CN100547989C - 用于多载波通信系统的接收机 - Google Patents

用于多载波通信系统的接收机 Download PDF

Info

Publication number
CN100547989C
CN100547989C CNB2004800160823A CN200480016082A CN100547989C CN 100547989 C CN100547989 C CN 100547989C CN B2004800160823 A CNB2004800160823 A CN B2004800160823A CN 200480016082 A CN200480016082 A CN 200480016082A CN 100547989 C CN100547989 C CN 100547989C
Authority
CN
China
Prior art keywords
data
carrier wave
training
receiver
trpc
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CNB2004800160823A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1802833A (zh
Inventor
亚伯拉罕·J·德巴尔特
埃德温·R·迪林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of CN1802833A publication Critical patent/CN1802833A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100547989C publication Critical patent/CN100547989C/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Communication Control (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

一种用于多载波通信系统的接收机，接收位于数据符号(DS)之前的训练符号(T1、T2)期间的训练导频载波(TRPC)，所述数据符号(DS)包括数据载波(DC)和数据导频载波(PC)。所述接收机包括校正单元(171)，所述校正单元(171)在控制信号(CEC)的控制下，提供校正后的信号(CDC1)，所述校正后的信号(CDC1)包括公共幅度误差和/或公共相位误差被校正的数据载波(DC)的有关信息。质量确定单元(174)确定在所述数据导频载波(PC)位置处出现的哪些训练导频载波(TRPC)满足预定质量标准。控制单元(175)提供的所述控制信号(CEC)依据与满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)而非与不满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)的幅度和/相位。

