CN101208922A - 正交频分多路复用系统中的基于有效信噪比的定时控制 - Google Patents

Abstract

一种扩频通信系统在存在定时错误的情况下提供所接收的正交频分多路复用(OFDM)时隙的有效信噪比(SNR)。有效SNR可用作诊断工具，以用于在测量到的包错误率(PER)保持高，且根据所述有效SNR的预测PER保持低时，确定是否存在定时错误。回路可使用所述有效SNR来控制OFDM解码器所使用的时间基准。

Description

正交频分多路复用系统中的基于有效信噪比的定时控制

技术领域

本发明大体上涉及通信系统，且具体地说涉及正交频分多路复用系统中的定时控制。

背景技术

在扩频系统中，移动台可接收来自一个或一个以上基站的传输。每个移动台和基站可使用特定的扩展码来识别其信号传输。

发明内容

无

附图说明

根据结合附图考虑的以下描述内容和所附权利要求书，本发明的各个实施例将变得更加明了。这些图式仅描绘示范性实施例，且不应被认为限制本发明的范围。

图1说明包括基站和移动台的通信系统。

图2说明可在图1的系统中传输的频域中的多个正交频分多路复用(OFDM)音的实例。

图3说明OFDM处理路径的实例。

图4A说明可在N个音上承载数据的总OFDM符号时间周期。

图4B说明频域中的OFDM符号。

图4C说明OFDM符号和其循环前缀。

图5说明可在图1的系统中实施的定时获取/控制设备。

图6A说明可由图5的设备执行的定时获取/控制过程。

图6B说明具有对应于图6A中的方框的装置的设备。

图7说明码分多路复用时隙和OFDM时隙的时分多路复用图案。

图8说明所传输的OFDM信号的实际信道响应、具有不正确时间基准的OFDM时隙以及具有正确时间基准的OFDM时隙的实例。

具体实施方式

本文所述的任一实施例不一定比其它实施例优选或有利。虽然附图中呈现了本发明的各个方面，但除非明确指示，否则附图不一定是按比例绘制。

图1说明通信系统100，其包括基站102A，102B，和移动台104A，104B。系统100可具有任何数目的基站和移动台。通信系统100可使用一种或一种以上通信技术，例如码分多址(CDMA)、高速率分组数据(HRPD)(还称为高数据速率(HDR)，如“cdma2000High Rate Packet Data Air Interface Specification”，TIA/EIA7IS-856中所指出的)，CDMA1x演进数据优化(Evolution Data Optimized，EV-DO)、宽带CDMA(WCDMA)、全球移动电信系统(UMTS)、时分同步CDMA(TD-SCDMA)、正交频分多路复用(OFDM)等。

图1还展示由于基站102A与移动台104A之间的对象106的缘故而由移动台104A接收到的两个多路径信号110A，110B。转发器108或转发器108与基站102A之间的距离可延迟从基站102A传输到移动台104A的信号110B。

本文所述的“移动台”可指代各种类型的装置，例如有绳电话、无线电话、蜂窝式电话、膝上型计算机、无线通信个人计算机(PC)卡、个人数字助理(PDA)、外部或内部调制解调器等。移动台可以是通过无线信道或通过有线信道(例如使用光纤或同轴电缆)进行通信的任何装置。移动台可具有各种名称，例如接入终端、接入单元、订户单元、移动装置、移动单元、移动电话、移动设备、远程站、远程终端、远程单元、用户装置、用户设备、手持式装置等。移动台可以是移动的或静止的，且可散布在图1的整个通信系统100上。移动台可与一个或一个以上基站收发器系统(BTS)通信，所述基站收发器系统还称为基站、接入网络、接入点、节点B以及调制解调器组合收发器(MPT)。

一个或一个以上基站102可将信号(例如广播/多播内容)发射到多个移动台104，即多个移动台104接收所述同一广播内容。广播传输可使用OFDM通信技术。如图2中所示，OFDM将数据分布在较大数目的相等间隔的频率子载波(还称为“载波”、频率“音”或频率“箱”)。

