JP2008539677A - 有効な信号対雑音比に基づいた直交周波数分割多重システムにおけるタイミング制御 - Google Patents

Abstract

スペクトラム拡散システム通信システムが、タイミングエラーがある状態における受信直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）スロットの有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）を提供する。測定されたパケットエラーレート（ＰＥＲ）は高いままであるが、有効なＳＮＲから予測されたＰＥＲが低いままであるとき、タイミングエラーがあるかどうかを決定する診断ツールとして、有効なＳＮＲが機能できる。ループが有効なＳＮＲを使用して、ＯＦＤＭデコーダにより使用される時間基準を制御できる。
【選択図】 図５

Description

背景

分野
本開示は、一般に通信システムに関し、特に、直交周波数分割多重システムにおけるタイミング制御に関する。

背景
スペクトラム拡散システムにおいて、移動局は、１つ以上の基地局からの送信を受信することができる。各移動局および基地局は特定の拡散コードを使用して、その信号送信を識別することができる。

詳細な説明

添付図面と共に考慮したとき、本開示のさまざまな実施形態は、以下の記述および添付した特許請求の範囲からさらに明らかになるだろう。

ここで記述するいずれかの実施形態は、他の実施形態に対して、必ずしも好ましいまたは有利なものではない。本開示のさまざまな観点を図面中に表わしているが、特に指示していない限り、基準化するために図面を必ずしも描いていない。

図１は、基地局１０２Ａ、１０２Ｂおよび移動局１０４Ａ、１０４Ｂを具備する通信システム１００を図示する。システム１００は、任意の数の基地局および移動局を有していてもよい。通信システム１００は１つ以上の通信技術を使用することができ、それらは、コード分割多元接続（ＣＤＭＡ）、“ｃｄｍａ２０００高レートパケットデータ電波インターフェイス仕様”中で規定されているような、高データレート（ＨＤＲ）とも呼ばれる高レートパケットデータ（ＨＲＰＤ）、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−８５６、ＣＤＭＡ １ｘ発展データ最適化（ＥＶ−ＤＯ）、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）、ユニバーサル移動通信システム（ＵＭＴＳ）、時分割同期ＣＤＭＡ（ＴＤ−ＣＤＭＡ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、などのようなものである。

基地局１０２Ａと移動局１０４Ａとの間にある物体１０６の結果として、移動局１０４Ａにより受信される２つのマルチパス信号１１０Ａ、１１０Ｂも図１は示す。中継器１０８または、中継器１０８と基地局１０２Ａとの間の距離は、基地局１０２Ａから移動局１０４Ａに送信される信号１１０Ｂを遅らせるかもしれない。

ここで記述する“移動局”は、ワイヤ電話機、ワイヤレス電話機、セルラ電話機、ラップトップコンピュータ、ワイヤレス通信パーソナルコンピュータ（ＰＣ）カード、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、外部または内部モデム、などのような、さまざまなタイプのデバイスに関連していてもよい。移動局は、ワイヤレスチャネルを通して、または、例えば光ファイバまたは同軸ケーブルを使用するワイヤチャネルを通して通信する任意のデバイスであってもよい。移動局はさまざまな名前を有していてもよく、例えば、アクセス端末、アクセスユニット、加入者ユニット、移動デバイス、移動ユニット、移動電話機、モバイル、リモート局、リモート端末、リモートユニット、ユーザデバイス、ユーザ機器、ハンドヘルドデバイス、などのようなものである。移動局は、移動していてもまたは静止していてもよく、図１の通信システム１００全体にわたって分散していてもよい。移動局は、１つ以上の基地局トランシーバーシステム（ＢＴＳ）と通信してもよく、基地局トランシーバーシステム（ＢＴＳ）はまた、基地局、アクセスネットワーク、アクセスポイント、ノードＢ、およびモデムプールトランシーバー（ＭＰＴ）とも呼ばれる。

１つ以上の基地局１０２は、ブロードキャスト／マルチキャストコンテンツのような、信号を複数の移動局１０４に送信でき、すなわち、複数の移動局１０４は同一のブロードキャストコンテンツを受信する。ブロードキャスト送信は、ＯＦＤＭ通信技術を使用してもよい。図２中で示すように、多数の等間隔におかれた周波数副搬送波（“キャリア”、周波数“トーン”または周波数“ビンズ”とも呼ばれる）に対して、ＯＦＤＭはデータを分配する。

図２は、周波数領域（横軸）における複数のＯＦＤＭトーン２００Ａ−２００Ｅの例を図示し、ここで振幅は縦軸上で表わされる。正確な周波数でトーンを離している結果として、各トーン２００は、すべての他のトーンと“直交”である。各トーン２００のピークは、すべての他のトーンのゼロレベル、すなわちヌルに対応する。結果として、トーン２００Ａ−２００Ｅの間に干渉がない。受信機が各トーン２００の中央周波数でサンプリングするとき、加えてどのような雑音がチャネル中に生じようとも、存在する唯一のエネルギーは、所望の信号のエネルギーである。所定のトーン２００の検出器は、他のトーン２００中のエネルギーにより影響を及ぼされない。ＯＦＤＭにより、各トーン２００のスペクトラムがオーバーラップできるようになり、各トーン２００のスペクトラムが直交であるため、それらは互いに干渉しない。

