CN102624514B - 一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法，包括如下步骤：(1)发送端发送具有循环前缀结构的导频信号段；(2)接收端1)根据粗定时信号确定快速傅里叶变换的窗口起始位置；2)对接收导频信号进行快速傅里叶变换，获得频域接收导频信号；3)根据初始的定时偏移量，对频域接收导频信号进行定时偏移补偿；4)采用相干延迟锁定环路对定时偏移补偿后的频域导频信号进行定时偏移估计，产生新的定时偏移量。5)若所述新的补偿相位小于预先确定的门限值或者迭代循环次数达到预定的最大次数，本次迭代结束，否则回到步骤3)，并用新的定时偏移量代替初始的定时偏移量。本发明能提高无线信道测量的定时同步精度。

Description

一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法。

背景技术

在实际的无线通信系统中，由于发射机和接收机采用不同的基准时钟源，信号从发射机到接收机之间存在传输时延，发射机的数模变换器(Digital-to-AnalogConverter，D/A)和接收机的模数变换器(Analog-to-Digital Converter，A/D)存在变换时延，发射机和接收机的射频电路中的滤波器等也会引入时延，因此发射信号与接收信号之间必然存在定时偏移。在无线信道测量中，信道冲激响应是最重要的待测参数，而定时偏移会显著影响信道冲激响应的准确度。

无线传输信道通常模型化为线性卷积信道，即接收信号是发送信号与信道冲激响应的卷积。如果发送信号被分解为前后相继的传输块，并在每个传输块前加上循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，在接收端丢弃CP后，线性卷积信道可以转化为循环卷积信道，与每个传输块相应的接收信号是发送信号与信道冲激响应的循环卷积。由于循环卷积信道矩阵总是可以通过离散傅立叶变换(Discrete FourierTransform，DFT)矩阵对角化，当发送端对每个传输块进行反离散傅立叶变换(Inverse DFT，IDFT)之后再加循环前缀传输，则接收到的信号经过DFT之后即为发送信号与信道DFT变换系数的单点乘积，此时传统的单载波系统中多径传播所带来的符号间干扰问题被克服。正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)正是这样的传输系统，近年来得到了广泛的研究与应用，在新一代移动通信系统极有可能得到应用。

值得注意的是，由于采用分块的传输与检测，分块传输方案对定时同步精度较为敏感。对于信道测量来说，由于需要精确获得信道冲激响应参数，因此对定时精度的要求也非常高。目前，提高分块传输系统的定时同步精度，存在多种方法，其中，采用全数字处理的非相干延迟锁定环路(Non-Coherent Delay-LockedLoop，NC-DLL)方法得到广泛关注。然而，由于宽带信号在无线信道传输过程中，存在多条可分辨的多径，非相干延迟锁定环路的方法在相位锁定和定时精度方面具有明显缺陷。而由于相干锁定环路需要用到信道参数，目前的方法尚未成熟。本发明公布了一种采用迭代相干锁定环路(Iterative Coherent DLL，IC-DLL)的精确定时同步技术方案。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术存在的问题和不足，本发明的目的是针对无线信道测量应用，提供一种提高定时同步精度的方法，满足无线信道测量系统对定时精度的要求。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为一种提高无线信道测量的定时同步为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法，采用迭代相干锁定环路(Iterative CoherentDLL，IC-DLL)，包括如下步骤：

