CN103944850B - 一种基于ofdm技术的wlan系统帧同步方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，接收天线接收到射频信号后，首先将其转换为数字基带信号，帧检测算法利用滑动窗法检测噪声功率确定检测门限，根据信号跳变的性质对信号进行帧检测。本算法能在不断变化的信道空间中稳定检测到帧头。帧头定位算法采用两种方法，方法一：利用接收信号自身特性进行运算，利用短训练序列前一半数据是后一半数据乘(‑j)后的数据的共轭这一特性，采用循环滑动相关相加的方法进行帧同步；方法二：利用本地训练序列和接收信号做相关。两种方法均能快速找到信号开始的位置，以便于接收机更好的恢复其接收到的数据。该发明可以避免传统方法中存在的伪相关峰，提高同步准确性。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于OFDM技术的WLAN系统的帧同步方法。
背景技术
随着各种多媒体技术的高速发展，人们对无线移动通信系统在传输速率、传输效率和服务质量等方面提出了越来越高的要求。无线局域网(Wireless Local AreaNetwork,WLAN)的发展给人们的日常生活带来了重大影响，人们可以随时随地获取信息，提高了工作效率，无线局域网以其灵活性、便捷性和易实施性得到人们的青睐并被广泛应用。IEEE802.11系列中的多种标准采用OFDM技术。
IEEE802.11协议组是国际电机电子工程学会(IEEE)为无线局域网络制定的标准。802.11协议标准有很多，而被广泛应用的是802.11b/g/n，其中802.11g采用OFDM技术，802.11n和802.11ac采用OFDM技术和MIMO技术相结合的技术。
OFDM是一种特殊的多载波传输方案，由于其可以利用快速傅立叶变换实现调制和解调，并且该技术可以很好的对抗频率选择性衰落和窄带干扰，能够大大提高频谱利用率、有效对抗实际环境中的信道衰落，因此其成为未来移动通信系统重点考虑采用的技术之一。
由于实际无线信道的多径性和时变性，OFDM系统的同步位置需要具有较高的准确性才能保证系统的性能。在MIMO-OFDM系统中，每一根接收天线上收到的信号是所有发射天线发出信号分别经过不同信道衰落之后的叠加信号。
OFDM系统中的同步技术主要采用相关序列进行相关同步的方法，且该方法被广泛接受，但对于一般的WLAN设备而言，不停的相关运算将会带来时间损耗，增加设备负担。利用粗同步先定位信号的大致位置，然后再进行相关同步，减少相关同步次数，其中，本发明的相关同步算法不仅适用于802.11g，而且适用于利用了MIMO技术的802.11n及802.11ac，应用广泛。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，使接收端接收到的信号从实际信号开始的位置进行处理，确保系统性能。
为解决以上技术问题，本发明采用以下技术方案：
一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，包括以下步骤：
1：射频信号的接收及处理：将接收天线接收到的射频信号转换为数字基带信号后，将其采样为U倍速数字基带信号，U＝采样速率/信号速率，为大于0的整数；
2：帧检测：2.1：计算噪声功率：在连续的m个Tμs内进行检测，每次检测噪声窗的滑动次数为L，其中，T为存储数据时长，则检测窗滑动总次数为mL，计算每一次检测窗内信号的功率的平均值，以mL个计算结果中的最小值J作为检测噪声功率；2.2：确定信号检测门限：信号检测门限H为：H＝kJ，其中，k＝M/(J*2)，M为mL个计算结果中的最大值；2.3：确定帧头位置：连续检测三个低于信号检测门限的信号，再连续检测两个高于信号检测门限的信号，最后将第一个高于信号检测门限的信号位置PCoar作为帧头；
3：帧同步及估计。
作为本发明的优选实施例，所述帧头位置采用以下步骤确定：