图2说明频域(水平轴)中的多个OFDM音200A-200E的实例，其中在垂直轴上表示振幅。由于以精确的频率将音间隔开的缘故，每个音200与每一其它音“正交”。每个音200的峰值对应于每一其它音的零级或零值(null)。因此，音200A-200E之间没有干扰。当接收器在每个音200的中心频率处取样时，存在的唯一能量是所需的信号加上碰巧在信道中的任何噪声的能量。给定音200的检测器不受其它音200中的能量影响。OFDM允许每个音200的频谱重叠，且因为它们是正交的，所以它们不会彼此干扰。

组成OFDM中的音200的正弦波形具有特殊的特性，其是线性信道的唯一本征函数。此特殊特性防止OFDM系统中的邻近音彼此干扰，同样，人耳可清晰地分辨由钢琴的邻近键产生的音中的每一者。此特性，以及将少量的保护时间并入到每个OFDM符号400(图4A)，使得能在具有多路径信号传播的情况下保留音200之间的正交性。

通过调整音的振幅、相位或两者，将用户的数据的一部分调制到每个音200上。在一个配置中，音200可存在或被禁用，以指示信息的1或0位。在其它配置中，可使用移相键控(Phase Shift Keying，PSK)或正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)来将数据调制到每个音上。

图3说明OFDM处理路径300的实例，其包含信道编码单元302、调制单元304、频率映射单元306、快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)处理单元308、循环前缀插入单元310、载波调制单元312以及发射电路314(例如天线)。信道编码单元302获得数据流，用涡轮码或卷积码对数据流进行编码，使所述流交错或改变所述流的序列，并将其分成N个平行数据流，每一者的速率是原始速率的1/N。到达信道编码单元302的输入是包(图3中未图示)，且输出作为图4中的一个或一个OFDM符号400被传输。

调制单元304和频率映射单元306将每个数据流映射到具有独特频率的音，且这些音被称为“数据音”。同时，已知“导频符号”在被称为“导频音”的不同的一组音上传输。接收器可使用这些导频音来估计复合信道的频率响应，且对接收到的OFDM信号执行解调制。调制单元304可使用QAM。可使用数字信号处理(DSP)软件来实施OFDM调制。OFDM传输可被认为是用普通扩展码(trivial spreading code)(例如包括所有零的扩展码)进行的离散多音(DMT)调制。

使用IFFT 308将导频音和数据音组合在一起，以产生时域波形。循环前缀插入单元310插入循环前缀402(图4A)。将循环前缀插入单元310的输出提供到载波调制单元312和发射电路314，其合成射频(RF)信号。

图4A说明总的OFDM符号时间周期T_sym，在此期间，可在N个音上承载数据。在所述总的符号时间周期T_sym期间，每个音可承载一OFDM符号400和一循环前缀402。图4B说明频域中的多个OFDM符号。图4C说明OFDM符号400和其循环前缀402。

为了补偿多路径延迟，将循环前缀402设计成大于延迟扩展(最长与最早信道多路径之间的时间延迟)。循环前缀402将保护时间提供到OFDM符号400，以确保频域中的子载波之间的正交性，即防止子载波彼此干扰。如果延迟扩展太大，那么子载波可能在频域中重叠，且正交性可能丧失。

循环前缀402可具有固定长度，且可附加在每个OFDM符号400的开头处，以使信道的线性卷积变为“循环卷积”。理想的是，OFDM符号长度相对于循环前缀长度较大，以尽可能减少额外开销。因为循环前缀402必须足够长以虑及系统100所经历的预期的多路径延迟扩展，所以引起基本折衷。换句话说，循环前缀长度应比接收器处所经历的有效脉冲响应的长度“长”。

定时获取

OFDM系统的性能可依赖准确的定时获取。较大定时获取误差可能导致来自邻近信道的符号间干扰(ISI)、经错误估计的信道，以及调制解调器的较大的性能降级。

下文的描述内容分析信道估计算法，并展示有效信噪比(SNR)量度(在被合适地计算时)是实际信道性能的稳固测量值，即使在具有定时获取误差的情况下也是如此。基于此分析，可实施定时获取(或定时控制)外部回路来检测并校正定时获取误差。

下文的描述内容通常可应用于接收多路径OFDM信号的任何接收器。具体来说，下文的描述内容可应用于接收从一个或一个以上基站102A，102B广播的多路径信号110A，110B，110C的移动台104。