Description

用于多载波通信系统的接收机
技术领域
本发明涉及一种接收机，其用于基于多载波技术来传输信息的通信系统。例如，这样的多载波技术是OFDM(正交频分复用)，OFDM(正交频分复用)应用于DAB(数字音频广播)、DVB(数字视频广播)以及诸如HiperLAN/2和IEEE802.1a之类的室内通信概念。ADSL(非对称数字用户环线)和HDSL(高速数字用户环线)中也引入了多载波解决方案，在这种情况下，将其称为DMT(离散多音)。
本发明还涉及一种用于接收多载波调制信号的方法、一种包括该接收机的多载波通信系统以及一种包括该接收机的无线多载波通信系统。
背景技术
EP-A-0903898披露了一种用于正交频分复用(OFDM)接收机的均衡器。数据符号包括以预定相位和幅度进行传输的导频载波。在接收机中提取数据符号的导频载波。将这些导频载波的相位和幅度与期望的导频载波相位和幅度进行比较。这些导频载波的期望相位和幅度与接收相位和幅度之间的差值取决于在这些导频载波位置处的信道特征。插值器将数据载波的信道特征插入导频载波之间。量化器在频域中用信道特征的倒数乘以接收信号，以校正检测到的差值。
但是，如果信道衰落很强烈，那么，数据符号的插入信道特征可能无法充分表示真实的信道。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种能够更好地克服强衰落信道的多载波通信接收机。
一种用于多载波通信系统的接收机实现该目的，该接收机用于接收位于数据符号之前的训练符号期间的训练导频载波，所述数据符号包括数据载波和数据导频载波。该接收机包括：校正单元，用于在控制信号的控制下，提供校正后的信号，所述校正后的信号包括公共幅度误差和/或公共相位误差被校正的数据载波的有关信息；质量确定单元，用于确定在所述数据导频载波位置处出现的哪些训练导频载波满足一个预定质量标准；以及控制单元，用于依据与满足所述预定质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波而非与不满足所述预定质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波的幅度和/相位，提供所述控制信号。
一种用于在多载波通信系统中接收多载波调制信号的方法也实现该目的，该方法包括：接收位于数据符号之前的训练符号期间的训练导频载波，所述数据符号包括数据载波和数据导频载波；在控制信号的控制下，提供校正后的信号，所述校正后的信号包括公共幅度误差和/或公共相位误差被校正的数据载波的有关信息；确定在所述数据导频载波位置处出现的哪些训练导频载波满足预定质量标准；以及，依据与满足所述预定质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波而非与不满足所述预定质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波的幅度和/相位，提供所述控制信号。
一种包括该接收机的多载波通信系统和一种包括该接收机的无线多载波通信系统进一步实现本发明的该目的，其中，所述系统包括用于通过无线发射调制多载波高频信号的发射机，并且，所述接收机包括用于接收所述高频信号的模块。
在频率选择性衰落信道中，具有不同频率的不同载波经受不同的衰减和不同的相移。接收机需要估计每个载波的失真，并在将载波的相位和幅度解映射为比特之前校正它们。通常，信道估计器使用训练符号来估计每个数据载波的相位和幅度失真。该相位估计器向信道校正器提供校正控制信号。信道校正器插在信号路径中，以校正信道校正器的输入信号的幅度和/或相位，从而获取校正后的信号。
例如，由于加性噪声或由于变化的信道特征，该信道估计将会并不十分准确。对于短帧，可以假设信道特征是静态的。但是，对于长帧，信道特征可能随时间会变化。
根据本发明的一个方面，接收信号包括位于一串数据符号之前的训练符号。训练符号包括导频载波，它们被还称为训练导频载波。训练符号通常有两种。数据符号包括数据载波和导频载波，还被称为数据导频载波。
质量确定单元通过检查训练导频载波是否满足一个预定质量标准，确定与数据导频载波的载波位置相对应的载波位置处的训练导频载波的质量。
控制单元仅使用与满足所述质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波而非不满足所述质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波的幅度和/相位，来确定控制信号。
校正单元由控制信号控制，以提供校正后的信号，所述校正后的信号包括公共幅度误差和/或公共相位误差被校正的数据符号的数据载波的有关信息。通常，特定数据载波的有关信息是该数据载波上调制的数据的幅度和/或相位。
例如，在频率选择性衰落信道中，衰落可能出现在某一个训练导频载波的频率上或附近。以相同频率传输的该训练导频载波以及相应的数据导频载波的幅度将是很低的。因此，这些数据导频载波不能充分表示在数据导频载波之间的数据载波处的信道中的公共幅度误差和公共相位误差。因此，如果不使用该特定数据导频载波的幅度和相位，则可以获得这些公共误差的更好估计。
具体而言，如果传输流视频数据，很重要的是，公共误差的估计值要尽可能地好。如果数据恢复的质量不是最佳的，则流数据将会被中断，从而导致烦人的干扰。对于可以重发数据帧的数据传输系统，这不是太紧要。
在根据本发明的一个实施例中，在用于多载波通信系统的接收机中，控制单元对与满足所述预定质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波的幅度和/或相位求平均，以提供公共幅度误差和/或公共相位误差的估计值。利用与满足预定质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波意味着，这些数据导频载波出现的载波频率等于满足该质量标准的训练导频载波的载波频率。为简单起见，这些数据导频载波被称为可用数据导频载波，而与那些不满足质量标准的训练导频载波相对应的数据导频载波被称为不可用数据导频载波。
简单的求平均可用于确定估计值。也可以使用更复杂的处理，来使用可用数据导频载波的幅度和/或相位信息。例如，基于通常对训练符号和数据导频载波的估计，可以校正数据导频载波的相邻数据载波的公共幅度和/或相位误差。