2.3.1：计算连续p个采样信号功率值e1,e2…ep；
2.3.2：判断功率值大小，当且仅当e1,e2…ep全部小于H时，转到步骤2.3.3)，否则移动移位，e1＝e2,e2＝e3,...,ep＝ep+1，再转到步骤2.3.1；
2.3.3：计算连续q个采样信号功率值ep+1,ep+2…ep+q；
2.3.4：判断功率值大小，当且仅当ep+1,ep+2…ep+q都大于H时，转到步骤2.3.5)，否则移动移位，e1＝e2,e2＝e3,...,ep＝ep+1，再转到步骤2.3.1；
2.3.5：取ep+1采样点的位置PCoar作为信号的帧头
作为本发明的优选实施例，在所述帧检测之前，首先确定802.11协议类型，以及检测窗长度w，所述检测窗长度w的确定方法为：根据协议确定两帧数据之间最小的间隔，取其的二分之一长度作为检测窗的大小。
作为本发明的优选实施例，为了避免帧检测存在偏差，在PCoar的位置向前多取N个采样点，增加一段冗余，方便帧头准确检测。
作为本发明的优选实施例，所述帧同步估计采用以下方法进行：
3.1：对帧检测到的位置PCoar-N之后的信号进行处理：
前STFNum/2个采样信号记为：A＝[A(m),A(m+1)…A(m+STFNum/2-1)]；后STFNum/2个信号采样值记为：
B＝[B(m+STFNum/2),B(m+STFNum/2+1)…B(m+STFNum/2+STFNum/2-1)]，
其中，m＝n*STFNum+index，index＝1…Numcorr，n＝0…9，表示对短训练序列的循环，Numcorr为进行相关运算的长度，STFNum为短训练序列的长度，分别求出A和B对应位置功率最大值，记为Pmax(i)，Pmax(i)＝max(|Ai|,|Bi|)；
3.2：对A和B对应位置功率最大值进行归一化处理：
数组B乘以(-j)后的STFNum/2个信号和数组A的STFNum/2信号对应相乘，再对STFNum/2个数值求和后取绝对值，并除以相应的Pmax(i)，进行归一化表示式为：
3.3：再次进行归一化处理：
对步骤3.2中求出的Corr(n+1)除以8进行归一化，记为C(n+1)，C(n+1)＝Corr(n+1)/8；
3.4：在n＝0…9的范围内，重复步骤3.1到步骤3.3，得到10个C(n+1)值；
3.5：对求出的10个C进行求和运算，然后除以10，得到的值记为C′(index)，
3.6：在相关运算长度Numcorr内，index＝1…Numcorr，重复步骤3.1到步骤3.5，求出Numcorr个C'(index)中的最大值对应的位置，即为同步位置。
作为本发明的优选实施例，所述帧同步估计采用以下方法进行：
3.1’：对帧检测到的位置PCoar-N之后的信号进行处理：STFNum个接收采样信号记为C＝[C(m),C(m+1)…C(m+STFNum-1)]，其中m＝1,2…STFNum，本地训练序列记为L＝[L(1),L(2)…L(STFNum)]；接收序列C(i)和本地训练序列L(i)的共轭对应项进行相乘并求STFNum个样值的和，得到其中n＝1,2,…,Numcorr，Numcorr为算法滑动长度，Numcorr大于N；
3.2’：求归一化因子，
3.3’：对相关值进行归一化处理，即C'(n)＝Corr(n)/P(n)；
3.4’：在相关运算长度Numcorr内，n＝1…Numcorr，重复步骤3.1’到步骤3.3’；
3.5’：求出Numcorr个C'(n)中的最大值对应的位置，即为同步位置。
作为本发明的优选实施例，所述射频信号转换为数字基带信号的方法为：首先将射频信号进行下变频将其转换为中频信号，然后再将中频信号转换为数字基带信号。
作为本发明的优选实施例，所述相关运算是利用整个短训练序列进行相关运算。