ＯＦＤＭにおいてトーン２００を構成するシヌソイド波形は、線形チャネルの唯一の固有関数である特別な特性を有する。人間の耳がピアノの近接したキーにより生成されるそれぞれのトーンをはっきりと区別できるのとほとんど同じ方法で、この特別な特性は、ＯＦＤＭシステム中の近接したトーンが互いに干渉することを防ぐ。この特性、および各ＯＦＤＭシンボル４００に対する少量のガード時間の組み込み（図４Ａ）により、マルチパス信号の伝播がある状態において、トーン２００の間の直交性を保つことができるようになる。

トーンの振幅、位相、または両方を調整することにより、ユーザのデータの一部は、各トーン２００上に変調される。１つの構成において、トーン２００は、１または０ビットの情報を示すように、存在していてもまたはディスエーブルされてもよい。他の構成において、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）または直角位相振幅変調（ＱＡＭ）を使用して、各トーン上にデータを変調してもよい。

図３は、ＯＦＤＭ処理パス３００の例を図示し、ＯＦＤＭ処理パス３００は、チャネルコーディングユニット３０２、変調ユニット３０４、周波数マッピングユニット３０６、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理ユニット３０８、周期的プリフィックス挿入ユニット３１０、搬送波変調ユニット３１２、およびアンテナのような送信回路３１４を含む。チャネルコーディングユニット３０２は、データストリームを得て、ターボコードまたは畳み込みコードによりデータストリームをコード化し、ストリームをインターリーブまたは順序を入れ替え、元のレートの１／Ｎレートで、データストリームをそれぞれＮ個の並列のデータストリームに分割する。チャネルコーディングユニット３０２への入力は、（図３中に示していない）パケットであり、出力は、図４中の１つ以上のＯＦＤＭシンボル４００として送信される。

変調ユニット３０４および周波数マッピングユニット３０６は、各データストリームを特有の周波数のトーンにマップし、これらのトーンは、“データトーン”と呼ばれている。同時に、既知の“パイロットシンボル”が、“パイロットトーン”と呼ばれる、異なる組のトーン上で送信される。複合チャネルの周波数応答を推定し、受信ＯＦＤＭ信号の復調を実行するために、受信機によりこれらのパイロットトーンを使用できる。変調ユニット３０４は、ＱＡＭを使用してもよい。デジタル信号処理（ＤＳＰ）ソフトウェアを使用して、ＯＦＤＭ変調を実現してもよい。ＯＦＤＭ送信を自明な拡散コードによる離散マルチトーン（ＤＭＴ）変調と考えてもよく、例えば、その拡散コードは、すべての拡散コードを含む。

時間領域波形を生じさせるために、ＩＦＦＴ３０８を使用して、パイロットトーンとデータトーンとが互いに組み合わされる。周期的プリフィックス挿入ユニット３１０は、周期定期プリフィックス４０２（図４Ａ）を挿入する。周期的プリフィックス挿入ユニット３１０の出力は、搬送波変調ユニット３１２および送信回路３１４に提供され、送信回路３１４は、無線周波数（ＲＦ）信号を合成する。

図４Ａは、総ＯＦＤＭシンボルの期間Ｔ_symを図示し、その間にデータがＮ個のトーン上で搬送される。総シンボルの期間Ｔ_symの間に、各トーンは、ＯＦＤＭシンボル４００と周期的プリフィックス４０２とを搬送する。図４Ｂは、周波数領域における複数のＯＦＤＭシンボルを図示している。図４Ｃは、ＯＦＤＭシンボル４００とその周期的プリフィックス４０２を図示している。

マルチパス遅延を補償するために、周期的プリフィックス４０２は、遅延スプレッド（最も長時間のおよび最も早いチャネルマルチパス間の時間遅延）よりも大きく設計されている。周期的プリフィックス４０２は、ガード時間をＯＦＤＭシンボル４００に提供して、周波数領域における副搬送波間の直交性を保証、すなわち、副搬送波が互いに干渉することを防ぐ。遅延スプレッドが非常に大きい場合、副搬送波は周波数領域においてオーバーラップするかもしれず、直交性が失われるかもしれない。

周期的プリフィックス４０２は、固定長を有していてもよく、各ＯＦＤＭシンボル４００の始まりに付加され、チャネルの直線畳み込みが“巡回畳み込み”に変えられる。可能な限りオーバーヘッドを減少させるために、ＯＦＤＭシンボル長は、周期的プリフィックス長に対して大きいのが理想的である。システム１００により経験される予想マルチパス遅延スプレッドに対処するために周期的プリフィックス４０２が十分長くなければならないとき、基本的なトレードオフが招かれる。言い換えれば、周期的プリフィックス長は、受信機で見られる有効なインパルス応答の長さよりも“長く”あるべきである。