在根据本发明的一个实施例中，控制单元对各数据符号执行所述的求平均。现在，对于各数据符号，可用数据导频载波用于校正该数据符号期间的公共幅度和/或相位误差。因此，即使信道特征表明在一个或多个数据导频载波的频率处有强衰落，该校正对于各数据符号也是最佳的，因为所使用的数据导频载波不出现在衰落频率处。或者，也可以将预定数量的优选连续的数据符号进行组合，并使用组合后的数据符号的可用数据导频载波，来校正公共幅度和/或相位误差。这降低了所要求的计算工作量。如果有多个训练符号，则可以基于相同频率处出现的两个训练导频载波的均值，对相关训练导频符号执行质量确定。
在根据本发明的一个实施例中，该接收机还包括用于提供数据符号的快速傅立叶变换电路，校正后的信号表示数据载波的相位和幅度。
在根据本发明的一个实施例中，质量确定单元将所述训练导频载波的幅度与参考幅度进行比较，一个特定的训练导频载波只有在其幅度高于参考幅度时才满足所述预定质量标准。在频率选择性衰落信道中，衰落可能出现在某一个训练导频载波的频率处或附近。该训练导频载波以及相应的数据导频载波的幅度将是很低的，因此不能充分表示在所述数据导频载波出现的数据符号中的数据载波处的信道中的公共幅度误差和公共相位误差。因此，如果不使用该特定数据导频载波的幅度和相位，则可获得对这些公共误差的更好估计。
在根据本发明的一个实施例中，质量确定单元将所述训练导频载波的相位与所述训练导频载波的相位均值进行比较，一个特定的训练导频载波只有在其相对于该均值的相位差小于预定值时才满足所述预定质量标准。现在可以预料，训练导频载波之间的相差不会太大。例如，对于特定的训练符号，如果有一个训练导频载波具有的相位与其他训练导频载波的相位的差值超过预定值，那么，可以将在不同数据符号期间出现的所述相应数据导频载波排除出用于估计公共误差。尽管对于很多接收情况这可以提供良好的估计，但在有些接收情况下，即使训练导频载波相对于其他训练导频载波具有很大的相差，也应该被用于确定估计。因此，优选排除与具有太低幅度的训练导频载波相对应的数据导频载波。
在根据本发明的一个实施例中，该多载波通信系统基于正交频分复用OFDM。OFDM同样是公知的调制技术。
通过参考下面描述的实施例，本发明的这些和其他方面将变得显而易见和容易理解。
附图说明
在附图中：
图1示出了IEEE802.11a标准中规定的数据帧；
图2示出了数据符号的载波分布；
图3示出了多载波通信系统的框图；以及
图4示出了根据本发明一个实施例的均衡器和估计器的框图。
具体实施方式
图1示出了IEEE802.11a标准中规定的数据帧。该数据帧DF包括前导码PR和数据符号DS。
前导码PR包括10个短符号t1至t10，它们合起来具有的持续时间为两个数据符号DS。该前导码PR还包括两个训练符号T1和T2，每个训练符号的持续时间都等于数据符号DS的持续时间。保护间隔GI2位于两个训练符号T1和T2之前。短符号t1至t10用于信号检测、自动增益控制(AGC)、载波频率估计(粗略频率偏移估计)和FFT窗口定位(时间同步)。这两个训练符号T1和T2是固定的、相同的、BPSK(二进制移相键控)调制的，用于估计信道的频率响应以及初始化均衡器(信道估计和精细频率偏移估计)。训练符号T1和T2包括导频载波，被称为训练导频载波。对于接收机来讲，训练导频载波的幅度和相位是预定的和已知的。HiperLAN/2兼容帧具有16μs的类似前导码。
训练符号T1和T2后面是包含接收机信息的信号符号SI和包含数据D1、D2…的数据符号DS，每个数据符号DS之前都有保护间隔GI。每个数据符号DS包括四个导频载波PC(参见图2)，可用于更新均衡器和校正小的同步误差。
图2示出了数据符号中的载波分布。IEEE802.11a和HiperLAN/2标准中都使用了OFDM技术，其中，52个载波CA(编号为-26至+26，0除外)是用载波间隔3125kHz调制的。4个导频载波出现在固定的载波位置-21、-14、14和21，并且是BPSK调制的。48个数据载波DC出现在未被导频载波PC占用的载波CA处。数据载波DC可以是BPSK、QPSK、16-QAM或64-QAM调制的。零载波是未调制的。在图2中，横轴表示载波CA的频率，纵轴表示幅度A。
图3示出了多载波通信系统的框图。在详细讨论图3的电路之前，首先解决多载波传输系统的已知问题。
符号t1至t10、T1、T2、SI、DS各包括多个载波CA，它们彼此相对具有较小的频率偏移。在每个载波CA上都调制了复数据，其存在于符号持续时间内。例如，该数据是用64-QAM进行调制的，64-QAM提供64个网格点(constellation points)，网格点是通过将数据的I和Q分量进行离散组合而获得的离散数据值。通常情况下，这多个载波CA调制在高频信号上，以通过无线或有线进行传输。
通常，通过无线传输的帧DF当到达接收机时会严重失真。在发射机和接收机之间的信道中，由发射机发射的信号产生了失真。具体而言，在室内环境中通常出现回声，从而导致信道产生频率选择性衰落。此外，信道和接收机中的加性噪声会进一步恶化传输信号。接收机的模拟前端引入了载波和采样时钟频率误差以及增益误差。因此，不同载波频率的不同载波CA经受不同的衰减和不同的相位偏移。由于OFDM调制信号使用的载波频率范围很宽，所以接收机需要估计每个载波CA的这些失真。在将载波CA解调或解映射为比特之前，接收机使用每个载波CA的估计来校正载波CA的这些误差。通常，该校正是在FFT之后实现的，故被称为频域均衡。对于短帧DF，可以认为信道特征是稳定的，对于长帧，信道特征可能会随时间而变化。
在经由信道传输之后到达接收机的天线1的传输信号可能会强烈地衰减。接收机的RF前端(包括1至12)将天线信号下变频成基带信号，并提供AGC功能8、10，以最佳地使用ADC 9、11的输入范围。RF前端可能会加入相当大量的噪声。在短训练符号t1至t10内，AGC是受控的。在训练符号T1和T2期间以及在数据符号DS期间，AGC的值不会改变。因此，在最后提及的符号期间，前端的放大因子应当是固定的。但是，由于AGC环路中的时间常数和切换影响，所有载波CA上都会出现幅度变化，这对于所有载波CA是公共的，故被称为公共幅度误差CAE。变化的信道特征也会影响载波CA的幅度，例如，由于发射机和接收机之间视线的阻塞。
为了获得最佳的性能，接收机中的均衡器17应该考虑所有这些影响，并将可能最好的输入提供给解映射器18，解映射器18使用接收载波的相位和幅度，能够恢复该载波CA上调制的比特值。
