CN108964824A - 一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，可在强多普勒频移情况下同时实现时间和位定时同步，适用于单/多载波系统，所述方法包括：(1)在发送端对伪随机序列进行差分编码作为导引，保持其自相关特性；(2)接收端滑动相关检测之前对正交两路采样信号进行解差分处理；(3)利用滤波实现接收信号与本地导引符号的相关运算，将滤波器输出的相关峰值与设定的门限比较，进而确定时间同步时刻；(4)对比不同时钟偏移抽取的信号序列与本地导引相关峰大小，确定最佳抽取时钟，实现位定时同步。该方法采用截断m序列，通过差分编码效抑制多普勒频移对同步的影响，同时该导引序列可用于频偏和信道估计，为后续频偏补偿和解调处理奠定了基础。

Description

一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，包括时间和位定时同步。

背景技术

数字无线通信以抗干扰能力强、差错可控和易保密等优点，成为支撑信息时代0、1比特数据传输的必要途径，但数字通信的可靠有效传输必须建立在通信双方严格同步基础上，这其中以时间和位定时同步最为重要，二者是实现数字无线通信系统的关键。

实现同步的算法可以分为两大类：数据辅助型同步算法和非数据辅助型同步算法。数据辅助型同步算法由于插入额外的数据，不可避免地增加了系统的冗余度，降低了系统的有效性，但是这类算法的优点是估计精度高且计算复杂度相对较低，易于实现。目前地面移动通信和地空卫星通信的相关协议均采用了导引序列插入的同步方式。实现数字通信系统的时间同步是指以特定的技术方法调整接收端时间，使其与发送端一致，最终保证收发两端时间偏差尽可能小。位定时同步是实现接收端时钟的一致，确定最佳的抽取时刻，得到信号最佳采样值，为后续解调奠定基础。

对于特殊通信技术体制，其时间同步系统抵抗频偏的能力较弱，比如基于正交频分复用(OFDM)技术的系统要求收发两端的频率偏移不超过其子载波间隔的2％，详见文献：vande Beek,J.J.；Sandell,M.；Borjesson,P.O.“ML estimation of time and frequencyoffset in OFDM systems”Signal Processing,IEEE Transactions on,Volume:45Issue:7,July 1997,Page(s):1800-1805。

多普勒频移大小对同步性能影响的程度，与导引序列长度有关，若频偏周期与导引序列长度相近，此时同步相关峰被削减最为严重，具体的分析可见文献：田园，雷霞，肖悦，等“存在大频偏时的时间频率同步方法”电子科技大学学报，41卷，第2期，页码：212-216。

以具有良好特性的恒模零自相关(CAZAC)序列作为导引，具有一定的抗频偏能力，可实现频率同步，但是频移使得CAZAC序列相关峰发散移位，无法进行精确的时间和位定时同步，具体分析见文献：严春林，李少谦，唐友喜，等“利用CAZAC序列的OFDM频率同步方法”电子与信息学报，28卷，第1期，页码：139-142。

针对特定的IEEE 802.11p协议和OFDM技术体制，研究设计利用同步的导引符号，将插入的导引平均分为两部分，后一部分是前者的共轭，一定程度上提高了同步性能，但是不能够有效应对信道频偏周期小于导引符号长度的情况，详细内容见文献：Yunsi Ma,SanwenZhou,Chaoxing Yan,et.al“Design of OFDM Timing Synchronization Based onCorrelations ofPreamble Symbol”2016Vehicular Technology Conference，IEEE，2016。

将CAZAC序列与伪随机(PN)序列相结合应用于MIMO-OFDM系统，插入导引符号分为四部分，分别由CAZAC、PN、CAZAC、CAZAC+PN组成，一定程度上提高了同步系统应对窄带干扰的能力，但仍不能有效应对高动态产生的多普勒频移，详细内容见文献：Suparna SreedharA,Suma Sekhar,Sakuntala S Pillai“An efficient preamble design for timingsynchronization in MIMO-OFDM systems”2015International Conference on Control,Instrwnentation,Communication