タイミング捕捉
ＯＦＤＭシステムの性能は、正確なタイミング捕捉に依存するかもしれない。大きなタイミング捕捉エラーは、隣接するチャネルからのシンボル間干渉（ＩＳＩ）、不正確に推定されるチャネル、およびモデムの大きな性能低下を結果として生じるかもしれない。

以下の記述は、チャネル推定アルゴリズムを解析しており、また、信号対雑音比（ＳＮＲ）メトリックは、適切に計算されるとき、タイミング捕捉エラーがある状態でさえ、真のチャネル性能の強力な尺度であることを示す。この解析に基づいて、タイミング捕捉（またはタイミング制御）の外部ループを実現して、タイミング捕捉エラーを検出して訂正することができる。

以下の記述は一般的に、マルチパスＯＦＤＭ信号を受信する任意の受信機に適用することができる。特に、以下の記述は、１つ以上の基地局１０２Ａ、１０２Ｂからマルチパス信号１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃブロードキャストを受信する移動局１０４Ａに適用することができる。

タイミングエラーがある状態におけるチャネル推定
（例えば、１つ以上の基地局１０２Ａ、１０２Ｂから送信されるＬマルチパス信号１１０Ａ−１１０Ｃを受信する移動局１０４Ａにおける）時間領域中の複合チャネル応答は、次のように表現できる。

ここでＬはマルチパス成分の総数を表わし、ａ_lおよびτ_lは、それぞれｌ番目のマルチパス光線の複素振幅と遅延とを表わし、ｐ（ｔ）は送信および受信パルスフィルタの複合時間領域フィルタ応答を表わし、Ｔはチップ継続時間を表わす。プレゼンテーションを簡単にするために、静的なチャネルを仮定する。正確なタイミングである場合、パイロットトーンに関するチャネルの周波数応答は、次のように表現できる。

ここでＨ（ｆ）はｈ（ｎＴ）の離散フーリエ変換であり、ｋは周波数ｋ／ＰＴにおけるｋ番目のパイロットトーンのインデックスを表わし、ここでＰはパイロットトーンの数である。

タイミングエラーのために、最初の到着パス後の遅延Δチップを有するサンプルに対して、開始時間が不正確に割り当てられると仮定する。次に、パイロットトーンにおける推定チャネル応答を次のように表わしてもよいことを示すことができる。

上の等式（１）は、２つ重要な考えを導く。最初に、パイロットトーンに関して、タイミング基準におけるエラーにもかかわらず、推定チャネルＨ_k＾の振幅応答は、真のチャネルＨ_kの振幅応答に等しい。第２に、パイロットトーンに関して、タイミング基準におけるエラーは、パイロットトーンにわたる線形の位相シフトを導く。ＯＦＤＭシステムにおけるＦＦＴベースのチャネル推定のため、これらの位相がシフトされたパイロットトーンから導出される推定チャネルの時間領域応答は、真のチャネルの時間領域応答の周期的なシフトである。

残念なことに、データトーンに関する周波数応答はパイロットトーンに関する周波数応答を補間することにより導出されるため、タイミングが不正確であるとき、データトーンに関して補間された振幅および位相は、真のチャネルの値とは著しく異なることがある。Δチップのタイミングエラーがある状態で、データトーンに関する周波数応答（ＦＦＴを使用してパイロットトーンから補間された最小２乗）は、次の式によって近似することができる。

ここでＮはＯＦＤＭシンボルにおけるトーンの数（パイロットおよびデータトーンの両方）であり、ｋはデータトーンのインデックスを示す。この等式において、最初の合計はタイミング基準Δの前に生じるマルチパス成分のサブセットを含み、第２の合計はΔ後に到着するすべてのパスを含む。データトーンにおける推定チャネル応答は、真のチャネルの応答とは著しく異なることが明らかであり、これにより、データ復調の間に著しいエラーが導かれる。

タイミングエラーがある状態における有効なＳＮＲ
タイミングエラーがないとき、有効なＳＮＲとばれるメトリックを使用して、ＯＦＤＭ性能を正確に予測することができる。あるレートのコード（例えば、レート３／４コード）によりコード化され、およびある送信配列（例えば、１６−ＱＡＭ）を使用して変調されたパケットに対して、有効なＳＮＲメトリックが、あるしきい値（例えば、１１．４ｄＢ）より小さい場合、パケットはデコードできない確率が高い。逆に、有効なＳＮＲメトリックが、前記しきい値を超える場合、パケットは正確にデコードできる確率が高い。通常のＯＦＤＭシステムに対して、パイロットトーンの数がチャネルにおける最大遅延パスを超える限り、パイロットトーンだけに関するチャネル周波数応答から有効なＳＮＲメトリックが計算できることをシャノン／ナイキストのサンプリング定理は保証する。

有効なＳＮＲメトリックは、以下のようなパイロットトーンに関するチャネル応答Ｈ_kから計算される。最初に、“ダイバーシティ合成およびログ最尤スケーリングのためのワイヤレス通信における雑音分散推定”と題する、２００５年１月２８日出願され、共に譲渡された米国特許出願第１１／０４７，３４７号に類似する推定手続きを使用して、パイロットトーンに関する雑音分散を推定してもよい。σ²が推定される雑音分散を示すと仮定する。次に、有効なＳＮＲメトリックは、次の公式により計算することができる。