短训练符号t1至t10用于估计高频载波频率。该估计可能并不完美，残留的载波频率误差可能仍存在。OFDM信号中的所有载波上都有载波频率误差。在FFT之后，作为所有OFDM符号上的相位误差，这是可见的，并且，相位误差会随各OFDM符号而增加或降低(取决于载波频率误差的正负)。在FFT之后，相位跃变(phase jump)仍相同，并且存在所有载波CA上，故被称为公共相位误差CPE。公共相位误差CPE的绝对值取决于载波频率误差的起始相位。因此，在解调期间，第一个OFDM符号上的公共相位误差CPE将具有一个预定值，该预定值是由频率误差的相位确定的。知道第一个公共相位误差CPE之后，就可以计算出下一个公共相位误差CPE，它是频率误差的函数。假设频率误差大约是载波间隔的1％，那么，符号间的最大公共相位误差CPE跃变大约是0.0785弧度。
ADC 9、11的采样时钟CLK的计时误差也会导致OFDM符号的载波上的相位误差。计时误差导致相位误差随载波编号线性增加或降低，因此常被称为微分相位误差DPE。无线电噪声的计时误差导致FFT窗口并未准确地从OFDM符号的开始处开始，并导致载波CA的相位偏移与其编号成正比。因此，如果编号1表示的载波没有相位偏移且编号2表示的载波具有k度的相位偏移，那么，编号3表示的载波将具有2k度的相位偏移。时钟频率误差导致每个OFDM符号的计时误差增加或将少。因此，如果在第一个OFDM符号中两个连续载波CA之间的相位跃变是k度，那么，在下一个OFDM符号中，两个连续载波CA之间的相位跃变小于或大于k度。应当注意的是，对于IEEE802.11a和HiperLAN/2，可将采样时钟CLK锁定为产生载波频率的时钟。为了减少接收机中的部件数量，时钟频率参考和载波频率参考可以使用单个晶体。
现在描述图3所示的发射机。对于公知的OFDM发射机20不再赘述。OFDM发射机20提供如图1所示的一连串帧DF。在图3所示的根据本发明的实施例中，发射机将一连串的帧DF调制到高频载波上。在该高频载波上传输的数据符号DS被称为传输数据符号TDS，其包括传输数据载波TDC和传输导频载波TPC。
OFDM接收机包括用于接收已调制的高频载波的天线1和用于放大已调制的高频载波的高频放大器2。变频器3通常是混频器，它接收由放大器2提供的高频信号和来自本机振荡器4的振荡信号，以获得中频信号，并经由带通滤波器5将中频信号提供给I/Q解调器6。I/Q解调器6提供基带I和Q信号，I和Q信号表示在一个数据符号DS的一个数据载波DC上调制的复数据信号的分量。I/Q解调器6从固定频率振荡器7接收振荡频率。例如，高频信号可以大约是5GHz，本机振荡器4可以提供大约3.1GHz，从而得到大约1.9GHz的中频。本机振荡器4是可调的，可将其调谐到待接收的期望信号信道。固定振荡器7提供大约1.9GHz的频率。
经由AGC电路8将信号I提供给ADC 9，以获得模拟信号I的数字表示形式DI。将信号Q经由AGC电路10提供ADC 11，以获得信号Q的数字表示形式DQ。同步单元13接收数字信号DI和DQ，并使用短符号t1至t10来控制AGC电路8和10。ADC 9和11的时钟信号CLK以及固定频率振荡器7的信号可以来自同一晶体振荡器12。
将数字信号DI和DQ提供给反旋器(derotator)14，反旋器14提供相位旋转信号RDI和RDQ。例如，反旋器14将复信号I+jQ乘以校正信号
Figure C20048001608200121
从而提供
Figure C20048001608200122
反旋器14提供的相位旋转取决于粗略相位校正信号PHC，并且还可能取决于精细相位校正信号PHF。粗略相位校正信号PHC是由同步电路13根据训练符号t1至t10和T1、T2确定的。后面还将讨论精细相位校正信号PHF的产生。串并转换器15将串行信号RDI和RDQ转换成并行信号PD。实际上，在串并转换器15中及时收集足够的采样，以执行FFT操作16。这里还要去除保护间隔。FFT的起始时刻基于短训练符号t1至t10。对于IEEE802.11a，在FFT中使用80个符号中的64个。FFT处理器16还从同步单元13接收关于FFT窗口位置的信息FW。将经过FFT变换的信号FD提供给均衡器17，以获得均衡后的信号ED。解映射器18将均衡后的信号ED解映射成输出数据比特OD。
公知的信道估计器19接收经过FFT变换的信号FD，并用质量标准来估计与数据符号DS中的四个数据导频载波PC相对应的四个训练导频载波TRPC，以确定哪些数据导频可用于补偿公共相位和/或公共幅度误差。只对这些数据导频载波PC的相位和/或幅度求平均，以获得用于控制均衡器17的控制信号CEC。为了能够区分在FFT操作16之后获得的这些数据符号，这些数据符号被称为接收数据符号DS，其包括接收数据载波DC和接收导频载波PC。在图3所示的接收机中，检测到的相位误差是精细相位校正信号PHF，具被馈入反旋器14。在均衡器17中校正幅度误差。在均衡器17中也可以校正相位误差，后面还将结合图4对此进行描述。
信道估计器19包括切割器(slicer)或硬决策单元190。切割器190将接收的载波CA解映射为最近的网格点。这意味着，切割器190基于作为经过FFT变换的信号的输入信号ED，对哪个网格点最可能被传输做出硬决策(hard decision)。因此，信道估计器19还收到输入信号ED。使用接收载波ED和决策载波HDS之间的相位和幅度差值，所述决策载波HDS具有决策出的网格点的相位和幅度。可以在反旋器14或均衡器17中校正相位差。在均衡器17中也可以校正幅度差。
图4示出了根据本发明一个实施例的均衡器17的框图。图3所示的均衡器17包括CAE/CPE估计单元170，CAE/CPE估计单元170接收导频载波PC，并将控制信号CEC提供给CAE/CPE校正单元171，CAE/CPE校正单元171校正数据载波DC的公共相位误差CPE和公共幅度误差CAE。DPE校正单元172接收校正后的载波CDC1和时钟频率误差估计。如果在发射机中用晶体来产生高频载波和时钟CLK，那么，来自同步单元13的粗略频率误差估计PHC可用于校正微分相位误差DPE。
CAE/CPE估计单元170包括质量确定电路174和控制单元175。