具有定时错误的情况下的信道估计

时域中的复合信道响应(例如在接收从一个或一个以上基站102A，102B发射的L个多路径信号110A-110C的移动台104A处)可表达为：

$h\left(\mathrm{nT}\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{l}p(\mathrm{nT}-{\mathrm{\τ}}_l)$

其中L表示多路径分量的总数目，α_l和τ_l分别表示第l个多路径射线的复值振幅和延迟，p(t)表示发射和接收脉冲滤波器的复合时域滤波器响应，且T表示码片持续时间。为了展现的简单性，假定为静态信道。在具有正确定时的情况下，导频音上的信道的频率响应可表达为：

$H_k\≡H\left(\frac{k}{\mathrm{PT}}\right)$

$=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}h\left(\mathrm{nT}\right)\exp \{-i\frac{2\mathrm{\πnk}}{P}\}$

其中H(f)是h(nT)的离散傅里叶变换，且k表示频率k/PT处的第k个导频音的下标，其中P是导频音的数目。

假设由于定时错误的缘故，错误地将开始时间指派给在第一到达路径之后延迟Δ个码片的样本。那么可展示导频音处的估计信道响应可表达为：

${\hat{H}}_k=\exp \left\{i\frac{2\mathrm{\πk\Δ}}{P}\right\}\underset{n}{\mathrm{\Σ}}h\left(\mathrm{nT}\right)\exp \{-i\frac{2\mathrm{\πnk}}{P}\}=\exp \left\{i\frac{2\mathrm{\πk\Δ}}{P}\right\}{H}_k---\left(1\right)$

上文的等式(1)导致两个重要的观察结果。第一，在导频音上，不管定时基准中的误差如何，估计信道的振幅响应

等于实际信道的振幅响应H_k。第二，在导频信道上，定时基准中的误差导致越过导频音的线性相移。由于OFDM系统中基于FFT的信道估计的缘故，从这些经相移的导频音导出的估计信道的时域响应是实际信道的时域响应的循环移位。

遗憾的是，因为通过内插导频音上的频率响应来导出数据音上的频率响应，所以当定时不正确时，数据音上的内插振幅和相位可能与实际信道的值显著不同。在具有Δ个码片的定时错误的情况下，数据音上的频率响应(使用FFT从导频音内插的最小平方)可由以下等式近似得出：

${\tilde{H}}_k\≈\exp \left\{i\frac{2\mathrm{\πk\Δ}}{N}\right\}\left\{\underset{n=0}{\overset{\mathrm{\Δ}-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n\exp \right\{-i\frac{2\mathrm{\π}(P+n)k}{N}\}+\underset{n=\mathrm{\Δ}}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n\exp \{-i\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}\left\}\right\}$

$\≠\exp \left\{i\frac{2\mathrm{\πk\Δ}}{N}\right\}\underset{n=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_n\exp \{-i\frac{2\mathrm{\πnk}}{N}\}=\exp \left\{i\frac{2\mathrm{\πk\Δ}}{N}\right\}{H}_k$

其中N是OFDM符号中的音(导频和数据音两者)的数目，且k表示数据音下标。在此等式中，第一求和包含在定时基准Δ之前出现的多路径分量的子集，且第二求和包含在Δ之后到达的所有路径。显然，数据音处的估计信道响应可与实际信道的响应显著不同，且此可能在数据解调期间导致显著的误差。

具有定时错误的情况下的有效SNR

当不存在定时错误时，可使用被称为有效SNR的量度来准确地预测OFDM性能。对于用某一速率代码(例如3/4速率代码)编码且使用某一传输群集(例如16-QAM)来调制的包来说，如果有效SNR量度小于某一阈值(例如11.4dB)，那么所述包极有可能是不可解码的。相反地，如果有效SNR量度超过所述阈值，那么所述包极有可能被正确地解码。对于典型的OFDM系统来说，只要导频音的数目超过信道中的最大延迟路径，香农/奈奎斯特取样定理就保证可仅根据导频音上的信道频率响应计算出有效SNR量度。

如下根据导频音上的信道响应H_k计算出有效SNR量度。首先，可使用估计程序来估计导频音上的噪声变化，所述估计程序类似于2005年1月28日申请的题为“NoiseVariance Estimation in Wireless Communications for Diversity Combining andLog-Likelihood Scaling”的第11/047,347号共同转让的美国专利申请案。假设σ²表示估计的噪声变化。那么，可通过以下公式来计算有效SNR量度