ここでＣ（ｘ）は、ＳＮＲｘおよび、例えば、６４ＱＡＭまたは１６ＱＡＭのような、選択されたタイプの変調に束縛される入力を有するガウスチャネルの容量である。例えば、送信される配列が、複素平面中で１組のポイント｛ｃ_i：ｉ＝１，．．．，Ｊ｝に限定される場合、ポイントは、次の式にしたがって正規化される。

次に、束縛された容量関数Ｃ（ｘ）は、次の式により与えられる。

この等式の組は、１９９１年アディソンウェスレイのＲ．Ｅ．ブラハットによる“情報理論の原理と実施”の段落７．８，ページ２７２−２７９中にある。

パイロットトーンから計算される有効なＳＮＲメトリックはチャネル周波数応答の振幅だけに依存するため、そしてパイロットトーンに関するチャネル振幅はタイミングエラーから独立（上の等式（１）を参照）であるため、有効なＳＮＲもまた、タイミングエラーから独立である。しかしながら、タイミングエラーがある状態において、雑音分散は、シンボル間干渉およびトーン間干渉を含んでもよく、それ故に、タイミングエラーを有する雑音分散は、タイミングエラーがない雑音分散よりも小さくないだろう。タイミングエラーがある、計算された有効なＳＮＲメトリックは通常、タイミングエラーがない有効なＳＮＲメトリックよりもわずかに小さいということになるだろう。それ故に、有効なＳＮＲメトリックは、パケットがデコードできるか否かの控えめな予測を提供する。

パイロットトーンに基づいた有効なＳＮＲは、タイミングエラーがある場合でさえ、サポートできるまたは達成可能なパケットエラーレート（ＰＥＲ）の良好な予測子のままであるため、以下で記述するようなタイミング捕捉／制御のための外部ループ中で、測定されたＰＥＲとともに有効なＳＮＲを使用することができる。

有効なＳＮＲに基づいたタイミング制御外部ループ
図５は、タイミング捕捉／制御装置５２０を図示し、タイミング捕捉／制御装置５２０は、図１の移動局１０４または基地局１０２中で実現されてもよい。装置５２０は、ソフトウェア、ハードウェアまたはソフトウェアとハードウェアとの組み合わせ中で実現されてもよい。装置５２０は、受信機５０６、信号サーチャー５０４、ＯＦＤＭ復調器およびデコーダ５００、およびタイミング制御外部ループ５０２を具備し、タイミング制御外部ループ５０２はタイミング制御モジュールとも呼ばれる。ＯＦＤＭ復調器およびデコーダ５００は、ＣＤＭ復調器およびデコーダから分離していてもよく、または統合されていてもよい。図５中で示す構成部品に加えて、またはその代わりに、デインターリーバ、チャネル推定器などのような、他のソフトウェアおよびハードウェアを装置５２０は含んでいてもよい。

図６Ａは、タイミング捕捉／制御プロセスを図示し、タイミング捕捉／制御プロセスは、図５の装置５２０により実行されてもよい。図６Ｂは、図６Ａ中のブロック６０１−６０４に対応する手段６１１−６１４を有する装置を図示する。

図７は、送信されるコード分割多重スロット７０２（例えば、ユニキャストデータ）およびＯＦＤＭスロット７００（例えば、ブロードキャストデータ）の時分割多重パターンを図示する。図７はまた、特定のＯＦＤＭスロット構造の例を示す。

図５中の受信機５０６は、例えば、１つ以上の基地局から、ＣＤＭおよびＯＦＤＭタイムスロット７０２、７００Ａ、７００Ｂ（図７）で、送信される信号を受信する。ＣＤＭＡ信号サーチャーのような、信号サーチャー５０４が粗いタイミング値を決定する。ＯＦＤＭ復調器およびデコーダ５００は、ＯＦＤＭシンボル４００を復調してデコードし、ＯＦＤＭシンボル４００は、ＯＦＤＭタイムスロット７００Ａ、７００Ｂからの、データトーンおよびパイロットトーンを含む。

図６Ａ中のブロック６０１において、ＯＦＤＭ復調器およびデコーダ５００（図５）はコースタイミング値を使用して、デコードされた受信ＯＦＤＭパケットのＰＥＲ（測定ＰＥＲ）を測定し、ＯＦＤＭシンボルのパイロットトーンから有効なＳＮＲメトリックを計算する。復調器は１つ以上のＯＦＤＭシンボルを処理してこれをデコーダに提供し、デコーダは次に図３中のチャネルコーディングユニット３０２に入力されたパケットを再生することを試みる。復調器およびデコーダ（または代わりに、外部ループ５０２）は有効なＳＮＲメトリックを使用して、サポートできるＰＥＲ（予測ＰＥＲ’）を予測してもよい。例えば、有効なＳＮＲメトリックは、パケットのデータレートに依存するＳＮＲしきい値と比較され、有効なＳＮＲメトリックがしきい値を超える場合、パケットはエラーがないことが予測され、その他の場合は、パケットはエラーがあることが予測される。予測ＰＥＲは、これらの予測の適切な時間平均であってもよい。復調器およびデコーダ５００はタイミング制御内部ループ５０１を含み、タイミング制御内部ループ５０１は、現在の時間基準をタイミング捕捉／制御外部ループ５０２に提供する。タイミング制御内部ループ５０１はまた、信号サーチャー５０４からの粗いタイミング値を改善、すなわち受信ＯＦＤＭシンボルを使用することにより、前のタイミング値を更新する。