与现有技术相比，本发明基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法至少具有以下优点：在一定的信噪比下，能准确找出信号的真实起始位置，帧检测先粗略估计帧头开始的位置，再进行精确的帧同步，这样避免较多的相关运算，从而减少运算时间。
本发明是基于WLAN无线局域网提出的，当协议为IEEE802.11n时，为了避免意外的波束形成，在发射信号前对每个发射链路上的信号进行循环移位CSD(Cyclic Shift)，若利用接收端的信号与本地训练序列进行相关运算，会产生伪相关峰，影响正确同步位置的判断，本发明利用短训练序列前STFNum/2个符号与后STFNum/2个符号存在关系：后STFNum/2个符号乘以(-j)是前STFNum/2个符号的共轭，该特性不受CSD的影响，因此可以避免伪相关峰的产生。方法二具有运算速度快的特点，但需要知道本地训练序列。
附图说明
以IEEE802.11n协议为例进行说明。
图1为802.11n系统发射端物理层链路过程；
图2为短训练序列生成过程；
图3为为进行同步之前信号处理过程；
图4为帧检测的方法流程图；
图5为计算功率流程图；
图6为帧同步方法一框图；
图7为帧同步方法一的流程图；
图8为帧同步方法二的流程图；
图9为帧同步方法一估计的同步位置和理想位置的偏离程度；
图10为帧同步方法一判决变量图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明一种基于WLAN的MIMO-OFDM系统帧同步方法做详细描述：
本发明采用的技术方案是通过接收机接到的接收信号自身做相关处理，从而获得同步位置，分为两部分，帧检测和帧头定位。
帧检测包括以下步骤：存储Tμs接收信号采样数据。设检测窗长度为w。选取802.11当前协议下两个无线帧的最小帧间隔t。选取噪声检测窗大小为w＝t/2。计算每次检测窗的滑动次数为L＝floor(T/w)，其中floor(x)表示取小于等于x的最大整数值。检测需要在连续的m个Tμs内进行，m可根据协议中规定的每帧数据最大长度选取，则检测窗滑动总次数为mL。计算每一次检测窗内信号的功率的平均值，选取mL个计算结果中最小的一个设为J，将其作为检测的噪声功率。信号检测门限即触发电平定为检测到的噪声功率的k倍，实际应用中，k根据信道和终端选取，建议选取范围为8～12，最后得到信号检测门限为H＝kJ。在每个Tμs数据处理单元中首先检测连续三个功率小于H的采样信号，然后继续检测连续的两个功率大于H的采样信号，将满足上述条件的第一个功率大于H的采样点的位置向前去N个采样点作为检测的信号帧头，进行下面的运算。
本发明的具体步骤如下：
步骤1：射频信号接收及信号处理
步骤2：抽样处理
步骤3：帧检测
步骤4：帧同步估计
上述步骤1所述的射频信号接收是接收天线将发射端发射的射频信号转换为数字基带信号。图3说明了一个接收天线上步骤1的主要流程，其主要过程如下:
1.1利用射频模块对射频信号进行下变频将其转换为中频信号，然后再将中频信号转换为模拟基带信号。
1.2利用滤波器将带宽以外的频段抑制掉。
1.3对模拟基带信号进行A/D转换，采样频率设置为J*20MHz(J＝2l；l为大于0的整数)，将模拟基带信号转换成数字基带信号。
1.4对数字基带信号进行粗同步操作，避免噪声的长度过长。
1.5对采样后的数据进行抽样，抽样后的信号为U倍速数字基带信号。
接收到的信号的开始位置不一定是实际信号开始的位置，可能是环境或系统引入的噪声，所以需对信号进行同步处理，找到实际信号开始的位置。
上述所述的步骤2是进入同步估计之前对信号的处理，主要是对基带信号进行U倍速抽样，对抽样后的单倍速数据进行帧同步估计。
上述所述的步骤3帧同步估计是在对步骤2处理后得到的单倍速数据进行帧同步估计的模块。
帧检测的流程图如图4所示。利用滑动窗检测噪声功率的方法，设置触发门限；利用检测连续低电平后再检测连续高电平的方法检测信号帧头，具体流程如下：
2.1.将接收天线接收到的射频信号转换为数字基带信号后，将其采样为U(U＝采样速率/信号速率，为大于0的整数)倍速数字基带信号；