$\mathrm{SNR}=C^{-1}\left(\frac{1}{P}\underset{k=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}C\left(\frac{{\left|H_k\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)\right)$

其中C(x)是其SNR x和输入被限定于选定调制类型(例如64QAM或16QAM)的高斯信道的容量。举例来说，如果所发射的群集限于复平面中的一组点{c_i：i＝1，...，J)，其中所述点根据以下公式来标准化：

$x\≡\frac{1}{2}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\frac{{\left|c_j\right|}^2}{J},$

那么，由以下公式给出限定容量函数C(x)：

$C\left(x\right)\≡\log J-\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\frac{1}{J}\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}\frac{1}{2\mathrm{\π}}{e}^{-{|u^2+v^2|}^2/2}\log \underset{i}{\mathrm{\Σ}}{e}^{-{|c_j-c_i|}^2/2}{e}^{-\mathrm{Re}\left[(u-\mathrm{iv})(c_j-c_i)\right]}\mathrm{du\; dv}.$

这组等式在R.E.Blahut的“Principles and Practice of Information Theory”，AddisonWesley，1991年，第7.8节第272-279页中。

因为根据导频音计算出的有效SNR量度仅取决于信道频率响应的振幅，且因为导频音上的信道振幅与定时错误无关(参考上文的等式(1))，所以有效SNR量度也与定时错误无关。然而，在存在定时错误的情况下，噪声变化可包含符号间干扰和音间干扰，且因此具有定时错误的噪声变化将不小于不具有定时错误的噪声变化。因此，在具有定时错误时计算出的有效SNR量度通常将略小于不具有定时错误的有效SNR量度。因此，有效SNR量度提供对包是否应可解码的稳妥预测。

因为即使在有定时错误的情况下基于导频音的有效SNR也仍然是对可支持或可实现的包错误率(PER)的良好预测值，所以有效SNR可与外部回路中测量到的PER一起使用，以用于定时获取/控制，如下文所述。

基于有效SNR的定时控制外部回路

图5说明定时获取/控制设备520，其可在图1的移动台104或基站102中实施。设备520可实施在软件、硬件或软件与硬件的组合中。设备520包括接收器506、信号搜索器504、OFDM解调器与解码器500以及定时控制外部回路502，其还可被称为定时控制模块。OFDM解调器与解码器500可与CDM解调器与解码器分离或与CDM解调器与解码器集成在一起。除图5中所示的组件之外或代替图5中所示的组件，设备520可包含其它软件和硬件组件，例如解交错器、信道估计器等。

图6A说明定时获取/控制过程，其可由图5的设备520来执行。图6B说明具有对应于图6A中的方框601-604的装置611-614的设备。

图7说明所传输的码分多路复用时隙702(例如单播数据)和OFDM时隙700(例如广播数据)的时分多路复用图案。图7还展示特定OFDM时隙结构的实例。

图5中的接收器506接收在CDM和OFDM时隙702，700A，700B(图7)中传输(例如从一个或一个以上基站)的信号。信号搜索器504(例如CDMA信号搜索器)确定粗略定时值。OFDM解调器与解码器500对来自OFDM时隙700A，700B的OFDM符号400进行解调和解码，所述OFDM符号400包含数据音和导频音。

在图6A中的方框601中，OFDM解调器与解码器500(图5)使用粗略定时值来测量接收到的经解码的OFDM包的PER(测量到的PER)，并根据OFDM符号的导频音计算有效SNR量度。解调器处理一个或一个以上OFDM符号，并将此提供到解码器，解码器接着试图再现输入到图3中的信道编码单元302的包。解调器与解码器500(或者，外部回路502)可使用有效SNR量度来预测可支持的PER(经预测的PER′)。举例来说，将有效SNR量度与视包的数据速率而定的SNR阈值进行比较；如果有效SNR量度超过所述阈值，那么包被预测为不具有错误，否则包被预测为是错误的。经预测的PER可以是这些预测的合适的时间平均。解调器与解码器500包含定时控制内部回路501，其将当前时间基准提供到定时获取/控制外部回路502。定时控制内部回路501还改进来自信号搜索器504的粗略定时值，或通过使用接收到的OFDM符号更新先前的定时值。