随着高速铁路、高速公路和低中轨卫星业务的发展，高动态场景下的无线移动通信应用需求与日俱增，不再局限于简单的话音通信，视频、图像及移动互联网等高速数据传输已成为当前的迫切需要。但是，高动态场景的移动通信信道条件更为复杂多变，尤其是收发双方相对运动速度快，不可避免产生大的多普勒频移。收发两端的频率偏移将会大大降低接收信号与本地导引的相关峰值，严重影响同步性能，同时也会加深码间串扰，影响系统传输的可靠性。信道的复杂性和多普勒频移均对移动数字通信系统提出了更高的要求，系统同步的实现更加难以实现。目前基于导引的同步方法抗频偏能力弱，构造的特定导引符号应用范围受限，时频联合估计的方法实现复杂度高，所以如何保证快速、准确的收发同步，是实现稳定可靠的高动态无线移动通信亟待解决的问题。

发明内容

以下内容给出简要概述便于基本理解。此部分描述并非涵盖所有内容，且并非旨在确定所有方面关键或决定性要素，并非明确权利要求的保护范围。

本发明针对现有导引辅助同步技术在高动态即收发两端产生较大的多普勒频偏时，相关峰值模糊，性能急剧下降，无法保证有效同步的问题，进而提供一种能够抑制强多普勒频移的基于导引辅助的时间、位定时同步方法，能够适用于单/多载波数字通信系统。

本发明为解决上述问题，提供一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，采用下面步骤实现：

(1)依据应用场景设定伪随机序列长度L，发送端生成长度为L的伪随机序列，并进行差分编码和双极性变换作为调制后的L个导引符号，将L个导引符号与数据组成帧并发送；

(2)接收端以符号速率整数倍对接收信号进行采样，以不同时钟偏移对采样数据抽取，得到不同位定时的接收信号序列，并进行解差分处理；

(3)接收端产生与发送端相同的伪随机序列，并进行双极性变换，以变换后的序列作为滤波器系数，将不同时钟偏移抽取解差分后的接收信号序列分别通过滤波器实现滑动相关，将滤波器输出的相关峰值分别与设定门限比较，当所有峰值均大于门限则判定为时间同步，在时间同步的基础上比较不同时钟偏移抽取对应的相关峰大小，最大相关峰对应的时钟偏移为最佳位定时时刻。

其中，步骤(1)中发送端生成长度为L的伪随机序列，并进行差分编码和双极性变换作为调制后的L个导引符号，具体为：

发送端利用移位寄存器生成截断m序列，对生成的截断m序列相邻码元进行异或运算，再进行极性变换，输出作为差分编码的导引序列。

其中，步骤(2)中接收端以符号速率整数倍对接收信号进行采样，以不同时钟偏移对采样数据抽取，得到不同位定时的接收信号序列，具体为：接收端设置接收信号采样率f_s为符号速率f_b整数倍，即f_s＝N·f_b，以T_s＝1/f_s为相邻采样值的时间偏移量，N为抽取倍数，等间隔抽取采样信号，输出不同偏移量的N路接收信号序列。

其中，步骤(2)中解差分处理具体为：对抽取输出的多路接收信号序列进行相同处理，第i路抽取输出的复信号由如下公式表示：

s_i(n)＝a[n(i)]e^jω[n(i)]+ε[n(i)]

其中，a[n(i)]表示第i路抽取的接收信号序列的第n个码元，ε[n(i)]表示第i路噪声，e^jω[n(i)]表示等效多普勒频偏；

将信号s_i(n)表示为正交两路，即s_i(n)＝I_i(n)+jQ_i(n)，具体公式如下：

I_i(n)＝(a[n(i)]+ε[n(i)])cos(ω[n(i)])