2.2.确定噪声功率检测窗大小。设检测窗长度为w。根据802.11协议，802.11g协议下的帧最短间隔为t＝28μs，802.11n协议下的帧最短间隔为t＝61μs，802.11ac协议下的帧最短间隔为t＝61μs。为了充分保证检测窗内信号全部为噪声，按照以下原则选取w：在每种协议下令w<＝t/2，11g协议下w<＝14μs，11n协议下w<＝30.5μs，11ac协议下w<＝30.5μs。为了保证检测窗内信号全部为噪声的同时，降低算法计算量，则选取检测窗内信号全部为噪声w＝t/2。
2.3.检测噪声，计算噪声功率。存储数据时长为Tμs，每次检测噪声窗的滑动次数为L，则每次检测窗的滑动次数为L＝floor(T/w)，其中floor(x)表示取小于等于x的最大整数值。为保证能所检测的信号中有噪声出现，检测需要在连续的m个Tμs内进行，m可根据协议中规定的每帧数据最大长度选取，则检测窗滑动总次数为mL。计算每一次检测窗内信号的功率的平均值，选取mL个计算结果中最小的一个设为J，将其作为检测的噪声功率。
2.4.确定信号检测门限。信号检测门限即触发电平，可以定为检测到的噪声功率的k倍。k的选取可以在每次系统初始化时进行自学习，取k＝M/(J*2)，其中，M为检测窗内信号功率的最大值。
请参阅图5所示，J和M的方法如下：
a：选取w长度的信号，计算该长度内信号的平均功率，记为B；
b：将B和设定的初始功率值J进行比较，判断J是否小于B，若是则将B赋给J，若不是则将B赋给M；
c：判断p0是否小于L，若是则p0＝p0+1，循环步骤a至步骤c，否则转到步骤d；
d：判断q0是否小于mL，若是则循环a至步骤c，并进行q0＝q0+1；若不是则算法结束，从而确定噪声功率J和比例因子k。
2.5.对信号帧头进行粗检测。根据步骤3，设信号检测门限为H＝kJ。在每Tμs处理单元中，按照如下步骤进行检测：
1)计算连续p个采样信号功率值e1,e2…ep(优选p＝3)；
2)当且仅当e1,e2…ep全部小于H，则转到步骤3)，否则移动移位，e1＝e2,e2＝e3,...,ep＝ep+1,再转到步骤1)；
3)计算连续q(优选q＝2)个采样信号功率值ep+1,ep+2…ep+q，
4)当且仅当ep+1,ep+2…ep+q都大于H则转到步骤5)，否则移动移位，e1＝e2,e2＝e3,...,ep＝ep+1,再转到步骤1；
5)取ep+1采样点位置PCoar作为信号的帧头，帧检测结束。
为了避免帧检测存在偏差，在PCoar的位置向前多取N个采样点，增加一段冗余，方便帧头准确检测。
所述的步骤4帧同步估计的流程图如图7所示。包括以下步骤：
寻找滑动窗口长度中的信号功率最大值：分别计算长度为STFNum/2的数组A的功率，以及和其相邻的长度为STFNum/2的数组B的功率，依次比较两者对应位置上功率的大小，依次找出最大值；
相关运算：以IEEE802.11n协议为例进行说明，理想的IEEE802.11n中的一个短训练序列的长度为STFNum，其的前STFNum/2个符号和后STFNum/2存在关系：前STFNum/2个符号的共轭等于后STFNum/2个符号乘以(-j)，所以进行相关运算可以利用这一特性，对信号进行滑动，计算出相应的相关值。
查找同步位置：对数字基带信号进行滑动长度为Numcorr的计算，共得到Numcorr个归一化判决变量C'(index)，对C'(index)的值进行对比，找出C'(index)中的最大值对应的位置，即同步位置。
该模块的具体流程如下：
3.1.进行相关运算的长度设为Numcorr，在该循环范围内进行数据处理，即index＝1…Numcorr；
3.2.短训练序列为10个重复的序列，n的循环表示对10个重复序列的处理，n＝0…9；
3.3.对步骤3中的经过帧检测后的信号进行处理，前STFNum/2个采样信号记为A＝[A(m),A(m+1)…A(m+STFNum/2-1)]，后STFNum/2个信号采样值记为：