在方框602中，定时控制外部回路502接收当前时间基准、有效SNR量度、测量到的PER和经预测的PER作为输入，且在N_S个连续的OFDM时隙700期间以下所有三个条件都满足时，宣称定时错误。如图7中所示，“连续的”OFDM时隙700可通过单播CDM时隙702而在时间上分离。N_S可以等于64、100、256或某一其它值。

本文所述的参数(还称为值，变量、阈值等)N_S、N_C、P₁、P₂、P₃、T₁、T₂、T₃可根据各种系统参数(例如内部定时回路更新速率、导频音SNR测量值的准确性和网络布局)而选择、编程和/或优化。这些参数可由装置制造商或无线操作者等设置或确定，且可在装置被制造时或在现场的即时操作期间对默认值进行编程。

i.测量到的PER接近100％(或PER＞P₁，其中P₁可以是30％(例如))；

ii.基于有效SNR量度的经预测PER接近0％(或PER′＜P₂，其中P₂可以是2％(例如))；以及

iii.当前定时基准保持相同(或针对来自先前基准的T₁以上个码片，当前定时基准不改变，其中T₁可以等于10(例如))。

如果这三个条件尚未满足，那么外部回路502可连续检查这三个条件。

因此，如果若干连续OFDM时隙不正确地解码(即，较高的测量到的PER)，那么(a)信道并非“良好”或(b)当前时间基准不正确。如果信道“良好”(即，如果有效SNR量度较高且经预测的PER较低)，那么时间基准很可能是不正确的，且应进行调节。

在方框603中，如果宣称定时错误，那么外部回路502将“超前”或移位信号发送到定时控制内部回路501，使得基准定时(还称为当前时间基准)对于下一OFDM时隙超前N_C个码片，如图8中所示。举例来说，N_C可以等于5到8个码片。在宣称定时错误之后，来自定时控制内部回路501的定时估计将不会影响基准定时。宣称定时错误之前的最后一个定时基准继续仅由定时控制外部回路502更新。

图8说明所传输的OFDM信号800的实际信道响应、具有错误时间基准802的OFDM时隙以及具有正确时间基准804的OFDM时隙的实例。

在方框604中，所述过程可重复方框603，直到满足以下条件中的任一者为止：

i.测量到的PER接近经预测的PER′(或IPER-PER′I/PER′＜P₃，其中P₃可等于5)；

ii.超前的码片的总数超过码片的基于信道中的最大可能延迟而先验地确定的阈值T₂，其中T₂可等于80(例如)；或

iii.根据内部回路定时算法检测到的第一到达路径的相对定时估计改变T₃以上个码片，其中T₃可等于30(例如)。

如果满足条件iii，那么下一OFDM时隙的定时基准将复位到来自定时控制内部回路501的定时估计。

上文的描述内容提供了在存在定时错误的情况下对接收到的OFDM符号的估计信道和有效SNR的分析。所述分析阐释有效SNR为何可充当诊断工具来确定当测量到的PER保持高但基于有效SNR量度的经预测PER保持低时是否存在定时错误。外部回路502可基于有效SNR量度来控制定时。

广播内容

来自多个基站102的广播传输彼此可以是时间同步的，使得基站102同时使用同一波形或调制(例如同一扩展码)来传输同一广播内容。以此方式，可将多个广播传输视为接收器处的多路径传输。换句话说，同步广播传输产生虚拟的多路径，从而用适当的信号处理在接收器处提供改进的接收质量。产生表现为多路径的信号的优势在于接收器能够使宏分集增益最大化，其中来自一个基站的衰减信号由来自另一基站的具有差分传播延迟的相同的强接收信号加以抵消。同步广播可为多个发射器提供同一扩展码。

当同步广播传输针对传输的广播部分700(图7)使用OFDM时，基站之间的时间同步可以是有益的。如果基站传输不是时间同步的，那么定时的差异可有效地变成多路径延迟，其可增加延迟扩展。因此，来自多个基站102的时间同步传输用于使OFDM传输对准，并避免引入额外的延迟扩展。