Q_i(n)＝(a[n(i)]+ε[n(i)])sin(ω[n(i)])

分别对I_i(n)和Q_i(n)解差分，得到和满足如下公式所示的关系：

得到解差分的信号

其中，步骤(3)中设定门限的大小取决于导引序列长度、接收信号功率和估计的信噪比。

与现有技术相比，本发明优点在于：对截断m序列差分编码作为导引，易于实现，复杂度低；接收端基于符号速率整数倍采样，以抽取的符号序列匹配滤波相关峰值大小，确定最佳采样时钟，实现位定时，结构和计算简单，节省硬件资源；接收端解差分匹配滤波，能够有效抵制多普勒频移的影响，最终实现时间和位定时同步。经仿真验证，若多普勒频移产生的频偏不大于导引符号速率的1/8，则本发明方法能够实现准确的同步。

附图说明

结合以下附图和公开的实施例，便于更好地理解本发明的上述特征和优点。

图1为本发明同步方法的流程图；

图2为截断m序列导引符号自相关特性图；

图3为本发明差分编码导引生成框图；

图4为本发明帧结构示意图；

图5为本发明的接收端实现结构图；

图6为本发明不同偏移量抽取实现结构图；

图7为本发明解差分实现框图；

图8为本发明匹配滤波相关峰检测实现框图；

图9为本发明位同步时钟偏移计算框图；

图10为本发明方法在不同多普勒频移下的同步性能图。

具体实施方式

依据附图说明具体实施方式，对本发明的差分编码导引符号生成、简单的集中式插入帧结构和接收端同步处理过程作进一步说明。

发送端包括m序列生成器、差分编码、极性变换和同步帧组成。

流程图如图1所示。

采用的m序列生成器参数包含生成多项式和移位寄存器初始状态(种子)；

依据保密性要求的m序列周期长度选择生成多项式，结合物理时间信息设置序列生成种子；

根据设定的导引序列长度L，选取m序列生成器输出的前L个码元：

M_L＝(m₁,m₂,…,m_L),m_l∈(0,1)

对截断m序列M_L进行差分编码，编码输出A_L，公式如下：

以双极性变换实现序列A_L调制，即码元a_i取值由0、1变为-1、1，极性变换输出的序列作为调制后的导引符号，插入至同步帧位置。

接收端基带处理包括：设置基带信号采样率f_s，以不同时钟偏移抽取基带信号，对抽取的符号序列解差分，构建滑动相关运算的匹配滤波器，相关峰检测和确定最佳位定时。

所述的基带信号是经射频前端处理，模数变换后再次频谱搬移的零中频信号，进行匹配成型滤波使基带信号采样率f_s为所传输符号速率f_b的N倍，且为等间隔采样，采用平方根升余弦成型滤波，单个导引符号的基带公式如下：

其中，α表示滤波器滚降系数，T_s＝1/f_s为采样周期，T_b＝1/f_b为符号周期；

接收的离散基带导引信号公式表示如下：

其中，ε(kT_s)表示噪声，为等效多普勒频偏。

一个符号周期不同采样点的时间偏移量为：

以N为周期，即间隔一个符号周期T_b，Δ为偏移量，抽取得到N路不同的接收导引符号序列：

对N路符号序列解差分的实现步骤相同，以第i路序列为例，解差分处理，将信号s_i(n)表示正交两路，即s_i(n)＝I_i(n)+jQ_i(n)，具体公式如下：

分别对I_i(n)和Q_i(n)解差分，得到和使解差分前后满足如下公式所示的关系：

首先，对信号序列I_i(n)和Q_i(n)进行双极性判决，大于等于0判决为1，小于0判决为0，得到判据结果d_I(n)和d_Q(n)，对序列d_I(n)和d_Q(n)解差分，公式表示如下：