B＝[B(m+STFNum/2),B(m+STFNum/2+1)…B(m+STFNum/2+STFNum/2-1)]，其中m＝n*STFNum+index，index＝1…Numcorr，n＝0…9，Numcorr为进行相关运算的长度，可取640，STFNum表示短训练序列的长度，信道带宽为20M时，STFNum＝16，信道带宽为40M时，STFNum＝32，因为短训练序列是10个重复的序列，n＝0…9表示对短训练序列的循环，分别求出A和B对应位置功率最大值，记为Pmax(i)，Pmax(i)＝max(|Ai|,|Bi|)；
3.4.数组B乘以(-j)后的STFNum/2个信号和数组A的STFNum/2信号对应相乘，再对STFNum/2个数值求和后取绝对值，并除以相应的Pmax(i)，进行归一化表示式为：
3.5.对3.4中求出的Corr(n+1)是STFNum/2个归一化值的和，再除以8进行归一化。记为C(n+1)，C(n+1)＝Corr(n+1)/8。
3.6.在n＝0…9的范围内，循环3.3到3.5，得到10个C(n+1)值。
3.7.对求出的10个C进行求和运算，并除以10，得到的值记为C'(index)，
3.8.在相关运算长度Numcorr内，index＝1…Numcorr，重复3.3到3.7。
3.9.求出Numcorr个C'(index)中的最大值对应的位置，Pos＝arg(max(C'(index)))即为同步位置。
帧同步方法二估计模块的流程图如图8所示。该模块的处理流程如下：
4.1.对帧检测到的位置PCoar-N之后的信号进行处理，STFNum个接收采样信号记为C＝[C(m),C(m+1)…C(m+STFNum-1)]，其中m＝1,2…STFNum，本地训练序列记为L＝[L(1),L(2)…L(STFNum)]。接收序列C(i)和本地训练序列L(i)的共轭对应项进行相乘并求STFNum个样值的和，得到其中n＝1,2,…,Numcorr，Numcorr为算法滑动长度，该值应大于N；
4.2.求归一化因子，
4.3.对相关值进行归一化处理，即C'(n)＝Corr(n)/P(n)；
4.4.在相关运算长度Numcorr内，n＝1…Numcorr，重复4.1到4.3；
4.5.求出Numcorr个C'(n)中的最大值对应的位置，Pos＝arg(max(C'(n)))即为同步位置。
本发明还揭示了一种用于实现上述方法的系统。根据802.11n协议规定，每一帧数据包含前导、signal字段、物理层，以及会聚规程服务数据单元(PSDU:Physical layerconvergence protocol Service Data Unit)。前导有短训练序列、长训练序列。物理层对数据单元进行加扰、编码、交织、星座映射、STBC、进行循环移位、空间映射以及OFDM调制，将其转换为基带数据，发射机将数字基带信号转换为连续信号并传送给射频模块发射出去。发射端物理层链路的主要过程如图1所示。发射端，发射的理想信号可表示为：
其中，SiTX(i,k)表示第iTX个发射天线上第i个OFDM符号的第k个子载波上发送的频域信号，用x(i,n)表示发射信号中第i个OFDM符号时域上的第n个符号，NTX表示天线个数，iTX＝1,2,3,4，发射端天线个数最大为4，信道带宽为20MHz时，信道带宽为40MHz时，
图2表示的帧结构中的短训练序列生成的过程，例如HT-mixed中的非高速短训练序列L-STF，频域数值如式(2)所示
将S-26,26进行IFFT得，第iTX根发射天线上的符号为
其中，NTX是发射天线的个数，在该处为12，该值代表的是非空子载波的个数，窗函数：
γk＝1,in a 20MHz channel；
间隔＝带宽/FFT点数，ΔF＝0.3125MHz；
L-STF的即循环移位值如下表1所示