ブロック６０２において、タイミング制御外部ループ５０２が、入力として、現在の時間基準、有効なＳＮＲメトリック、測定ＰＥＲおよび予測ＰＥＲを受信して、以下の３つのすべての条件がＮ_s個の連続的なＯＦＤＭタイムスロット７００対して満たされる場合、タイミングエラーを宣言する。図７中で示すように、“連続的な”ＯＦＤＭタイムスロット７００は、ユニキャストＣＤＭスロット７０２により時間的に分離されていてもよい。Ｎ_sは、６４、１００、２５６または他のいくつかの値に等しいものとすることができる。

ここで記述する（値、変数、しきい値、などとも呼ばれる）パラメータＮ_s、Ｎ_c、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃、Ｔ₁、Ｔ₂、Ｔ₃は、内部タイミングループ更新レート、パイロットトーンＳＮＲ測定の精度、およびネットワークレイアウトのような、さまざまなシステムパラメータにしたがって選択され、プログラムされ、および／または最適化されてもよい。これらのパラメータは、デバイス製造者またはワイヤレスオペレータ、等により設定または決定されてもよく、デバイスが製造されるとき、または現場において動作を実行中に、デフォルト値をプログラムすることができる。

ｉ．測定ＰＥＲが１００％に近い（または、ＰＥＲ＞Ｐ₁であり、ここで、例えば、Ｐ₁は３０％であってもよい）；
ｉｉ．有効なＳＮＲメトリックに基づいた予測ＰＥＲが０％に近い（または、ＰＥＲ’＜Ｐ₂であり、ここで、例えば、Ｐ₂は２％であってもよい）；および
ｉｉｉ．現在のタイミング基準が同じままである（または、現在のタイミング基準が前の基準からＴ₁チップより大きい間変化せず、ここで、例えば、Ｔ₁は１０に等しくてもよい）。

これらの３つの条件が満たされていない場合、外部ループ５０２は、これらの３つの条件をチェックし続けてもよい。

こうして、多数の連続的なＯＦＤＭスロットが正確にデコードしない場合（すなわち、高い測定ＰＥＲ）は、（ａ）チャネルが“良好”でない、または（ｂ）現在の時間基準が不正確である、のどちらかである。チャネルが“良好”である場合（すなわち、有効なＳＮＲメトリックが高く、予測ＰＥＲが低い場合）、時間基準がおそらく不正確であり、時間基準を調整すべきである。

ブロック６０３において、タイミングエラーが宣言される場合、外部ループ５０２はタイミング制御内部ループ５０１に対して“アドバンス”すなわちシフト信号を送信し、これにより、図８中で示すように、（現在の時間基準とも呼ばれる）基準タイミングを、次のＯＦＤＭスロットに対してＮ_cチップだけ進める。例えば、Ｎ_cは、５から８までのチップに等しいものとすることができる。タイミングエラーが宣言された後、タイミング制御内部ループ５０１からのタイミング推定は、基準タイミングに影響を及ぼさないだろう。タイミングエラーが宣言される前の最後のタイミング基準は、タイミング制御外部ループ５０２によってのみ継続して更新される。

図８は、送信されたＯＦＤＭ信号の実際のチャネル応答８００、不正確な時間基準によるＯＦＤＭスロット８０２、および正確な時間基準によるＯＦＤＭスロット８０４の例を図示する。

ブロック６０４において、次の条件のいずれかが満たされるまで、プロセスはブロック６０３を繰り返してもよい。

ｉ．測定ＰＥＲが予測ＰＥＲ’に近い（または、｜ＰＥＲ−ＰＥＲ’｜／ＰＥＲ’＜Ｐ₃であり、ここでＰ₃は５に等しくてもよい。

ｉｉ．チャネル中の最大可能遅延に基づいてアプリオリに決定された、チップのしきい値Ｔ₂を、進められチップの総数が超え、ここで、例えば、Ｔ₂は８０に等しくてもよく、または
ｉｉｉ．内部ループタイミングアルゴリズムから検出される最初の到着パスの相対的なタイミング推定がＴ₃チップより大きく変化し、ここで、例えば、Ｔ₃は３０に等しくてもよい。

条件ｉｉｉが満たされる場合、次のＯＦＤＭスロットに対する時間基準は、タイミング制御内部ループ５０１からのタイミング推定にリセットされるだろう。

上の記述により、タイミングエラーがある状態における推定チャネルの解析と受信ＯＦＤＭシンボルシンボルの有効なＳＮＲとを提供した。測定ＰＥＲは高いままであるが、有効なＳＮＲメトリックに基づいた予測ＰＥＲが低いままであるとき、タイミングエラーがあるかどうかを決定する診断ツールとして、有効なＳＮＲが機能できる理由をこの解析は説明する。外部ループ５０２は、有効なＳＮＲメトリックに基づいてタイミングを制御できる。