质量确定电路174接收训练导频载波TRPC和质量标准RA，以向控制单元175提供质量确定信号QD。质量确定信号QD表示在数据符号DS期间出现的四个数据导频载波PC的载波频率上的训练符号T1和/或T2的哪些训练导频载波TRPC满足质量标准RA。例如，在频率选择性衰落强的信道中，衰落可能出现在某一个数据导频载波PC的频率上，因此，出现在相应训练导频载波TRPC的频率上。该训练导频载波TRPC的幅度以及因此相应数据导频载波PC的幅度将是非常低的，无法代表在该数据导频载波PC所属的数据符号的数据载波DC处的信道中的公共幅度误差和公共相位误差。因此，如果不使用该特定导频载波PC的幅度和相位，则可获得对这些公共误差CAE/CPE的更好估计。在一个优选实施例中，质量确定电路174将与各数据导频载波PC相对应的训练导频载波TRPC的幅度同预定值RA进行比较。只有该相应训练导频载波TRPC的幅度大于该预定值RA时，才使用该特定数据导频载波PC的幅度和/或相位。对于在不同环境中工作的不同系统，该预定值RA也会不同。通过在不同RA值处提供多个种子来模拟接收机或进行现场试验，可以确定该预定值RA。
控制单元175收到质量确定信号QD和数据导频载波PC，只使用那些与满足质量标准的训练导频载波TRPC相对应的数据导频载波PC，来确定要提供给CAE/CPE校正电路171的控制信号CEC。在一个优选实施例中，控制单元175将与满足质量标准的训练导频载波TRPC相对应的数据导频载波PC的数据符号DS的数据导频载波PC的幅度求平均。然后，控制单元175确定数据符号DS的数据导频载波PC的平均幅度和数据导频载波PC的已知预定幅度均值之间的差值。控制信号CEC控制CAE/CPE校正单元171来校正该平均幅度和该已知预定幅度之间的差值。因此，控制单元175对与满足质量标准的训练导频载波TRPC相对应的数据导频载波PC的接收数据符号DS的数据导频载波RPC的相位求平均。然后，控制单元175确定数据导频载波PC的已知预定相位和该平均相位之间的差值。控制信号CEC控制CAE/CPE校正电路171来校正该平均相位和已知预定相位之间的差值。通常，由校正电路171提供的控制信号CEC既校正公共相位误差CPE，也校正公共幅度误差CAE，但是，也可以只校正这些公共误差中的一个。
信道校正器173从DPE校正电路172接收校正后的载波CDC2，并将输入信号ED提供给包括切割器190的信道估计器19。信道估计器19确定用于控制信道校正器173的控制信号EC。通常，信道估计器19只使用训练符号T1和T2的校正后载波CDC2，来确定控制信号EC，从而由信道造成的相位和幅度失真在完整的帧DF期间可以基本上得到补偿。但是，如果信道特征在该帧DF期间发生变化，那么该校正不是最佳的。使用四个导频载波PC来校正变化的信道特征是已知的。但是，对于完整的载波系数集合，使用四个导频载波PC不足以提供信道跟踪。
在频率选择性衰落信道中，不同的载波CA会经受不同的衰减和不同的相移。接收机在将它们解映射为比特之前需要估计每个载波CA的失真并校正它们。信道估计器19包括公知的原始信道估计器191，它使用两个训练符号T1和T2来估计每个载波CA的相位和幅度失真。该估计被称为初始估计IE。应当注意的是，由于加性噪声，原始信道估计器191不会非常准确。对于短帧，可以假设信道特征是静态的，但是对于长帧，信道特征可能随时间而变化。根据本发明一个实施例的均衡器17使用均衡后的载波ED和CDC2，来更新数据符号DS期间的信道估计EC。该更新确保：即使信道状况在接收帧DF期间发生变化，信道估计也保持正确。如果有噪声，该信道更新还基于训练符号T1和T2改善初始信道估计IE。
信道估计器19存储在训练符号T1和T2期间确定的每个数据载波DC的相位失真和幅度失真。将数据载波DC逐个地提供给信道校正单元173，使用逐个数据载波DC的信道估计EC，消除相位误差和幅度误差。在信道校正单元173之后，每个数据载波DC应当具有正确的幅度和相位，而只有加性噪声带来的失真。信道校正单元173的输入端连接到解映射器18，信道校正单元173的输入端连接到切割器190。
切割器190将每个数据符号DS的载波解映射为最近的网格点HDS(即，切割器190做出硬决策)。也可以使用解映射器18的切割器，如果有的话。该硬决策HDS被解释为传输载波，在比较器单元192中将它与接收载波CDC2进行比较(在信道校正之前)。接收载波CDC2和决策出的传输载波HDS之间的幅度差和相位差被用作新的信道估计NE。通常，由于信道造成的失真，接收载波的网格点通常与在发射机中调制到载波上的64个网格点不一致。因此，“接收载波网格点”一词表示接收到的该载波的幅度和相位。
通过控制信道校正单元173，可以对下一数据符号DS的相同载波CA直接使用该新信道估计NE，从而校正接收的网格点，使之基本上等于硬决策的网格点。因此，在该校正之后，在信道校正电路173的输入端，载波CA的幅度和相位基本上等于由切割器190确定的网格点的幅度和相位。
但是，最好不要将新信道估计NE用作信道校正单元173的控制信号EC，而是增加一个滤波器193，滤波器193通过将初始信道估计IE和新信道估计NE进行组合，产生更新的信道估计EC。例如，更新的信道估计EC可以是：
EC＝αNE-(1-α)IE
其中，NE是新信道估计，IE是初始信道估计。初始信道估计IE是由信道估计器191基于训练符号T1和T2做出的信道估计。α的最优值取决于信道中的信噪比。对于一个或多个初始信道估计IE和新信道估计NE，也可以使用其他求平均算法和低通滤波。
使用校正后信号(接收的载波网格点)CDC2和切割器190的输出信号(确定的载波网格点)HDS之间的差值，来控制信道校正器173，以基本上校正该载波CA的幅度和相位，从而使接收载波网格点更加等于确定的载波网格点，而不需要对公知的切割器190和信道校正器173做出任何改变。只需要增加一个新的信道估计电路192，信道估计电路192确定接收的载波网格点和确定的网格点之间的差值，以便用该差值或还用该差值来控制信道校正器173。信道估计器19优选还包括一个求平均电路193，求平均电路193用新信道估计NE对初始信道估计IE求平均。
应当注意的是，上述实施例用于说明、而非限制本发明，并且，在不脱离所附权利要求的保护范围的前提下，本领域技术人员能够设计出其他实施例。
不应当将在权利要求中的圆括号之间的任何标记解释为限制该项权利要求。使用动词“包括”及其变形并不排除权利要求所记录的部件或步骤之外存在其他部件或步骤。部件前面的冠词“一个”并不排除存在多个这样的部件。本发明可通过包括多个不同部件的硬件来实现，也可以通过进行了合适编程的计算机来实现。在列举了多个模块的装置权利要求中，这些模块中的多个可以具体实现为一个以及相同的硬件项。相互不同的从属权利要求中记录的特定手段并不表示这些手段的组合不具有优势。