表1 HT-mixed中的non-HT部分的循环移位值
在接收端，第iRX根接收天线接到的信号为
其中，为第iTX根发射天线与第iRX根接收天线间的信道冲击响应，为加性高斯白噪声。
在接收端，信号是连续到来的，接收端接收到连续信号后，首先从连续的数帧数据流中分离出一帧信号，然后再对这一帧数据进行处理，比如去除循环前缀，进行FFT解调等，要使得接收到的信号正确解调，需找到一帧数据开始的位置以及FFT符号开始的正确位置，错误的同步位置可能导致解调错误，导致系统性能下降。接收到信号的第一步就是进行帧同步，找到信号开始的位置。
在本发明中，假设理想的同步位置为301，信号传输信道的信噪比为10dB到30dB，用本方法进行分析验证，利用本发明提出的帧同步方法对同步位置的估计值与理想位置的偏离程度如图9所示，可得出偏离程度随着信噪比的增加逐渐为零，说明该方法可以较准确估计同步位置，其中偏离程度定义为，其中，Pos是采用本发明估计的同步位置，Posideal是理想的同步位置，Len为统计次数。图10是信噪比为30dB时，用来进行判决的判决变量值的图形，从图中可看到有明显峰值，可准确得到同步位置。提高判决准确度。
以上所述仅为本发明的一种实施方式，不是全部或唯一的实施方式，本领域普通技术人员通过阅读本发明说明书而对本发明技术方案采取的任何等效的变换，均为本发明的权利要求所涵盖。
Claims (8)
1.一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：包括以下步骤：
1：射频信号的接收及处理：
将接收天线接收到的射频信号转换为数字基带信号后，将其采样为U倍速数字基带信号，U＝采样速率/信号速率，为大于0的整数；
2：帧检测：
2.1：计算噪声功率：
在连续的m个Tμs内进行检测，每次检测噪声窗的滑动次数为L，其中，T为存储数据时长，则检测窗滑动总次数为mL，计算每一次检测窗内信号的功率的平均值，以mL个计算结果中的最小值J作为检测噪声功率；
2.2：确定信号检测门限：
信号检测门限H为：H＝kJ，其中，k＝M/(J*2)，M为mL个计算结果中的最大值；
计算功率J和M的方法具体如下：
2.2.1：计算检测窗长度w内信号的平均功率，记为B；
2.2.2：将B和设定的初始功率值进行比较，判断J是否小于B，若是则将B赋给J，若不是则将B赋给M；
2.2.3：判断p0是否小于L，L为每次检测噪声窗的滑动次数，p0是初始化Tμs数据单元内噪声窗滑动次数，初值为0，记为L＝floor(T/w)，其中存储数据时长为Tμs，floor(x)表示取小于等于x的最大整数值；若是则p0＝p0+1，循环2.2.1和2.2.3，否则转到2.2.4；
2.2.4：判断q0是否小于mL，q0是初始化总的噪声窗滑动次数，初值为0，若是则循环2.2.1～2.2.3，并进行q0＝q0+1；若不是则算法结束，从而确定噪声功率J和比例因子k；
2.3：确定帧头位置：
连续检测三个低于信号检测门限的信号，再连续检测两个高于信号检测门限的信号，最后将第一个高于信号检测门限的信号位置PCoar作为帧头；
3：帧同步及估计。
2.根据权利要求1所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：所述帧头位置采用以下步骤确定：
2.3.1：计算连续p个采样信号功率值e1,e2…ep；
2.3.2：判断功率值大小，当且仅当e1,e2…ep全部小于H时，转到步骤2.3.3)，否则移动移位，e1＝e2,e2＝e3,...,ep＝ep+1，再转到步骤2.3.1；
2.3.3：计算连续q个采样信号功率值ep+1,ep+2…ep+q；
2.3.4：判断功率值大小，当且仅当ep+1,ep+2…ep+q都大于H时，转到步骤2.3.5)，否则移动移位，e1＝e2,e2＝e3,...,ep＝ep+1，再转到步骤2.3.1；
2.3.5：取ep+1采样点的位置PCoar作为信号的帧头。