(1)发送端发送具有循环前缀结构的导频信号段，多个(如30个)同样的导频信号端构成一个时隙；

(2)接收端

1)根据粗同步定时信号(如GPS可提供粗同步定时信号)确定快速傅里叶变换的窗口起始位置；

2)对接收导频信号进行快速傅里叶变换，获得频域接收导频信号；

3)根据初始的定时偏移量，对频域接收导频信号进行定时偏移补偿；

4)采用相干延迟锁定环路对定时频域补偿后的频域导频信号进行定时偏移估计，产生新的定时偏移量。

5)若所述新的定时偏移量小于预先确定的门限值或者迭代循环次数达到预定的最大次数，本次迭代结束，否则回到步骤3)，并用新的定时偏移量代替初始的定时偏移量。

所述步骤4)包括如下步骤：

A)频域最小二乘信道估计获得信道频率响应；

B)对所述信道频率响应进行频域均衡，获得均衡后的定时偏移信号向量；

C)根据均衡后的定时偏移信号向量得到新的定时偏移量。

有益效果：本发明针对无线信道测量，提供一种高精度的定时同步方案。在无线通信中，定时偏移调整的通常做法是根据定时偏移估计值，调整A/D的时钟相位。但是，由于无线信道测量系统一般对模数变换后的信号并不在线处理，而是直接存储到磁盘，因此在线调整定时偏移的做法对于无线信道测量并不适用。本发明公布的方法对存储后的接收信号采取离线处理方法，接收端无需直接调整模拟数字信号变换器采样时钟的相位，而采用全数字处理方法，对采样后的接收信号直接进行相位补偿，可方便地应用于无线信道测量。

附图说明

图1为无线信道测量过程中，接收信号与发送信号之间产生时延的示意图；

图2为在数字域对接收导频信号的定时偏移进行后补偿，提高定时同步精度的流程图；

图3为采用迭代相干延迟锁定环路估计定时偏移的流程图；

图4为当定时偏差固定为0个采样时间间隔且接收信噪比为20dB的定时同步性能比较实例图；

图5为当定时偏差固定为-1/4个采样时间间隔且接收信噪比为20dB的定时同步性能比较实例图；

图6为当起始定时偏差为-1/10个采样时间间隔，并按照每秒8.5×10^-3个采样间隔变化，并且接收信噪比为20dB的定时同步性能比较实例图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

本发明提供了一种提高定时同步精度的技术方案，满足无线信道测量所需的高定时同步性能的要求。图1是无线信道测量过程中，接收信号与发送信号之间产生时延的示意图；由图示可知，时延可分为以下几个部分：发射机中将采用D/A将数字信号转换成模拟信号引起的时延、发送射频电路中的滤波器等引起的时延、发射机与接收机的距离引起的信号传输时延、接收机射频电路中的滤波器等引起的时延、接收机中采用A/D将模拟信号转换成数字信号造成的时延。图2是在数字域对接收导频信号的定时偏移进行后补偿，提高定时同步精度的流程图；图3是采用迭代相干延迟锁定环路估计定时偏移的流程图。本发明的提高无线信道测量定时同步精度的技术方案包括两个方面：一是发射机发送具有CP结构的特定格式导频信号；二是接收机采用IC-DLL方法根据A/D存储的接收信号实现高精度定时同步。

具体方式如下：

(1)发射机发送具有CP结构、长度为N+L_CP的特定格式信号块：

s＝CQ^*TFp    (式1)

式中，导频序列p是恒模零自相关序列，比如常用的Zadoff-Chu序列，其长度为M，CP的长度为L_CP，子载波总数为N，Q和F分别是尺寸为N×N和M×M的DFT矩阵，T表示子载波映射矩阵，C表示添加CP的矩阵运算，定义为

$C=\left[\begin{array}{cc}{0}_{L_{\mathrm{CP}}\×(N-L_{\mathrm{CP}})}& I_{L_{\mathrm{CP}}}\\ I_N& \end{array}\right]$

N_TS个导频信号段构成一个时隙。

(2)接收机采用IC-DLL实现高精度定时同步，具体细分为以下十一个子步骤：

a)根据GPS提供的定时信号，确定粗同步的定时位置，即确定快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform，FFT)窗口的起始位置，获得粗同步的接收导频信号：

$y\left(\mathrm{\ξ}\right)=D\tilde{y}\left(\mathrm{\ξ}\right)$        (式2)