如图7中所示，基站可在交错的广播时隙700中广播数据，所述广播时隙700在用于用户特定(单播)数据传输的时隙702之间交错。一个实施例针对同步广播使用OFDM波形。每个广播时隙都可具有三个或四个OFDM符号，其中一个符号可比其它两个OFDM符号具有更多的导频音。每个移动台可使用一个或一个以上OFDM符号的导频音来估计信道响应，并导出用于解调OFDM符号的定时基准。

可使用多种不同工艺和技术中的任一者来表示本文所述的信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或微粒、光场或微粒或其任一组合来表示可在整个上述描述内容中参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。

结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的这种可互换性，上文已经大体上根据各种说明性组件、块、模块、电路和步骤的功能性描述了各种说明性组件、区块、模块、电路和步骤。将此类功能性实施为硬件还是软件取决于强加于整个系统上的特定应用和设计限制。所属领域的技术人员可针对每个特定应用以各种不同的方式来实施所描述的功能性，但此类实施决策不应被解释为导致与本发明的范围偏离。

可用以下装置来实施或执行结合本文所揭示的实施例而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其经设计以执行本文所述的功能的任一组合。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任一常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一个或一个以上微处理器或任何其它此类配置。

结合本文所揭示的实施例而描述的方法或算法的步骤可直接实施在硬件中，由处理器执行的软件模块中，或上述两者的组合中。软件模块可驻留在RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移除光盘、CD-ROM或此项技术中已知的任一其它形式的存储媒体。存储媒体耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息，且将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可以与处理器成为一体。处理器和存储媒体可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。在替代方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻留在用户终端中。

本文包含标题以供参考且有助于定位某些部分。不希望这些标题限制其下面所描述的概念的范围，且在整个说明书中，这些概念在其它部分中可具有适用性。

本发明提供所揭示实施例的先前描述内容，以使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将容易了解对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文所界定的一般原理可应用于其它实施例。因此，不希望本发明局限于本文所展示的实施例，而是希望符合与本文所揭示的原理和新颖特征相一致的最广范围。

Claims (27)

1.一种方法，其包括：

使用当前时间基准对多个时隙中的多个正交频分多路复用(OFDM)符号进行解码；

测量所述经解码的OFDM符号的包错误率；

根据经解调的OFDM符号的导频音，确定有效信噪比(SNR)量度；

基于所述确定的有效SNR量度，预测可支持的包错误率；

将所述测量到的包错误率与所述经预测的包错误率进行比较；以及

基于所述比较，在对下一OFDM时隙进行解码之前调节所述当前时间基准。

2.根据权利要求1所述的方法，其中将所述测量到的包错误率与所述经预测的包错误率进行比较包括：

确定所述测量到的包错误率是否大于第一阈值；以及

确定所述经预测的包错误率是否小于第二阈值。

3.根据权利要求1所述的方法，其中基于所述比较来调节所述当前时间基准包括：如果所述测量到的包错误率大于所述第一阈值，且所述经预测的包错误率小于所述第二阈值，那么在对下一OFDM时隙进行解码之前调节所述当前时间基准。

4.根据权利要求1所述的方法，其中确定有效信噪比(SNR)量度包括使用：

$\mathrm{SNR}=C^{-1}\left(\frac{1}{P}\underset{k=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}C\left(\frac{{\left|H_k\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)\right)$

其中C(x)是其SNR x和输入被限定于选定调制类型的高斯信道的容量，其中σ²表示估计出的噪声变化，其中P是导频音的数目，且其中H_k代表信道的振幅响应。

5.根据权利要求4所述的方法，其进一步包括使用查找表来实施函数C(x)，和估计所述噪声变化。

6.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

确定所述当前时间基准是否持续若干个连续OFDM时隙未改变；以及

基于所述确定，使所述当前时间基准针对所述待解码的下一OFDM时隙超前经配置数目的码片。

7.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

确定所述当前时间基准是否未从先前时间基准改变达经配置数目的码片；以及基于所述确定，使所述当前时间基准针对所述待解码的下一OFDM时隙超前经配置数目的码片。

8.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括：

无线接收在所述时隙中含有所述OFDM符号的多路径传输；以及

搜索所述多路径传输以确定所述当前时间基准。

9.根据权利要求1所述的方法，其中调节所述当前时间基准包括使所述当前时间基准超前经配置数目的码片。

10.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括重复所述调节所述当前时间基准，直到所述测量到的包错误率接近所述经预测的包错误率为止。