ブロードキャストコンテンツ
複数の基地局１０２からのブロードキャスト送信は、互いに時間的に同期していてもよく、これにより、同一の波形または変調、例えば、同時に同一の拡散コードを使用して、基地局１０２は同一のブロードキャストコンテンツを送信する。このようにして、複数のブロードキャスト送信は、受信機においてマルチパス送信として扱われてもよい。言い換えれば、同期ブロードキャスト送信は、適切な信号処理により受信機において改善された受信品質を提供する、人工のマルチパスを生成する。マルチパスとしてふるまう信号を生成する利点は、マクロダイバーシティ利得を最大にする受信機の能力であり、１つの基地局からのフェージング信号は、異なる伝播遅延を有する別の基地局からの同一の、強く受信される信号により相殺される。同期ブロードキャストは、複数の送信機に対して同一の拡散コードを提供してもよい。

同期ブロードキャスト送信が、送信のブロードキャスト部分７００（図７）に対してＯＦＤＭを使用するとき、基地局間の時間的同期は有益となるかもしれない。基地局の送信が時間的に同期していない場合、タイミングにおける差異は実際上マルチパス遅延になり、マルチパス遅延は遅延スプレッドを増大させるかもしれない。それ故に、複数の基地局１０２からの時間的に同期な送信は、ＯＦＤＭ送信を整列させて追加的な遅延スプレッドを導入することを回避する機能を果たす。

図７中で示すように、基地局は、インタレースされたブロードキャストタイムスロット７００でデータをブロードキャストしてもよく、ブロードキャストタイムスロット７００は、ユーザ特定の（ユニキャスト）データ送信のために使用されるタイムスロット７０２の間でインタレースされていてもよい。１つの実施形態は、同期ブロードキャストのためにＯＦＤＭ波形を使用する。各ブロードキャストスロットは、３つまたは４つのＯＦＤＭシンボルを有していてもよく、１つのシンボルは、他の２つのＯＦＤＭシンボルよりも多くのパイロットトーンを有していてもよい。各移動局は、１つ以上のＯＦＤＭシンボルのパイロットトーンを使用して、チャネル応答を推定し、ＯＦＤＭシンボルを復調するための時間基準を導出してもよい。

任意のさまざまな異なる技術および技法を使用して、ここで記述した情報および信号を表わしてもよい。例えば、電圧、電流、電磁波、磁界または磁気粒子、光領域または光粒子、あるいはそれらの任意の組み合わせにより、上の記述を通して参照されているデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボルおよびチップを表わしてもよい。

電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、または両方の組み合わせとして、ここで開示した実施形態に関して記述したさまざまな実例となる論理ブロック、モジュール、回路およびアルゴリズムステップを実現してもよい。ハードウェアおよびソフトウェアのこの互換性を明瞭に図示するために、さまざまな実例となる構成部品、ブロック、モジュール、回路、およびステップをそれらの機能の点から一般的に上述した。このような機能がハードウェアまたはソフトウェアとして実現されるかどうかは、特定の用途およびシステム全体に課される設計制約に依存する。それぞれの特定の用途に対してさまざまな方法で、当業者は記述した機能を実現するかもしれないが、このような実施決定は、本開示の範囲から逸脱を生じさせるものとして解釈すべきではない。

汎用目的のプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ），特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ），フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）または他のプログラム可能論理デバイス、ディスクリートゲートまたはトランジスタ論理、ディスクリートハードウェア構成部品、あるいはここで記述した機能を実行するために設計された、これらの任意の組み合わせにより、ここで開示した実施形態に関して記述した、さまざまな実例となる論理ブロック、モジュール、および回路を実現または実行してもよい。汎用目的のプロセッサはマイクロプロセッサでもよいが、代わりに、プロセッサは任意の従来のプロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、または状態遷移機械であってもよい。計算デバイスの組み合わせ、例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサとの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連した１つ以上のマイクロプロセッサ、または他の任意のこのような構成として、プロセッサを実現してもよい。

ここで開示した実施形態に関して記述した方法またはアルゴリズムのステップを、ハードウェア中で直接、プロセッサにより実行されるソフトウェアモジュール中で、またはその２つの組み合わせ中で具体化してもよい。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ，または技術的に知られている他の任意の形態の記憶媒体中に存在してもよい。プロセッサが記憶媒体から情報を読み出すことができ、記憶媒体に情報を書き込むことができるように、記憶媒体はプロセッサに結合されている。代替では、記憶媒体はプロセッサと一体化されていてもよい。プロセッサおよび記憶媒体は、ＡＳＩＣ中に存在してもよい。ＡＳＩＣはユーザ端末中に存在してもよい。代替では、プロセッサおよび記憶媒体は、ユーザ端末中にディスクリート構成部品として存在してもよい。

参照のために、およびある段落の位置を突き止めることを支援するために、見出しがここに含まれている。これらの見出しは、これらの下で記述する概念の範囲を限定するように意図されてはいなく、これらの概念は明細書全体を通して他の段落中に適用できる。