式中，表示丢弃CP前的接收信号，ξ表示定时偏移量，D是丢弃CP的矩阵运算，定义为发送端添加CP，接收端丢弃CP后，将线性卷积信道转化为循环卷积信道，因此，粗同步的接收导频信号与发送信号的关系表示成：

y(ξ)＝H(ξ)Q^*TFp+z    (式3)

式中，z表示零均值、方差为 的加性高斯白噪声，H(ξ)表示定时偏移量为ξ的信道矩阵

H(ξ)＝Circ{[h^T(ξ)，0_1×(N-L)]^T}    (式4)

式中，h(ξ)表示长度为L的信道冲激响应向量，即可分辨多径数为L，Circ{·}表示循环矩阵运算符。

b)对丢弃CP后的时域接收导频信号进行FFT并提取导频子载波，获得频域接收导频信号：

y(ξ)＝T^TQy(ξ)    (式5)

c)当k＝1，设初始定时偏移量 (当然也可以设为其它值)，对频域进行定时偏移补偿：

(式6)

式中，⊙表示Hadamard积(又称点积)，上标^T表示矩阵或向量转置， 表示第k次相位补偿向量，其第n个元素 为：

(式7)

d)根据第k次补偿相位得到的接收导频信号 采用频域最小二乘(Least Square，LS)信道估计方法，求出信道频率响应：

(式8)

式中，上标^*表示复共轭，p＝Fp。

e)在无线信道测量过程中，可设置导频子载波数目远大于可辨多径数目，即设M⊙L，因此可采用改进的极大似然(Modified MaximumLikelihood，mLS)信道估计方法进行信道估计，接着再采用变换域滤波方法(通常采用离散余弦变换)进行滤波，求得高精度的信道频域响应：

${\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{\mathrm{TrD}}^{\left(k\right)}=V_{\mathrm{TrD}}{G}_{\mathrm{mLS}}\underset{\‾}{y}(\mathrm{\ξ}-{\widehat{\mathrm{\ξ}}}^{\left(k\right)})$ (式9)

式中，V_TrD是变换域滤波矩阵，G_mLS是根据导频信号和CP长度L_CP得到的mLS信道估计矩阵，

$G_{\mathrm{mLS}}=\frac{1}{N}{\left(E^T{Q}^{*}\mathrm{diag}\right\{T{\left|\underset{\‾}{p}\right|}^2\left\}\mathrm{QE}\right)}^{-1}{E}^T{Q}^{*}\mathrm{diag}\left\{{\underset{\‾}{p}}^{*}\right\}$

式中，A＝diag{a}表示对角线元素为向量a的对角阵，

$E={\left[\begin{array}{cc}{I}_{L_{\mathrm{CP}}}& 0_{L_{\mathrm{CP}}\×(N-L_{\mathrm{CP}})}\end{array}\right]}^T$

mLS信道估计求得整个时隙内多个导频段的信道冲激响应后，接着通过FFT变换，将信道冲激响应变换成信道频率响应，然后对同一个时隙内的信道频率响应进行变换域滤波。

f)根据变mLS信道估计和变换域滤波后的信道频率响应，生成最小均方误差(Minimum Mean Squared Errors，MMSE)频域均衡系数：

$w(\mathrm{\ξ}-{\widehat{\mathrm{\ξ}}}^{\left(k\right)})={{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}^{*}}_{\mathrm{TrD}}^{\left(k\right)}./({\left|{\underset{\‾}{\overset{^}{h}}}_{\mathrm{TrD}}^{\left(k\right)}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_z^2)$ (式10)

式中，a./b表示向量a和向量b对应的元素两两相除。

g)采用频域均衡方法，对频域LS信道估计获得的信道频率响应进行均衡，消除多径影响，获得均衡后的定时偏移信号向量：

(式11)

h)对均衡后的定时偏移信号向量分别进行±δ(δ是预设参数)固定定时移动，然后对定时滞后的向量与定时提前的向量相减，得定时偏移指示值：

(式12)