11.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括重复所述调节所述当前时间基准，直到调节所述当前时间基准超过基于信道中的最大可能延迟而先验地确定的阈值数目的码片为止。

12.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括重复所述调节所述当前时间基准，直到第一到达路径的相对定时改变多于阈值数目的码片为止。

13.根据权利要求1所述的方法，其中所述OFDM符号包括预期用于多个移动台的广播内容。

14.根据权利要求1所述的方法，其中用包括用户特定数据的时隙来时分多路复用所述含有OFDM符号的时隙。

15.一种经配置以接收来自基站的信号的设备，所述设备包括：

用于使用当前时间基准对多个时隙中的多个正交频分多路复用(OFDM)符号进行解码的装置；

用于测量所述经解码的OFDM符号的包错误率的装置；

用于根据所述经解码的OFDN符号的导频音来确定有效信噪比(SNR)量度的装置；

基于所述经确定的有效SNR量度，用于预测可支持的包错误率的装置；

用于将所述测量到的包错误率与所述经预测的包错误率进行比较的装置；以及

基于所述用于比较的装置，用于在对下一OFDM时隙进行解码之前调节所述当前时间基准的装置。

16.根据权利要求15所述的设备，其中所述用于比较的装置包括：

用于确定所述测量到的包错误率是否大于第一阈值的装置；

用于确定所述经预测的包错误率是否小于第二阈值的装置；以及

如果所述测量到的包错误率大于所述第一阈值，且所述经预测的包错误率小于所述第二阈值，用于在对下一OFDM时隙进行解码之前调节所述当前时间基准的装置。

17.一种经配置以接收来自基站的正交频分多路复用(OFDM)符号的设备，所述设备包括：

定时控制模块，其经配置以：

确定所述接收到的OFDM符号的测量到的包错误率是否大于第一阈值；

确定经预测的包错误率是否小于第二阈值；以及

如果所述测量到的包错误率大于所述第一阈值，且所述经预测的包错误率小于

所述第二阈值，那么在对下一OFDM时隙进行解码之前调节当前时间基准。

18.根据权利要求17所述的设备，其进一步包括：

接收器，其经配置以无线接收在多个时隙中含有OFDM符号的多路径传输；以及

搜索器，其用于搜索所述多路径传输以确定所述当前时间基准。

19.根据权利要求18述的设备，其中用包括用户特定数据的时隙来时分多路复用所述含有OFDM符号的时隙。

20.根据权利要求17述的设备，其进一步包括：

解码器，其可操作以：

使用当前时间基准对多个时隙中的多个OFDM符号进行解码；

测量所述经解码的OFDM符号的包错误率；

根据所述经解码的OFDM符号的导频音来确定有效信噪比(SNR)量度；以及

基于所述经确定的有效SNR量度，预测可支持的包错误率。

21.根据权利要求17述的设备，其中所述定时控制模块进一步经配置以：

确定所述当前时间基准是否持续若干个连续OFDM时隙未改变；以及

基于所述确定，使所述当前时间基准针对所述待解码的下一OFDM时隙超前经配置数目的码片。

22.根据权利要求17述的设备，其中所述定时控制模块进一步经配置以：

确定所述当前时间基准是否未从先前时间基准改变达经配置数目的码片；以及

基于所述确定，使所述当前时间基准针对所述待解码的下一OFDM时隙超前经配置数目的码片。

23.根据权利要求17述的设备，其中调节所述当前时间基准包括使所述当前时间基准超前经配置数目的码片。

24.根据权利要求17述的设备，其中所述定时控制模块经配置以重复所述调节所述当前时间基准，直到所述测量到的包错误率接近所述经预测的包错误率为止。

25.根据权利要求17述的设备，其中所述定时控制模块经配置以重复所述调节所述当前时间基准，直到调节所述当前时间基准超过基于信道中的最大可能延迟而先验地确定的阈值数目的码片为止。

26.根据权利要求17述的设备，其中所述定时控制模块经配置以重复所述调节所述当前时间基准，直到第一到达路径的相对定时改变多于阈值数目的码片为止。

27.根据权利要求17述的设备，其中所述OFDM符号包括预期用于多个移动台的广播内容。

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