いかなる当業者であっても本開示を作りまたは使用できるように、開示した実施形態の記述をこれまでに提供している。これらの実施形態に対してさまざまな修正が当業者に容易に明らかになり、開示の精神または範囲から逸脱することなく、ここで規定した一般的原理を他の実施形態に適用してもよい。このように、本開示は、ここで示した実施形態に限定するように意図されていなく、ここで開示した原理および新しい特徴と矛盾しない最も広い範囲に一致すべきである。

これらの図面は例示的な実施形態だけを描写し、開示の範囲を限定するものであると考えるべきではない。
図１は、基地局と移動局とを具備する通信システムを図示する。 図２は、図１のシステムにおいて送信してもよい、周波数領域における複数の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）トーンの例を図示する。 図３は、ＯＦＤＭ処理パスの例を図示する。 図４Ａは、Ｎ個のトーンでデータを搬送してもよい総ＯＦＤＭシンボルの期間を図示する。 図４Ｂは、周波数領域におけるＯＦＤＭシンボルを図示する。 図４Ｃは、ＯＦＤＭシンボルおよびその周期的プリフィックスを図示する。 図５は、図１のシステムにおいて実現してもよいタイミング捕捉／制御装置を図示する。 図６Ａは、図５の装置により実行してもよいタイミング捕捉／制御プロセスを図示する。 図６Ｂは、図６Ａ中のブロックに対応する手段を有する装置を図示する。 図７は、コード分割多重化されたスロットおよびＯＦＤＭスロットの時分割多重化パターンを図示する。 図８は、送信されたＯＦＤＭ信号、不正確な時間基準によるＯＦＤＭスロット、および正確な時間基準によるＯＦＤＭの実際のチャネル応答の例を図示する。

Claims (27)

1. 方法において、
   現在の時間基準を使用して、複数のタイムスロット中の複数の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルをデコードすることと、
   前記デコードされたＯＦＤＭシンボルのパケットエラーレートを測定することと、
   前記復調されたＯＦＤＭシンボルのパイロットトーンから有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）メトリックを決定することと、
   前記決定された有効なＳＮＲメトリックに基づいて、サポートできるパケットエラーレートを予測することと、
   前記測定されたパケットエラーレートと前記予測されたパケットエラーレートとを比較することと、
   前記比較に基づいて、次のＯＦＤＭタイムスロットをデコードする前に、前記現在の時間基準を調整することとを含む方法。
2. 前記測定されたパケットエラーレートと前記予測されたパケットエラーレートとを比較することは、
   前記測定されたパケットエラーレートが第１のしきい値より大きいかどうかを決定することと、
   前記予測されたパケットエラーレートが第２のしきい値より小さいかどうかを決定することとを含む請求項１記載の方法。
3. 前記比較に基づいて、前記現在の時間基準を調整することは、前記測定されたパケットエラーレートが前記第１のしきい値より大きく、前記予測されたパケットエラーレートが前記第２のしきい値より小さい場合、次のＯＦＤＭタイムスロットをデコードする前に、前記現在の時間基準を調整することを含む請求項１記載の方法。
4. 有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）メトリックを決定することは、
   

   