式中，β是预设参数，mean{·}表示取平均，ψ_L和ψ_E分别表示定时延迟和定时提前的相位旋转向量，ψ_L和ψ_E对应的第n个元素ψ_L(n)和ψ_E(n)分别为

${\mathrm{\ψ}}_L\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{j2\mathrm{\π\δn}/N}& n=\mathrm{0,1},...,N/2-1\\ e^{j2\mathrm{\π\δ}(n-N)/N}& n=N/2,...,N-1\end{array}\right.$

${\mathrm{\ψ}}_E\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j2\mathrm{\π\δn}/N}& n=\mathrm{0,1},...,N/2-1\\ e^{-j2\mathrm{\π\δ}(n-N)/N}& n=N/2,...,N-1\end{array}\right.$

i)对定时偏移指示值 进行低通滤波，然后累加，得到新的定时偏移量 

j)当新的定时偏移量 小于预先确定的门限值(如1/20)或者迭代循环次数k到达预定的最大次数(如3次)，本次迭代结束，等待新的接收信号到来；否则进入子步骤k)；

k)k＝k+1，回到子步骤c)，并用 代替 进行新一轮的迭代。

通过仿真实验，验证本发明公布技术方案的优点。无线信道分为两种情况：第一种是可分辨多径数为L＝1的瑞利信道；第二种是可分辨多径数为L＝4，在0～1.5625μs内均匀分布，多径抽头的功率为满足指数分布的瑞利信道。设发送信号的总子载波数为N＝256，导频子载波数为M＝32。每个时隙共有30个导频 信号段，每个子时隙的时长为2.5毫秒。IC-DLL的最大迭代次数为3，β＝1/16，固定定时移动设为δ＝0.5，环路低通滤波器的表达式为y(k)＝αx(k)+(1-α)y(k-1)，低通滤波器的平滑系数为α＝0.75。

图4、图5和图6分别给出了三种不同定时偏移下的定时同步性能对比实例。当可分辨多径数为L＝1时，NC-DLL和IC-DLL都能够很好地捕获和跟踪定时偏移，相比较来说，IC-DLL的捕获速度较快。当可分辨多径数为L＝4时，NC-DLL无法捕获定时偏移，而IC-DLL依然能够很好地捕获和跟踪定时偏移。这说明，对于可分辨多径数L＞1的无线信道，本发明公布的采用IC-DLL的定时同步方法能够获得精确定时同步，而采用NC-DLL的定时同步方法无法获得可靠的定时同步。

Claims (2)

1.一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)发送端发送具有循环前缀结构的导频信号段；

(2)接收端

1)设置最大迭代次数，设置迭代次数初始值为1，设置定时偏移量的门限值，设置当前定时偏移量的初始值为0；

2)根据粗同步定时信号确定快速傅里叶变换的窗口起始位置；

3)对接收导频信号进行快速傅里叶变换，获得频域接收导频信号；

4)根据当前定时偏移量，对频域接收导频信号进行频域定时偏移补偿；

5)采用相干延迟锁定环路对频域定时偏移补偿后的频域接收导频信号进行定时偏移估计，获得新的定时偏移量；

6)当前定时偏移量被新的定时偏移量所替代，迭代次数加1；

7)如果当前定时偏移量大于或等于定时偏移量的门限值并且迭代次数小于最大迭代次数，那么，回到子步骤4)，否则，迭代结束，等待新的接收导频信号到来。

2.根据权利要求1所述一种提高无线信道测量的定时同步精度的方法，其特征在于：所述步骤5)包括如下步骤：

A)频域最小二乘信道估计获得信道频率响应；

B)对所述信道频率响应进行频域均衡，获得均衡后的定时偏移信号向量；

C)根据均衡后的定时偏移信号向量得到新的定时偏移量。