对得到解差分序列和进行双极性变换，再与I_i(n)和Q_i(n)对应的幅值相乘，得到正交两路解差分信号序列和公式表示如下：

解差分之后的复信号序列由和构成，即：

所述构建相关运算的匹配滤波器，是在接收端生成与发送端相同的截断m序列M_L，对序列倒置，即M_L＝(m_L,…,m₁)，再进行双极性变换M_L′＝(m′_L,…,m₁′)(m_l′＝±1)，将M_L′作为L阶滤波器系数，由移位寄存器、加法器和乘法器组成。

解差分的N路接收信号序列通过相同的匹配滤波器，滤波器输出的绝对值η_i(i＝1,…,N)即为相关值，等效计算表达式如下：

所述相关峰检测，是比较N路滤波器输出η_i是否大于设定的检测门限γ，且满足如下公式所示的条件：

其中，门限γ取值由导引长度L和估计的信噪比SNR决定，上述条件是为避免检测出现虚警。若N路滤波器输出值中有N/2以上大于检测门限γ，表示解差分的接收信号序列与接收端本地导引匹配，标志收发两端时间同步，峰值出现点确定为时间同步起始时刻。将Flag标记为1，下次循环中，若Flag为1则直接确定最大峰值对应的一路，否则再次进行上述操作。

所述确定最佳位定时，在时间同步基础上，对比N路滤波器输出相关峰值η_i大小，确定最大峰值对应的一路，过程由如下公式表示：

其中i对应的抽取信号序列s_i(n)即为最佳位定时的信号采样值，可直接作为后端处理的输入。

本发明以上述内容为核心基础，设计一种具有抗多普勒频移的导引辅助同步方法，包括差分编码的导引符号生成、基于多倍符号速率采样的等间隔抽取、解差分、匹配滤波相关峰检测和确定最佳抽取时钟定时。

导引长度L依据系统抗噪声及干扰的需求而定，L越大同步系统的抗噪声和干扰能力越强，不过匹配滤波相关计算产生的时延会相应增大。另外，下面介绍实例旨在进一步对本发明实施过程作详细说明，其参数配置并不影响本发明的一般性。

设通信系统为单载波传输，符号速率f_b＝32kBps，帧长5ms，数据采用QPSK调制，导引为BPSK调制，符号长度L＝128，m序列生成多项式和初始状态分别为：x¹⁰+x⁵+x²+x¹+1，x¹⁰+x⁵+x²+x¹+1。导引采用m序列生成器输出的前L个码元，其自相关特性如图2，对L长截断m序列进行差分编码和双极性变换，图3输出即为待发送的导引符号，其中z-¹表示延迟单元，上标表示延迟量。将L个导引符号以图4所示的结构插入，与数据组成同步帧，同步帧为间隙性发送。

图5中接收端将信号变频至正交两路基带，经过低通滤波器(LPF)，由模数转换器(ADC)以时钟频率f_d采样输出，根据设定的采样率f_s与f_d关系，进行内插、抽取和滤波，输出采样率为f_s＝256kHz的基带信号。采样率f_s为符号速率f_b的8倍，即N＝8。图6中时钟以fb频率对信号抽取，且时钟偏移量设为[0,1/f_s,…,7/f_s]，正交两路分别抽取输出8路接收符号序列I₁(n)～I₈(n)和Q₁(n)～Q₈(n)。对抽取的符号序列分别进行图7的解差分处理，其中||·||表示取信号模值，得到序列和再经过相同的滑动匹配滤波，输出相关值，其过程由图8所示。

第i路相关计算的公式表示为：

设定检测门限γ，根据估计的接收信号si(n)＝I_i(n)+jQ_i(n)功率信噪比SNR(dB)和导引长度L，计算公式表示为：

将8个η_i值与设定的检测门限γ比较，若有4个以上大于γ，表示同步，进而对比8个η_i值，确定最大值对应的时钟偏移量，如图9，以次偏移量反馈控制抽取的时钟，实现精确的位定时同步，至此，完成了基于伪随机导引差分编码的时间、位定时同步过程。