   を使用することを含み、ここでＣ（ｘ）は、ＳＮＲｘと選択されたタイプの変調に束縛される入力とによるガウスチャネルの容量であり、σ²は推定される雑音分散を示し、Ｐはパイロットトーンの数であり、Ｈ_kはチャネルの振幅応答を表わす請求項１記載の方法。
5. ルックアップテーブルを使用して前記関数Ｃ（ｘ）を実現することと、前記雑音分散を推定することとをさらに含む請求項４記載の方法。
6. 前記現在の時間基準が、多数の連続的なＯＦＤＭタイムスロットに対して変化しないかどうかを決定することと、
   前記決定に基づいて、デコードすべき前記次のＯＦＤＭタイムスロットに対して、設定された数のチップだけ前記現在の時間基準を進めることとをさらに含む請求項１記載の方法。
7. 前記現在の時間基準が、前の時間基準から、設定された数のチップに対して変化しないかどうかを決定することと、
   前記決定に基づいて、デコードすべき前記次のＯＦＤＭタイムスロットに対して、設定された数のチップだけ前記現在の時間基準を進めることとをさらに含む請求項１記載の方法。
8. 前記タイムスロット中に前記ＯＦＤＭシンボルを含むマルチパス送信をワイヤレスに受信することと、
   前記マルチパス送信をサーチして、前記現在の時間基準を決定することとをさらに含む請求項１記載の方法。
9. 前記現在の時間基準を調整することは、設定された数のチップだけ前記現在の時間基準を進めることを含む請求項１記載の方法。
10. 前記測定されたパケットエラーレートが、前記予測されたパケットエラーレートに近づくまで前記現在の時間基準の調整を繰り返すことをさらに含む請求項１記載の方法。
11. 前記現在の時間基準を調整することが、チャネル中の最大可能遅延に基づいてアプリオリに決定されたチップのしきい値数を超えるまで、前記現在の時間基準の調整を繰り返すことをさらに含む請求項１記載の方法。
12. 最初の到着パスの相対的なタイミングが、チップのしきい値数より大きく変化するまで、前記現在の時間基準の調整を繰り返すことをさらに含む請求項１記載の方法。
13. 前記ＯＦＤＭシンボルは、複数の移動局に対して向けられたブロードキャストコンテンツを含む請求項１記載の方法。
14. ＯＦＤＭシンボルを含む前記タイムスロットは、ユーザ特定のデータを含むタイムスロットと時分割多重化される請求項１記載の方法。
15. 基地局から信号を受信するように構成された装置において、
    前記装置は、
    現在の時間基準を使用して、複数のタイムスロット中の複数の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルをデコードする手段と、
    前記デコードされたＯＦＤＭシンボルのパケットエラーレートを測定する手段と、
    前記デコードされたＯＦＤＭシンボルのパイロットトーンから有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）メトリックを決定する手段と、
    前記決定された有効なＳＮＲメトリックに基づいて、サポートできるパケットエラーレートを予測する手段と、
    前記測定されたパケットエラーレートと前記予測されたパケットエラーレートとを比較する手段と、
    前記比較する手段に基づいて、次のＯＦＤＭタイムスロットをデコードする前に、前記現在の時間基準を調整する手段とを具備する装置。
16. 前記比較する手段は、
    前記測定されたパケットエラーレートが第１のしきい値より大きいかどうかを決定する手段と、
    前記予測されたパケットエラーレートが第２のしきい値より小さいかどうかを決定する手段と、
    前記測定されたパケットエラーレートが前記第１のしきい値より大きく、前記予測されたパケットエラーレートが前記第２のしきい値より小さい場合、次のＯＦＤＭタイムスロットをデコードする前に、前記現在の時間基準を調整する手段とを含む請求項１５記載の装置。
17. 基地局から直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルを受信するように構成された装置において、
    前記装置は、
    前記受信されたＯＦＤＭシンボルの測定されたパケットエラーレートが第１のしきい値より大きいかどうかを決定し、
    予測されたパケットエラーレートが第２のしきい値より小さいかどうかを決定し、
    前記測定されたパケットエラーレートが前記第１のしきい値より大きく、前記予測されたパケットエラーレートが前記第２のしきい値より小さい場合、次のＯＦＤＭタイムスロットをデコードする前に、現在の時間基準を調整するように構成されたタイミング制御モジュールを具備する装置。
18. 複数のタイムスロット中にＯＦＤＭシンボルを含むマルチパス送信をワイヤレスに受信するように構成された受信機と、
    前記現在の時間基準を決定するために前記マルチパス送信をサーチするサーチャーとをさらに具備する請求項１７記載の装置。
19. ＯＦＤＭシンボルを含む前記タイムスロットは、ユーザ特定のデータを含むタイムスロットと時分割多重化される請求項１８記載の装置。
20. 現在の時間基準を使用して、複数のタイムスロット中の複数のＯＦＤＭシンボルをデコードし、
    前記デコードされたＯＦＤＭシンボルのパケットエラーレートを測定し、
    前記デコードされたＯＦＤＭシンボルのパイロットトーンから有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）メトリックを決定し、
    前記決定された有効なＳＮＲメトリックに基づいて、サポートできるパケットエラーレートを予測するように動作可能なデコーダをさらに具備する請求項１７記載の装置。
21. 前記現在の時間基準が、多数の連続的なＯＦＤＭタイムスロットに対して変化しないかどうかを決定し、
    前記決定に基づいて、デコードすべき前記次のＯＦＤＭタイムスロットに対して、設定された数のチップだけ前記現在の時間基準を進めるように、前記タイミング制御モジュールがさらに構成されている請求項１７記載の装置。
22. 前記現在の時間基準が、前の時間基準から、設定された数のチップに対して変化しないかどうかを決定し、
    前記決定に基づいて、デコードすべき前記次のＯＦＤＭタイムスロットに対して、設定された数のチップだけ前記現在の時間基準を進めるように、前記タイミング制御モジュールがさらに構成されている請求項１７記載の装置。
23. 前記現在の時間基準を調整することは、設定された数のチップだけ前記現在の時間基準を進めることを含む請求項１７記載の装置。
24. 前記タイミング制御モジュールは、前記測定されたパケットエラーレートが前記予測されたパケットエラーレートに近づくまで前記現在の時間基準の調整を繰り返すように構成されている請求項１７記載の装置。
25. 前記タイミング制御モジュールは、前記現在の時間基準を調整することが、チャネル中の最大可能遅延に基づいてアプリオリに決定されたチップのしきい値数を超えるまで、前記現在の時間基準の調整を繰り返すように構成されている請求項１７記載の装置。
26. 前記タイミング制御モジュールは、最初の到着パスの相対的なタイミングがチップのしきい値数より大きく変化するまで、前記現在の時間基準の調整を繰り返すように構成されている請求項１７記載の装置。
27. 前記ＯＦＤＭシンボルは、複数の移動局に対して向けられたブロードキャストコンテンツを含む請求項１７記載の装置。

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