Claims (10)

1.一种用于多载波通信系统的接收机，所述接收机用于接收位于数据符号(DS)之前的训I练符号(T1、T2)期间的训练导频载波(TRPC)，所述数据符号(DS)包括数据载波(DC)和数据导频载波(PC)，所述接收机包括：
校正单元(171)，用于在控制信号(CEC)的控制下，提供校正后的信号(CDC1)，所述校正后的信号(CDC1)包括公共幅度误差和/或公共相位误差被校正的数据载波(DC)的有关信息；
质量确定单元(174)，用于确定与所述数据导频载波(PC)相对应的哪些训练导频载波(TRPC)满足预定质量标准；以及
控制单元(175)，用于依据与满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)而非与不满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)的幅度和/或相位，提供所述控制信号(CEC)。
2.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述控制单元(175)对与满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)的幅度和/或相位求平均，以提供公共幅度误差和/或公共相位误差的估计值。
3.如权利要求2所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述控制单元(175)对各数据符号(DS)执行所述求平均。
4.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述接收机还包括快速傅立叶变换电路(16)，用于提供所述数据符号(DS)。
5.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述质量确定单元(174)将所述训练导频载波(TRPC)的幅度与参考幅度(RA)进行比较，一个特定的训练导频载波(TRPC)只有在其幅度高于所述参考幅度(RA)时才满足所述预定质量标准。
6.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述质量确定单元(174)将所述训练导频载波(TRPC)的相位与所述训练导频载波(TRPC)的相位均值进行比较，一个特定的训练导频载波(TRPC)只有在其相对于所述均值的相位差小于一个预定值时才满足所述预定质量标准。
7.如权利要求1所述的用于多载波通信系统的接收机，其中，所述多载波通信系统基于正交频分复用。
8.一种用于在多载波通信系统中接收多载波调制信号的方法，该方法包括：
接收(1)位于数据符号(DS)之前的训练符号(T1、T2)期间的训练导频载波(TRPC)，所述数据符号(DS)包括数据载波(DC)和数据导频载波(PC)；
在控制信号(CEC)的控制下，提供(171)校正后的信号(CDC1)，所述校正后的信号(CDC1)包括公共幅度差错和/或公共相位差错被校正的数据载波(DC)的有关信息；
确定(174)与所述数据导频载波(PC)相对应的哪些训练导频载波(TRPC)满足预定质量标准；以及
依据与满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)而非与不满足所述预定质量标准的训练导频载波(TRPC)相对应的数据导频载波(PC)的幅度和/或相位，提供(175)所述控制信号(CEC)。
9.一种多载波通信系统，包括如权利要求7所述的接收机。
10.一种多载波通信系统，包括如权利要求1所述的接收机，其中，所述系统包括用于通过无线发射调制多载波高频信号的发射机，并且，所述接收机包括用于接收所述高频信号的模块。
CNB2004800160823A 2003-06-11 2004-06-01 用于多载波通信系统的接收机 Active CN100547989C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP03101696.7 2003-06-11
EP03101696 2003-06-11