3.根据权利要求1所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：在所述帧检测之前，首先确定802.11协议类型，以及检测窗长度w，所述检测窗长度w的确定方法为：根据协议确定两帧数据之间最小的间隔，取其的二分之一长度作为检测窗的大小。
4.根据权利要求1所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：为了避免帧检测存在偏差，在PCoar的位置向前多取N个采样点，增加一段冗余，方便帧头准确检测。
5.根据权利要求1所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：所述帧同步估计采用以下方法进行：
3.1：对帧检测到的位置PCoar-N之后的信号进行处理：
前STFNum/2个采样信号记为：
A＝[A(m),A(m+1)…A(m+STFNum/2-1)]；
后STFNum/2个信号采样值记为：
B＝[B(m+STFNum/2),B(m+STFNum/2+1)…B(m+STFNum/2+STFNum/2-1)]，
其中，m＝n*STFNum+index，index＝1…Numcorr，n＝0…9，表示对短训练序列的循环，Numcorr为进行相关运算的长度，STFNum为短训练序列的长度，分别求出A和B对应位置功率最大值，记为Pmax(i)，Pmax(i)＝max(|Ai|,|Bi|)；
3.2：对A和B对应位置功率最大值进行归一化处理：
数组B乘以(-j)后的STFNum/2个信号和数组A的STFNum/2信号对应相乘，再对STFNum/2个数值求和后取绝对值，并除以相应的Pmax(i)，进行归一化表示式为：
3.3：再次进行归一化处理：
对步骤3.2中求出的Corr(n+1)除以8进行归一化，记为C(n+1)，C(n+1)＝Corr(n+1)/8；
3.4：在n＝0…9的范围内，重复步骤3.1到步骤3.3，得到10个C(n+1)值；
3.5：对求出的10个C进行求和运算，然后除以10，得到的值记为C'(index)，
3.6：在相关运算长度Numcorr内，index＝1…Numcorr，重复步骤3.1到步骤3.5，求出Numcorr个C'(index)中的最大值对应的位置，即为同步位置。
6.根据权利要求1所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：所述帧同步估计采用以下方法进行：
3.1’：对帧检测到的位置PCoar-N之后的信号进行处理：
STFNum个接收采样信号记为C＝[C(m),C(m+1)…C(m+STFNum-1)]，其中m＝1,2…STFNum，本地训练序列记为L＝[L(1),L(2)…L(STFNum)]；接收序列C(i)和本地训练序列L(i)的共轭对应项进行相乘并求STFNum个样值的和，得到其中n＝1,2,…,Numcorr，Numcorr为算法滑动长度，Numcorr大于N；
3.2’：求归一化因子，
3.3’：对相关值进行归一化处理，即C'(n)＝Corr(n)/P(n)；
3.4’：在相关运算长度Numcorr内，n＝1…Numcorr，重复步骤3.1’到步骤3.3’；
3.5’：求出Numcorr个C'(n)中的最大值对应的位置，即为同步位置。
7.根据权利要求1所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：所述射频信号转换为数字基带信号的方法为：首先将射频信号进行下变频将其转换为中频信号，然后再将中频信号转换为数字基带信号。
8.根据权利要求6所述的一种基于OFDM技术的WLAN系统帧同步方法，其特征在于：所述相关运算是利用整个短训练序列进行相关运算。
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