｅ（−０２）における両者の差異は７．５ｄＢとなり、本発明の実施形態を用いることにより、著しく誤り率を低減できることを示している。

また、ＳＮＲが５ｄＢ以下の場合、ＢＥＲ特性５００とＢＥＲ特性５１０のＢＥＲは、どちらの方式を用いてもあまり差異はない。したがって、上述したように、ＳＮＲをしきい値とした場合で、５ｄＢ以下の場合は、単シンボル復調を行ない、５ｄＢより大きい場合、シンボル合成復調を行なえばよい。また、しきい値を５ｄＢよりも大きな値、たとえば１０ｄＢ程度とすることにより、誤り率よりも、処理量や消費電力を重視できる。いいかえると、しきい値の設定により、柔軟な処理が可能となる。

上述したこれらの構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリのロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図８は、図５のベースバンド復調部３４の動作例を示すフローチャートである。まず、ＦＦＴ部７０は、受信された信号に対して、ＦＦＴ処理などの受信処理を実行する（Ｓ１０）。つぎに、複数のプリアンブル信号に対してそれぞチャネル推定を実行して、複数のチャネル推定値を導出する（Ｓ１２）。さらに、導出された複数のチャネル推定値であって、同一のシンボルにかかるプリアンブルの複数のチャネル推定値のうち、より大きいチャネル推定値を選択する。ここで、チャネル推定値がチャネル推定値に関するしきい値より大きい場合（Ｓ１４のＮ）、そのチャネル推定値に対応するシンボルが配置された信号点からシンボルを復調する（Ｓ１８）。一方、選択されたチャネル推定値が所定のしきい値以下の場合、受信された同一のシンボルについて、それぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調する（Ｓ１６）。

次に、本発明の実施形態の変形例を示す。本変形例においては、図１に示す通信システム１００と同様の構成例をとる。また、通信システム１００におけるベースバンド復調部３４は、図５に示す構成例をとる。本変形例は、前述した実施形態とくらべ、図１に示すベースバンド変調部１４の変調処理の方法における前述した式（１）のうち、ｍ０〜ｍ３について異なる値を用いる。なお、前述した実施の形態と共通する部分については同一の符号を付して説明を簡略化する。

図９（ａ）〜（ｃ）は、図４（ｃ）〜（ｅ）の変形例を示す。図９（ａ）は、図１の送信装置１０の変調処理における第１送信にかかる信号点配置を示す。図９（ｂ）は、図１の送信装置１０の変調処理における第２送信にかかる信号点配置を示す。ここで、図９（ａ）に示す第１の信号点配置と、図９（ｂ）に示す第２の信号点配置の関係について説明する。まず、送信すべきビット系列を正負の符号に変換する。ここで、変換後の送信信号４ビットをｘ［ｋ］、ｘ［ｋ＋１］、ｘ［ｋ＋ｎ］、ｘ［ｋ＋ｎ＋１］と表すと、２つの信号点配置ｄ［ｋ］、ｄ［ｋ＋ｎ］を前述した式（１）のような関係とする。ここで、ｍ０＝（−ｍ３）＝−３、ｍ１＝ｍ２＝１とする。

ここで、図９（ａ）に示す第１の信号点配置と、図９（ｂ）に示す第２の信号点配置の関係について、違う観点から説明する。図９（ａ）および図９（ｂ）にそれぞれ示す信号点配置についての象限を示すビットと象限内の位置を示すビットの関係は、図９（ｃ）のように示される。すなわち、第２送信においては、第１送信における象限を表すビットと象限内の配置を示すビットとを入れ替えた関係となるような信号点配置となる。

ここで、図９（ｃ）に示される関係は、式（１）において、ｍ０をｍ１、ｍ２の３倍とし、さらに、ｍ３の符号は、ｍ０の符号を逆にすることによって、１回目の送信においては、直交成分に対して重み付けする一方で、２回目の送信においては、同相成分に対して重み付けされている。これにより、前述した実施形態と同様に、１回目と２回目において配置されるべき信号点の距離が離れることとなり、誤り耐性が平均化される。また、ｍ０とｍ３の符号を逆にすることにより、１回目と２回目において配置されるべき信号点の象限を異ならせることができる。

次に、本発明の実施形態の別の変形例を示す。本変形例においては、図１に示す通信システム１００と同様の構成例をとる。また、通信システム１００におけるベースバンド復調部３４は、図５に示す構成例をとる。本変形例は、前述した実施形態とくらべ、図１に示すベースバンド変調部１４の変調処理の方法における前述した式（１）のうち、ｍ０〜ｍ３について異なる値を用いる。なお、前述した実施の形態と共通する部分については同一の符号を付して説明を簡略化する。

図１０（ａ）〜（ｃ）は、図４（ｃ）〜（ｅ）の変形例を示す。図１０（ａ）は、図１の送信装置１０の変調処理における第１送信にかかる信号点配置を示す。図１０（ｂ）は、図１の送信装置１０の変調処理における第２送信にかかる信号点配置を示す。ここで、図１０（ａ）に示す第１の信号点配置と、図１０（ｂ）に示す第２の信号点配置の関係について説明する。まず、送信すべきビット系列を正負の符号に変換する。ここで、変換後の送信信号４ビットをｘ［ｋ］、ｘ［ｋ＋１］、ｘ［ｋ＋ｎ］、ｘ［ｋ＋ｎ＋１］と表すと、２つの信号点配置ｄ［ｋ］、ｄ［ｋ＋ｎ］を前述した式（１）のような関係とする。ここで、ｍ０＝ｍ３＝２、ｍ１＝（−ｍ２）＝１とする。

ここで、図１０（ａ）に示す第１の信号点配置と、図１０（ｂ）に示す第２の信号点配置の関係について、違う観点から説明する。図１０（ａ）および図１０（ｂ）にそれぞれ示す信号点配置についての象限を示すビットと象限内の位置を示すビットの関係は、図１０（ｃ）のように示される。すなわち、第２送信においては、第１送信における象限を表すビットと象限内の配置を示すビットとを入れ替えた関係となるような信号点配置となる。

ここで、図１０（ｃ）に示される関係は、式（１）において、ｍ０、ｍ３をｍ１の２倍とし、さらに、ｍ２の符号は、ｍ１の符号を逆にすることによって、１回目の送信においては、直交成分に対して重み付けする一方で、２回目の送信においては、同相成分に対して重み付けされている。これにより、前述した実施形態、もしくは、変形例と同様に、１回目と２回目において配置されるべき信号点の距離が離れることとなり、誤り耐性が平均化される。また、ｍ１とｍ２の符号を逆にすることにより、１回目と２回目において配置されるべき信号点の象限を異ならせることができる。

以上のような態様をとることにより、送信ごとの誤り耐性を異ならせることができるので、受信側における誤り率を平均的に低減できる。また、ＱＡＭ変調におけるシンボル内のビット配置と、信号点への配置規則とをシンボルの送信ごとに変更することにより、特定のシンボルが定常的に低い誤り耐性となることを防止でき、誤り率の低減、スループットが向上できる。たとえば、第１送信と第２送信とで配置される信号点は、原点をはさんだ位置であって、信号点間の距離が遠くなるように配置することによって、第１送信において原点近くの信号点に配置されるシンボルは、第２送信において、原点から遠い信号点に配置されるため、誤り耐性が平均化され、全体の誤り率が低減できる。また、簡易な処理によって、回路規模を増大することなく、同一のシンボルを異なる信号点に配置できる。また、異なる信号点にそれぞれ配置された同一のシンボルに対して、それぞれの対応関係を考慮して合成することによって、受信時のエネルギーを増大できる。これにより、誤り率を低減できる。また、原点からの距離が遠い信号点に配置されたシンボルに対して、より大きな重み係数を乗じることによって、受信シンボルのエネルギーを効率良く増大させ、誤り率を大幅に低減できる。また、誤り率が低減されるため、再送回数を低減でき、これにより、スループットが向上できる。また、伝搬路の状況がよい場合は、単一のシンボルのみを復調対象とすることによって、処理量、および、消費電力を低減できる。たとえば、ＳＮＲをしきい値とした場合で、５ｄＢ以下の場合は、単シンボル復調を行ない、５ｄＢより大きい場合、シンボル合成復調を行なえばよい。また、しきい値を５ｄＢよりも大きな値、たとえば１０ｄＢ程度とすることにより、誤り率よりも、処理量や消費電力を重視できる。いいかえると、しきい値の設定により、柔軟な処理が可能となる。