为进一步验证本发明方法的有效性和强的抗多普勒频移能力，假设系统传输使用的载波频率为4.8GHz，接收端的信噪比SNR为-5dB、0dB和5dB三种情况，收发两端相对运动速度为40～1000km/h，对应产生的多普勒频移范围是0.2～5.0kHz。以上述设定参数为基础，对本发明方法和常规导引同步方法进行蒙特卡洛仿真，统计平均1000次仿真结果。由图10的同步性能曲线可知，常规导引同步方法对信噪比变化不敏感，抗频偏能力约为250Hz，而采用本发明的同步方法对于信噪比不小于0dB时，在多普勒频移高达3.5kHz时仍可保证同步成功率高于99％，频移为4.9kHz时同步率高于90％。

本发明实施例提供的基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，在高动态低信噪比条件下，可显著降低多普勒频移的影响，实现系统的时间和位定时同步，有效提高单/多载波通信系统在复杂高动态场景的同步能力。

Claims (5)

1.一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：

(1)依据应用场景设定伪随机序列长度L，发送端生成长度为L的伪随机序列，并进行差分编码和双极性变换作为调制后的L个导引符号，将L个导引符号与数据组成帧并发送；

(2)接收端以符号速率整数倍对接收信号进行采样，以不同时钟偏移对采样数据抽取，得到不同位定时的接收信号序列，并进行解差分处理；

(3)接收端产生与发送端相同的伪随机序列，并进行双极性变换，以变换后的序列作为滤波器系数，将不同时钟偏移抽取解差分后的接收信号序列分别通过滤波器实现滑动相关，将滤波器输出的相关峰值分别与设定门限比较，当所有峰值均大于门限则判定为时间同步，在时间同步的基础上比较不同时钟偏移抽取对应的相关峰大小，最大相关峰对应的时钟偏移为最佳位定时时刻。

2.根据权利要求1所述的一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，其特征在于，步骤(1)中发送端生成长度为L的伪随机序列，并进行差分编码和双极性变换作为调制后的L个导引符号，具体为：

发送端利用移位寄存器生成截断m序列，对生成的截断m序列相邻码元进行异或运算，再进行极性变换，输出作为差分编码的导引序列。

3.根据权利要求1所述的一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，其特征在于，步骤(2)中接收端以符号速率整数倍对接收信号进行采样，以不同时钟偏移对采样数据抽取，得到不同位定时的接收信号序列，具体为：接收端设置接收信号采样率f_s为符号速率f_b整数倍，即f_s＝N·f_b，以T_s＝1/f_s为相邻采样值的时间偏移量，N为抽取倍数，等间隔抽取采样信号，输出不同偏移量的N路接收信号序列。

4.根据权利要求1所述的一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，其特征在于，步骤(2)中解差分处理具体为：对抽取输出的多路接收信号序列进行相同处理，第i路抽取输出的复信号由如下公式表示：

s_i(n)＝a[n(i)]e^jω[n(i)]+ε[n(i)]

其中，a[n(i)]表示第i路抽取的接收信号序列的第n个码元，ε[n(i)]表示第i路噪声，e^{j ω[n(i)]}表示等效多普勒频偏；

将信号s_i(n)表示为正交两路，即s_i(n)＝I_i(n)+jQ_i(n)，具体公式如下：

I_i(n)＝(a[n(i)]+ε[n(i)])cos(ω[n(i)])

Q_i(n)＝(a[n(i)]+ε[n(i)])sin(ω[n(i)])

分别对I_i(n)和Q_i(n)解差分，得到和满足如下公式所示的关系：

得到解差分的信号

5.根据权利要求1所述的一种基于伪随机序列差分编码的抗多普勒频移同步方法，其特征在于，步骤(3)中设定门限的大小取决于导引序列长度、接收信号功率和估计的信噪比。