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1802833A CN1802833A (zh) 2006-07-12
CN100547989C true CN100547989C (zh) 2009-10-07

Family

ID=33495643

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2004800160823A Active CN100547989C (zh) 2003-06-11 2004-06-01 用于多载波通信系统的接收机

Country Status (8)

Country Link
US (1) US7830970B2 (zh)
EP (1) EP1636957B1 (zh)
JP (1) JP2006527562A (zh)
KR (1) KR20060022687A (zh)
CN (1) CN100547989C (zh)
AT (1) ATE357103T1 (zh)
DE (1) DE602004005343T2 (zh)
WO (1) WO2004110012A1 (zh)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070076808A1 (en) * 2004-08-12 2007-04-05 Manish Bhardwaj Method and apparatus to track gain variation in orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) systems
EP1641206A3 (en) * 2004-09-08 2007-01-03 Tata Consultancy Services Limited Semi-blind channel estimation using sub-carriers with lower modulation order in an OFDM system
KR101084124B1 (ko) * 2004-10-25 2011-11-17 엘지전자 주식회사 직교 주파수 분할 다중화를 이용한 브로드캐스트에적용되는 차등 진폭 위상 변조 방법
US8599957B2 (en) 2005-05-13 2013-12-03 Ems Technologies, Inc. Method and system for communicating information in a digital signal
CN1976255B (zh) * 2005-11-28 2011-03-16 上海原动力通信科技有限公司 实现用户在高速移动下正常通信的方法
US7953191B2 (en) * 2005-12-28 2011-05-31 Thomson Licensing Gain control method and device for a bursty data frame reception system
US8290031B1 (en) * 2006-08-14 2012-10-16 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Arrangements and methods for providing compensation for non-idealities of components in communications systems
US7929630B2 (en) * 2006-09-11 2011-04-19 Symbol Technologies, Inc. Adaptive RFID receiver for QAM signals
US8867570B2 (en) * 2007-05-01 2014-10-21 Broadcom Corporation Methods of transmitting pilot tones and data in spatial multiplexing transmission
EP1988676B1 (en) * 2007-05-03 2019-02-20 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Determining a frequency error in a receiver of an wireless ofdm communications system
KR100867997B1 (ko) 2007-05-07 2008-11-10 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍ 계층 변조 시스템의 수신기에서의 채널 위상 추정장치 및 방법
CN101998260A (zh) * 2009-08-10 2011-03-30 中兴通讯股份有限公司 接收多媒体广播和组播业务的方法、装置和系统
KR101239131B1 (ko) * 2009-11-05 2013-03-08 한국전자통신연구원 무선주파수인식 리더 및 그것의 이득 제어 방법
WO2012100279A1 (en) * 2011-01-27 2012-08-02 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Reducing out-of-band emission
WO2012148342A1 (en) * 2011-04-29 2012-11-01 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Controlling uplink multi-antenna transmissions in a telecommunication system
US9210024B2 (en) 2012-08-17 2015-12-08 Intel Corporation Methods and arrangements for channel updates in wireless networks
EP3086478B1 (en) * 2015-04-23 2018-09-19 Nxp B.V. Wireless receiver and method
JP6540295B2 (ja) * 2015-07-09 2019-07-10 富士通株式会社 適応等化回路、ディジタルコヒーレント受信器および適応等化方法
US9705599B2 (en) * 2015-07-30 2017-07-11 Google Inc. Systems for improved spectral efficiency in multi-carrier communication systems
CN106921475B (zh) * 2015-12-25 2019-12-13 深圳市中兴微电子技术有限公司 一种数据接收方法及装置
US10461963B2 (en) * 2017-06-01 2019-10-29 Silicon Laboratories Inc. Two-dimensional filtering of pilots and carriers for OFDM channel estimation