以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本発明の実施形態において、ＵＷＢ方式におけるＯＦＤＭ通信について言及した。しかしながらこれにかぎらず、多値変調を用いる他の通信方式、たとえば、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＣＤＭＡ、またはこれらの方式の組み合わせによる通信方式であってもよい。また、本発明の実施形態において、１６ＱＡＭについて言及した。しかしながらこれにかぎらず、原点からの距離がそれぞれ異なる多値変調、たとえば、３２ＱＡＭや、８Ａ−ＰＳＫなどの変調方式にも適用できる。これらの場合であっても、第１送信と第２送信とで、誤り耐性の異ならせるように、シンボルの配置されるべき信号点位置を変更すればよい。

本発明の実施形態に係る通信システムの構成例を示す。 本発明の実施形態に係るバーストフォーマットの構成例を示す。 本発明の実施形態に係るホッピング周波数とホッピングパターンの例を示す。 図４（ａ）〜（ｅ）は、図１のベースバンド変調部の動作処理例を示す。 図１のベースバンド復調部の構成例を示す。 本発明の実施形態にかかる信号点配置の例を示す。 図５の復調実行部の性能の一例を示す。 図５のベースバンド復調部３４の動作例を示すフローチャートである。 図９（ａ）〜（ｃ）は、図４（ｃ）〜（ｅ）の変形例を示す。 図１０（ａ）〜（ｃ）は、図４（ｃ）〜（ｅ）の別の変形例を示す。

符号の説明

１０ 送信装置、 １２ 受信装置、 １４ ベースバンド変調部、 １６ アップコンバータ、 １８ 第１符号発生部、 ２０ 第１周波数シンセサイザ、 ２２ 送信用アンテナ、 ２４ 受信用アンテナ、 ２６ ダウンコンバータ、 ２８ 同期捕捉部、 ３０ 第２符号発生部、 ３２ 第２周波数シンセサイザ、 ３４ ベースバンド復調部、 ７０ ＦＦＴ部、 ７２ 等化部、 ７４ 復調実行部、 ７６ デインタリーブ部、 ７８ ビタビ復号部、 ８０ デスクランブル部、 １００ 通信システム、 ２００ ベースバンド信号、 ２０２ 同期パターン信号、 ２０４ 同期タイミング信号。

Claims (12)

1. 送信すべきシンボルを入力する入力部と、
   前記入力部から入力されたシンボルに対して、複数種類の振幅を有する複数の信号点が含まれる信号点配置を基とする変調方式を用いて、前記信号点配置に含む複数の信号点のいずれかに配置処理を実行する第１変調部と、
   前記入力部から入力されたシンボルに対して、前記変調方式を用いて、前記第１変調部において配置された信号点とは異なる信号点であって、前記信号点配置における異なる象限に含まれる信号点に配置処理を実行する第２変調部と、
   前記第１変調部と前記第２変調部によって、それぞれ配置処理が実行されたシンボルを出力する出力部と、
   を備えることを特徴とする変調装置。
2. 前記第２変調部は、コンスタレーション上の原点を中心として、前記第１変調部において配置された最小の振幅を有する信号点に対して点対象となる象限に存在する信号点であって、かつ、最大の振幅を有する信号点に配置することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
3. 前記第１変調部は、前記入力部から入力されたシンボルに含まれる同相成分と直交成分のいずれかに重み付けすることによって、前記信号点配置に含む複数の信号点のいずれかに配置処理を実行し、
   前記第２変調部は、前記第１変調部において重み付けの対象となった成分以外の成分に重み付けすることによって、前記第１変調部によって配置された信号点との距離が離れた信号点に配置することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
4. 前記第１変調部は、前記入力部によって入力されたシンボルに含まれ、前記シンボルが配置されるべき象限を示すビットと前記象限内の配置を示すビットとに従って規定される信号点に配置し、
   前記第２変調部は、前記入力部によって入力されたシンボルに含まれる象限を示すビットを象限内の配置を示すビットとし、さらに、象限内の配置を示すビットを象限を示すビットとして、規定される信号点に配置することを特徴とする請求項１または２に記載の変調装置。
5. 前記第２変調部は、前記シンボルに含まれる複数のビットの順序を変更することによって、前記シンボルに含まれる象限を示すビットを象限内の配置を示すビットとし、さらに、前記シンボルに含まれる配置を示すビットを象限を示すビットとすることを特徴とする請求項１または２に記載の変調装置。
6. 複数種類の振幅を有する複数の信号点が含まれる信号点配置を基とする変調方式を用いて、前記信号点配置に含まれた複数の信号点のいずれかに配置されたシンボルと、前記変調方式を用いて変調された前記シンボルと同一のシンボルであって、前記信号点とは異なる信号点に配置されたシンボルとを受信するシンボル受信部と、
   前記シンボル受信部によって受信されたそれぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調するシンボル復調部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
7. ２つのシンボルのそれぞれに対する信号強度を測定する測定部と、
   前記測定部によって測定された複数の信号強度のうち、より大きい信号強度を選択する選択部とをさらに備え、
   前記シンボル復調部は、前記選択部によって選択された信号強度が信号強度に関するしきい値より大きい場合、その信号強度に対応するシンボルを復調し、前記選択部によって選択された信号強度が所定のしきい値以下の場合、前記シンボル受信部によって受信されたそれぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調することを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記シンボル復調部は、前記シンボルが配置されたそれぞれの信号点を示す象限を示すビットと象限内の配置を示すビットの順序を変更することによって、それぞれの信号点に配置されたシンボルを合成することを特徴とする請求項６または７に記載の受信装置。
9. 前記シンボル復調部は、前記それぞれのシンボルに含まれる複数のビットに対し、シンボルごとに、同相成分と直交成分のいずれか異なる一方に対し、重み係数を乗じた後に、それぞれの信号点に配置されたシンボルを合成することを特徴とする請求項６または７に記載の受信装置。
10. 前記シンボル復調部は、前記受信部によって受信された複数のシンボルのうち、原点からの距離がより遠い信号点に配置されたシンボルに対し、他のシンボルより大きな重み係数を乗じた後に合成することを特徴とする請求項６から９のいずれかに記載の受信装置。
11. 送信すべきシンボルに対して、複数種類の振幅を有する複数の信号点を含む信号点配置を基とする変調方式を用いて、前記信号点配置に含む複数の信号点のいずれかに配置処理を実行する第１の変調ステップと、
    前記シンボルと同一のシンボルに対して、前記変調方式を用いて、前記第１の変調ステップにおいて配置された信号点とは異なる信号点であって、前記信号点配置における異なる象限に含まれる信号点に配置処理を実行する第２の変調ステップと、
    を含むことを特徴とする変調方法。
12. 複数種類の振幅を有する複数の信号点を含む信号点配置を基とする変調方式を用いて、前記信号点配置に含まれた複数の信号点のいずれかに配置されたシンボルと、前記変調方式を用いて変調された前記シンボルと同一のシンボルであって、前記信号点とは異なる信号点に配置されたシンボルとを受信するステップと、
    前記受信するステップによって受信されたそれぞれのシンボルの信号点を互いに対応づけながら合成することによって、復調すべきシンボルを復調するステップと、
    を含むことを特徴とする復調方法。

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