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9302983D0 (en) 1993-02-15 1993-03-31 Univ London One-pot assay
JP3238120B2 (ja) 1997-01-31 2001-12-10 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 直交周波数分割多重信号復調装置
US6317473B1 (en) * 1997-05-02 2001-11-13 Lsi Logic Corporation Demodulating digital video broadcast signals
KR100224863B1 (ko) 1997-08-20 1999-10-15 윤종용 Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기
DE69940235D1 (de) * 1998-05-26 2009-02-26 Panasonic Corp Modulator, Demodulator, und Übertragungssystem für OFDM-Übertragung
JP2000165344A (ja) 1998-11-26 2000-06-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ通信装置
US6370188B1 (en) * 1999-03-31 2002-04-09 Texas Instruments Incorporated Phase and frequency offset compensation in a telecommunications receiver
JP3555843B2 (ja) 1999-03-31 2004-08-18 日本電気株式会社 復調装置
JP4488605B2 (ja) 1999-07-30 2010-06-23 パナソニック株式会社 Ｏｆｄｍ信号の伝送方法、送信装置及び受信装置
US7027464B1 (en) * 1999-07-30 2006-04-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. OFDM signal transmission scheme, and OFDM signal transmitter/receiver
JP2001069118A (ja) 1999-08-31 2001-03-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ通信装置及び伝搬路推定方法
KR100325367B1 (ko) * 2000-01-28 2002-03-04 박태진 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서의 비트 오율 측정장치및 방법
JP2002204215A (ja) 2000-12-28 2002-07-19 Kddi Research & Development Laboratories Inc Ｏｆｄｍ受信装置の位相誤差補正装置
JP3942361B2 (ja) 2001-01-15 2007-07-11 三洋電機株式会社 デジタル信号受信装置
US6633616B2 (en) * 2001-02-21 2003-10-14 Magis Networks, Inc. OFDM pilot tone tracking for wireless LAN
JP2002314506A (ja) 2001-04-18 2002-10-25 Sony Corp 受信装置及び受信方法
US20030012308A1 (en) * 2001-06-13 2003-01-16 Sampath Hemanth T. Adaptive channel estimation for wireless systems
TWI225335B (en) 2001-09-24 2004-12-11 Atheros Comm Inc Post-FFT scaling to reduce multiple effects and fine-frequency offset estimation and calculation and use to improve communication system performance
JP3637965B2 (ja) * 2001-11-22 2005-04-13 日本電気株式会社 無線通信システム
KR100790114B1 (ko) * 2002-03-16 2007-12-31 삼성전자주식회사 직교주파수 분할다중 접속 시스템에서 적응적 파일럿반송파 할당 방법 및 장치
JP3538187B2 (ja) * 2002-03-26 2004-06-14 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信装置におけるデータ復調方法

Also Published As

Publication number Publication date
WO2004110012A1 (en) 2004-12-16
US20060198449A1 (en) 2006-09-07
DE602004005343T2 (de) 2007-11-29
JP2006527562A (ja) 2006-11-30
EP1636957A1 (en) 2006-03-22
EP1636957B1 (en) 2007-03-14
DE602004005343D1 (de) 2007-04-26
US7830970B2 (en) 2010-11-09
KR20060022687A (ko) 2006-03-10
ATE357103T1 (de) 2007-04-15
CN1802833A (zh) 2006-07-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN100547989C (zh) 用于多载波通信系统的接收机
US7009932B2 (en) Frequency tracking device for a receiver of a multi-carrier communication system
US7894325B2 (en) Receiver architecture for pilot based OFDM systems
US6546055B1 (en) Carrier offset determination for RF signals having a cyclic prefix
US7577206B2 (en) OFDM signal receiving apparatus and method for estimating common phase error of OFDM signals using data subcarriers
JP3492565B2 (ja) Ｏｆｄｍ通信装置および検波方法
US7184714B1 (en) Frequency domain estimation of IQ imbalance in a wireless OFDM direct conversion receiver using loopback connection
US10425262B2 (en) Method and system for adaptive guard interval (GI) combining
US8270545B2 (en) Methods and systems using fine frequency tracking loop design for WiMAX
EP2289216B1 (en) Methods for estimating a residual frequency error in a communications system
US8351494B2 (en) Channel equalization and carrier recovery method and receiver in high speed wireless communication system
CN109547373A (zh) 用于ofdm系统频域强干扰环境的频偏估计方法及频偏估计系统
US7551691B2 (en) Receiver for a multi-carrier communication system
CN103107968B (zh) 无线通信接收机、无线通信接收方法与相位噪声补偿装置
US7333792B2 (en) Multi-carrier receiving method and apparatus
US7366255B1 (en) Time domain estimation of IQ imbalance in a wireless OFDM direct conversion receiver
JP2002152167A (ja) マルチキャリア変調方式用復調回路
US7760827B2 (en) Method and apparatus for improving recovery performance of time windowed signals
JP2000151548A (ja) Ｏｆｄｍ通信装置
JP3534020B2 (ja) マルチキャリア変調方式用復調回路
US20100027717A1 (en) Equalization of OFDM Signals Based on Time and Then Frequency Interpolation
JP2002232389A (ja) Ｏｆｄｍ受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: NXP CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: KONINKLIJKE PHILIPS ELECTRONICS N.V.

Effective date: 20071019

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20071019

Address after: Holland Ian Deho Finn

Applicant after: Koninkl Philips Electronics NV

Address before: Holland Ian Deho Finn

Applicant before: Koninklijke Philips Electronics N.V.

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant