CN107241286A - 一种结合频域和时域估计的载波同步方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于无线通信系统中的载波同步技术领域，公开了一种结合频域和时域估计的载波同步方法，采用专门设计的双对称导频格式，能通过改变双对称导频参数自动调整载波频偏估计范围和精度，有效实现载波快速捕获和频偏纠正；采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计，能有效解决低轨卫星在低信噪比条件下估计误差大、多普勒频偏估计范围大的问题；采用本地导频与接收信号进行滑动互相关，进而求两个相关峰的相位差，解决了载波同步中估计范围大和估计精度高无法兼得的问题。本发明具有载波频偏估计范围大、估计精度高，与传统方法相比能够更好适应低信噪比环境等优点，可用在包括但不限于卫星通信技术领域。
Description
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种载波同步方法，可用在包括但不限于卫星通信技术领域。
背景技术
在无线通信系统中，载波同步方法主要有开环和闭环结构两种结构。闭环结构也叫反馈结构(Feed-back)，该方法通过反馈环路对接收信号进行估计和校正，对于变化较慢的参数具有自动跟踪能力。但是这种方式入锁时间长，容易出现“挂起”现象，因此一般仅用于模拟电路中。开环方式也成为前馈结构(Feed-forward)，该方法是从接收的信号中直接估计载波参数，消除频偏对接收信号的影响进而实现同步。该方法适合数字实现，能够实现快速载波同步，更适合突发通信系统。本发明主要涉及前馈结构的载波同步算法。
Umberto Mengali andM.Morelli等人在IEEE Transactions on Communications上发表的论文“Data-AidedFrequency Estimation forBurst Digital Transmission”提出了一种基于数据辅助的载波同步算法，但是频偏估计范围在[-0.2Ts，0.2Ts]，Ts表示导频符号速率，估计范围较小，且信噪比门限较高。Luise和Reggiannini等人在IEEETransactions on Communications上发表的论文“Carrier Frequency Recovery inAll-Digital Modems forBurst-Mode Transmissions”提出了一种可以利用数据符号或导频都可以进行载波频偏估计的方法，但是其估计范围和估计精度难以兼得。
中国人民解放军理工大学申请的专利“基于快速傅里叶变换的MPSK调制下开环载波同步算法”(申请号：201410076741.8)，利用FFT技术进行两步载波估计，虽然估计精度较高，但是无法在较低信噪比环境下工作。
综上所述，现有技术存在的问题是：常用的载波同步算法无法兼顾估计大多普勒频偏和高估计精度的双重要求，且对于低轨卫星通信系统而言，工作信噪比较低，无法在低信噪比环境下有良好的估计性能。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种结合频域和时域估计的载波同步方法。本发明采用专门设计的双对称导频格式，能有效实现载波快速捕获和频偏纠正；采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计，能有效解决通信系统在低信噪比条件下估计误差大、多普勒频偏估计范围大的问题；采用本地导频与接收信号进行滑动互相关，进而求两个相关峰的相位差，解决了载波同步中估计范围大和估计精度高无法兼得的问题。本发明具有载波频偏估计范围大、估计精度高，在一定信噪比门限下，估计误差不受低信噪比影响等优点。
本发明的上述目的是通过如下技术方案实现的：
一种结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤一，设计双对称导频格式，确定相关参数；
步骤二，对接收信号进行数字分路，获得复信号经频分分路和匹配滤波后的第k路信号；
步骤三，对接收信号的前后导频采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计；
步骤四，用估计的频偏对信号进行频偏补偿校正；
步骤五，针对频偏补偿的信号，利用与中间导频相同的本地序列对接收信号进行滑动互相关，求得相关值；
步骤六，捕获第一个中间导频，求得第一个相关峰对应的复数值；
步骤七、捕获第二个中间导频，求得第二个相关峰对应的复数值；
步骤八，利用两个相关峰值进行共轭相乘求相位差，得到频偏的细估计值；
步骤九，利用频偏细估计值补偿接收信号，获得载波恢复信号。
进一步，所述步骤一具体包括：
(1)、双对称导频格式要求前后两端导频相同，中间两段导频相同，且前后导频和中间导频不能相同；
(2)、根据载波同步估计范围和精度要求，确定如附图3中短帧数据长度L、中间段数据长度b和导频长度Np.
(3)、前后两端导频长度分别为Nz，中间两段导频长度Nc。
(4)、首尾两段数据符号长度均等于a，且满足2a+b＝L.
进一步，所述步骤三具体包括：
(1)、对导频信号进行去调制，令前后导频的第一段为Z1，第二段为Z2.
(2)、对第二段导频做一次频偏旋转运算，旋转频偏值为fr
(3)、分别对Z1和Z2做NFFT点FFT运算，得到Z1和Z2的频域响应值C1(k)、C2(k)，k表示频点数.
(4)、得到旋转重叠算法的FFT频偏估计值，可表示为：
上式中，Nz表示FFT估计点数，Ts表示数据采样速率。
进一步，步骤五所述的相关值的求解过程如下：
上式中，Rc(i)表示本地导频的第i个导频符号，j表示滑动距离，表示对已经进行粗载偏恢复的信号取共轭，r(k)表示接收信号。
进一步，所述步骤六具体包括：
(1)、对相关值设置一个参考门限，判断相关值是否超过参考门限。超过则进入下面第二小步，未超过则进入步骤五
(2)、相关值触发该门限，表示捕获到帧的第一个中间导频，获取从捕获到至后面64个导频符号的相关值，找出这64个相关值的最大值记为|corr_peak1|.|x|表示取x的模值，corr_peak1表示第一个相关峰最大值对应的复数值。
进一步，所述步骤七具体包括：
(1)、将步骤六第二步中的64个相关值对应的序号分别往后延伸S(b+Nz)，S表示信号过采样倍数，b表示中间数据长度，Nz表示中间两个导频的长度。求得第二个导频与本地导频的相关值，找出这64个相关值的最大值记为|corr_peak2|.|x|表示取x的模值，corr_peak2表示第一个相关峰最大值对应的复数值。
(2)、判断最大复数值是否触发步骤六第一步中设置的参考门限，如果超过该门限则进入步骤八，如果相关值没有触发，则回到步骤五。
进一步，所述步骤八具体包括：
(1)、利用两个相关峰值进行共轭相乘求相位差，得到频偏的细估计值。频偏细估计值可用下式表示：
上式中，corr_peak2*表示对该附复数取共轭，b为双对称导频中间段数据符号的长度，S表示过采样倍数，Nz表示中间导频长度，Fs表示采样频率，arg(x)表示对x取相位操作。
(2)、步骤二所述的采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计，其估计精度为1/2NFFTTs，步骤八所述的时域相关细估计的估计精度为1/2(b+Nc)Ts，本发明能够估计成功，需要满足粗载偏估计的精度要小于细载偏估计的范围，即需要满足以下条件：
上式中，NFFT为FFT估计点数，Ts为导频符号速率，Nc为中间两端导频每段长度，b为中间段载荷数据长度。
本发明与现有技术相比存在以下优点：
(1)、本发明的载波同步方法，采用专门设计的双对称导频格式，能有效实现载波快速捕获和频偏纠正。
(2)、本发明的载波同步方法，采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计，能有效解决接收信号在低信噪比条件下估计误差大、多普勒频偏估计范围大的问题。
(3)、本发明的载波同步方法，采用本地导频与接收信号进行互相关，进而求两个相关峰的相位差，解决了载波同步中估计范围大和估计精度高无法兼得的问题。
附图说明
图1是本发明实施例提供的结合频域和时域估计的载波同步方法流程图。
图2是本发明实施例提供的系统结构示意图。
图3是本发明实施例提出的一种双对称导频图案。
图4是本发明实施例提供的初始频偏300KHz仿真10000次的剩余频偏分布图。
图5是本发明实施例提供的频偏估计均值、标准差和频偏范围的关系。
图6是本发明实施例提供的两级载波频偏估计方法后，估计均方误差与信噪比的关系。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，本发明实施例提供的结合频域和时域估计的载波同步方法包括以下步骤：
步骤一，设计双对称导频格式，确定相关参数。
步骤二，对接收信号进行数字分路，获得复信号经频分分路和匹配滤波后的第k路信号。
步骤三，对接收信号的前后导频采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计；
步骤四，用估计的频偏对信号进行频偏补偿校正；
步骤五，针对频偏补偿的信号，利用与中间导频相同的本地序列对接收信号进行滑动互相关，求得相关值；
步骤六，捕获第一个中间导频，求得第一个相关峰对应的复数值。
步骤七，捕获第二个中间导频，求得第二个相关峰对应的复数值。
步骤八，利用两个相关峰值进行共轭相乘求相位差，得到频偏的细估计值。
步骤九，利用频偏细估计值补偿接收信号，获得载波恢复信号。
下面结合附图对本发明的发明原理作进一步的描述。
如图2所示，本发明的实施例提供的系统由正交下变频、A/D采样模块、数字分路模块、匹配滤波器、网同步与定时恢复、载波粗同步、粗频偏补偿模块、相关峰捕获模块、载波细同步、载波恢复模块组成。
上行的接收信号首先经过正交下变频和A/D采样模块。然后经过频分分路模块，每路变成单载波信号。本发明借助导频信号估计载波频偏。对于每路信号，按照以下步骤操作。
(1)设计双对称导频格式，确定相关参数；
1a)双对称导频格式要求前后两端导频相同，中间两段导频相同，且前后导频和中间导频不能相同；
1b)根据载波同步估计范围和精度要求，确定如附图3中短帧数据长度L、中间段数据长度b和导频长度Np.
1c)前后两端导频长度分别为Nz，Nz＝Np/3，中间两段导频长度Nc，Nc＝Np/6，Np表示导频总长度。
1d)首尾两段数据符号长度均等于a，且满足2a+b＝L.
(2)对接收信号进行数字分路，获得复信号经频分分路和匹配滤波后的第k路信号。
(3)对接收信号的前后导频采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计；
3a)对导频信号进行去调制，令前后导频的第一段为Z1，第二段为Z2.
3b)对第二段导频做一次频偏旋转运算，旋转频偏值为fr
3c)分别对Z1和Z2做NFFT点FFT运算，得到Z1和Z2的频域响应值C1(k)、C2(k)，k表示频点数.
3d)得到旋转重叠算法的FFT频偏估计值，可表示为：
上式中，NFFT表示FFT估计点数，Ts表示数据采样速率。
(4)用估计的频偏对信号进行频偏补偿校正
(5)针对频偏补偿的信号，利用与中间导频相同的本地序列对接收信号进行滑动互相关，相关值可表示为：
上式中，Rc(i)表示本地导频的第i个导频符号，j表示滑动距离，表示对已经进行粗载偏恢复的信号取共轭，r(k)表示接收信号。
(6)捕获第一个中间导频，求得第一个相关峰对应的复数值
6a)对相关值设置一个参考门限，判断相关值是否超过参考门限。超过则进入步骤6b)，未超过则进入步骤(5)
6b)相关值触发该门限，表示捕获到帧的第一个中间导频，获取从捕获到至后面64个导频符号的相关值，找出这64个相关值的最大值记为|corr_peak1|.|x|表示取x的模值，corr_peak1表示第一个相关峰最大值对应的复数值。
(7)捕获第二个中间导频，求得第二个相关峰对应的复数值
7a)将步骤6b)中的64个相关值对应的序号分别往后延伸S(b+Nz)，S表示信号过采样倍数，b表示中间数据长度，Nz表示中间两个导频的长度。求得第二个导频与本地导频的相关值，找出这64个相关值的最大值记为|corr_peak2|.|x|表示取x的模值，corr_peak2表示第一个相关峰最大值对应的复数值。
7b)判断最大复数值是否触发步骤6a)设置的参考门限，如果超过进入步骤(8)，如果相关值没有触发，则回到步骤五。
(8)利用两个相关峰值进行共轭相乘求相位差，得到频偏的细估计值。
8a)频偏细估计值可用下式表示：
上式中，corr_peak2*表示对该附复数取共轭，b为双对称导频中间段数据符号的长度，S表示过采样倍数，Nz表示中间导频长度，Fs表示采样频率，arg(x)表示对x取相位操作。
8b)步骤二所述的采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计，其估计精度为1/2NFFTTs，步骤八所述的时域相关细估计的估计精度为1/2(b+Nc)Ts，本发明能够估计成功，需要满足粗载偏估计的精度要小于细载偏估计的范围，即需要满足以下条件：
上式中，NFFT为FFT估计点数，Ts为导频符号速率，Nc为中间两端导频每段长度，b为中间段载荷数据长度。
(9)利用频偏细估计值补偿接收信号，获得载波恢复信号。
下面结合仿真合仿真实验对本发明的应用效果作详细的描述。仿真参数如下：双对称导频中的参数设置为b＝500，L＝1024，Np＝96.数据速率为3Mbps，假设信道为高斯白噪声且无多径，进行4倍采样，FFT点数为1000点，预设频偏为300KHz，进行10000次仿真。
附图4是在信噪比为2dB时经过发明提出的两级频偏估计后，剩余频偏分布情况。从附图4可以看出本发明提出的两级载波同步估计方法，可将频偏为300KHz的信号纠至剩余频偏为100Hz以内，这也很好的验证了本发明提出的两级载波频偏估计方法不近估计范围大，而且估计精度高。
附图5是频偏估计均值、标准差和频偏范围的关系。从该图可看出，本发明提出的估计算法估计范围很大，在[-0.5Ts，0.5Ts]之间都能较准确估计出频偏值，且估计精度较高。
附图6是利用本发明提出的两级载波频偏估计方法后，估计均方误差与信噪比的关系。可看出本发明的信噪比门限较低，系统在-7dB时估计的均方误差就开始接近克拉美罗下界，因此适合接收信号在较低信噪比下正常工作。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述结合频域和时域估计的载波同步方法包括以下步骤：
步骤一，设计双对称导频格式，确定相关参数；
步骤二，对接收信号进行数字分路，获得复信号经频分分路和匹配滤波后的第k路信号；
步骤三，对接收信号的前后导频采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计；
步骤四，用估计的频偏对信号进行频偏补偿校正；
步骤五，针对频偏补偿的信号，利用与中间导频相同的本地序列对接收信号进行滑动互相关，求得相关值；
步骤六，捕获第一个中间导频，求得第一个相关峰对应的复数值；
步骤七、捕获第二个中间导频，求得第二个相关峰对应的复数值；
步骤八，利用两个相关峰值进行共轭相乘求相位差，得到频偏的细估计值；
步骤九，利用频偏细估计值补偿接收信号，获得载波恢复信号。
2.如权利要求1所述的结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述步骤一具体包括：
(1)、双对称导频格式要求前后两端导频相同，中间两段导频相同，且前后导频和中间导频不能相同；
(2)、根据载波同步估计范围和精度要求，确定如附图3中短帧数据长度L、中间段数据长度b和导频长度Np；
(3)、前后两端导频长度分别为Nz，，中间两段导频长度Nc；
(4)、首尾两段数据符号长度均等于a，且满足2a+b＝L。
3.如权利要求1所述的结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述步骤三具体包括：
(1)、对导频信号进行去调制，令前后导频的第一段为Z1，第二段为Z2；
(2)、对第二段导频做一次频偏旋转运算，旋转频偏值为fr；
(3)、分别对Z1和Z2做NFFT点FFT运算，得到Z1和Z2的频域响应值C1(k)、C2(k)，k表示频点数；
(4)、得到旋转重叠算法的FFT频偏估计值，可表示为：
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上式中，NFFT表示FFT估计点数，Ts表示数据采样速率。
4.如权利要求1所述的结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述步骤五具所述的相关值的求解过程如下：
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</mrow>
上式中，Rc(i)表示本地导频的第i个导频符号，j表示滑动距离，表示对已经进行粗载偏恢复的信号取共轭，r(k)表示接收信号。
5.如权利要求1所述的结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述步骤六具体包括：
(1)、对相关值设置一个参考门限，判断相关值是否超过参考门限；超过则进入下面第二小步，未超过则进入步骤五；
(2)、相关值触发该门限，表示捕获到帧的第一个中间导频，获取从捕获到至后面64个导频符号的相关值，找出这64个相关值的最大值记为|corr_peak1|.|x|表示取x的模值，corr_peak1表示第一个相关峰最大值对应的复数值。
6.如权利要求1所述的结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述步骤七具体包括：
(1)、将步骤六第二步中的64个相关值对应的序号分别往后延伸S(b+Nz)，S表示信号过采样倍数，b表示中间数据长度，Nz表示中间两个导频的长度；求得第二个导频与本地导频的相关值，找出这64个相关值的最大值记为|corr_peak2|.|x|表示取x的模值，corr_peak2表示第一个相关峰最大值对应的复数值；
(2)、判断最大复数值是否触发步骤六第一步中设置的参考门限，如果超过进入步骤八，如果相关值没有触发，则回到步骤五。
7.如权利要求1所述的结合频域和时域估计的载波同步方法，其特征在于，所述步骤八具体包括：
(1)、利用两个相关峰值进行共轭相乘求相位差，得到频偏的细估计值；频偏细估计值可用下式表示：
<mrow>
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<mn>2</mn>
<mo>*</mo>
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<mi>F</mi>
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<mi>S</mi>
</mrow>
</mfrac>
<mo>;</mo>
</mrow>
上式中，corr_peak2*表示对该复数取共轭，b为双对称导频中间段数据符号的长度，S表示过采样倍数，Nz表示中间导频长度，Fs表示采样频率，arg(x)表示对x取相位操作；
(2)、步骤二所述的采用基于FFT技术改进的旋转重叠算法在频域进行粗估计，其估计精度为1/2NFFTTs，步骤八所述的时域相关细估计的估计精度为1/2(b+Nc)Ts，能够估计成功，需要满足粗载偏估计的精度要小于细载偏估计的范围，即需要满足以下条件：
<mrow>
<mfrac>
<mn>1</mn>
<mrow>
<mn>2</mn>
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<mi>N</mi>
<mrow>
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</mrow>
<msub>
<mi>T</mi>
<mi>s</mi>
</msub>
</mrow>
</mfrac>
<mo>;</mo>
</mrow>
上式中，NFFT为FFT估计点数，Ts为导频符号速率，Nc为中间两端导频每段长度，b为中间段载荷数据长度。
8.一种应用权利要求1～7任意一项所述结合频域和时域估计的载波同步方法的无线通信系统。
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Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107784190A (zh) * | 2017-11-29 | 2018-03-09 | 哈尔滨工程大学 | 船舶结构宽频线谱振动噪声快速预报方法 |
| CN107819717A (zh) * | 2017-11-16 | 2018-03-20 | 武汉虹旭信息技术有限责任公司 | 一种lte干扰中基于pusch的频域场强搜索方法 |
| CN108011854A (zh) * | 2017-12-14 | 2018-05-08 | 威胜信息技术股份有限公司 | Ofdm系统的采样频率偏差估算方法 |
| CN108199993A (zh) * | 2017-12-13 | 2018-06-22 | 浙江大华技术股份有限公司 | 一种同步头检测方法、装置、电子设备及可读存储介质 |
| CN108449302A (zh) * | 2018-04-25 | 2018-08-24 | 华中科技大学 | 一种恒包络的帧同步信号的发射方法和接收方法 |
| CN108566353A (zh) * | 2018-03-20 | 2018-09-21 | 北京睿信丰科技有限公司 | 一种不断修正的载波同步装置及方法 |
| CN109525533A (zh) * | 2018-12-10 | 2019-03-26 | 航天恒星科技有限公司 | 一种应用于mapsk调制的载波相位误差提取系统 |
| CN111464471A (zh) * | 2020-04-02 | 2020-07-28 | 宁波艾欧迪互联科技有限公司 | 一种nr pusch的频偏计算方法 |
| CN111683034A (zh) * | 2020-06-09 | 2020-09-18 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于ofdm的大多普勒无线通信时频同步方法 |
| CN112152677A (zh) * | 2019-06-28 | 2020-12-29 | 清华大学 | 天基机会信号多普勒频率估计方法、装置、设备和介质 |
| CN113225283A (zh) * | 2021-03-25 | 2021-08-06 | 深圳市力合微电子股份有限公司 | Hplc双模通信中无线通信适应agc调整的频偏估计方法 |
| CN113765580A (zh) * | 2021-09-13 | 2021-12-07 | 四川安迪科技实业有限公司 | 基于双峰检测的捕获方法及装置 |
| CN114726691A (zh) * | 2022-03-31 | 2022-07-08 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于导频的突发通信载波频偏估计方法及帧结构 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102185822A (zh) * | 2011-05-31 | 2011-09-14 | 电子科技大学 | 一种ofdm/oqam系统及其时频同步方法 |
| EP2393253A1 (en) * | 2009-01-07 | 2011-12-07 | Timi Technologies Co., Ltd. | Method and device of channel estimation for ofdm system |
| CN103856431A (zh) * | 2014-03-04 | 2014-06-11 | 中国人民解放军理工大学 | 基于快速傅里叶变换的mpsk调制下开环载波同步算法 |
| CN103916357B (zh) * | 2014-04-29 | 2017-04-19 | 西安电子科技大学 | 基于导频联合编码辅助的soqpsk载波同步方法 |
-
2017
- 2017-04-20 CN CN201710261215.2A patent/CN107241286B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2393253A1 (en) * | 2009-01-07 | 2011-12-07 | Timi Technologies Co., Ltd. | Method and device of channel estimation for ofdm system |
| CN102185822A (zh) * | 2011-05-31 | 2011-09-14 | 电子科技大学 | 一种ofdm/oqam系统及其时频同步方法 |
| CN103856431A (zh) * | 2014-03-04 | 2014-06-11 | 中国人民解放军理工大学 | 基于快速傅里叶变换的mpsk调制下开环载波同步算法 |
| CN103916357B (zh) * | 2014-04-29 | 2017-04-19 | 西安电子科技大学 | 基于导频联合编码辅助的soqpsk载波同步方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| UMBERTO MENGALI等: ""Data-Aided Frequency Estimation for Burst Digital Transmission"", 《IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS》 * |
| 郭漪等: ""协作分集OFDM系统中的时频同步"", 《中国科学：信息科学》 * |
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107819717A (zh) * | 2017-11-16 | 2018-03-20 | 武汉虹旭信息技术有限责任公司 | 一种lte干扰中基于pusch的频域场强搜索方法 |
| CN107819717B (zh) * | 2017-11-16 | 2020-06-30 | 武汉虹旭信息技术有限责任公司 | 一种lte干扰中基于pusch的频域场强搜索方法 |
| CN107784190A (zh) * | 2017-11-29 | 2018-03-09 | 哈尔滨工程大学 | 船舶结构宽频线谱振动噪声快速预报方法 |
| CN108199993A (zh) * | 2017-12-13 | 2018-06-22 | 浙江大华技术股份有限公司 | 一种同步头检测方法、装置、电子设备及可读存储介质 |
| CN108011854A (zh) * | 2017-12-14 | 2018-05-08 | 威胜信息技术股份有限公司 | Ofdm系统的采样频率偏差估算方法 |
| CN108011854B (zh) * | 2017-12-14 | 2020-12-18 | 威胜信息技术股份有限公司 | Ofdm系统的采样频率偏差估算方法 |
| CN108566353A (zh) * | 2018-03-20 | 2018-09-21 | 北京睿信丰科技有限公司 | 一种不断修正的载波同步装置及方法 |
| CN108566353B (zh) * | 2018-03-20 | 2020-12-15 | 北京睿信丰科技有限公司 | 一种不断修正的载波同步装置及方法 |
| CN108449302A (zh) * | 2018-04-25 | 2018-08-24 | 华中科技大学 | 一种恒包络的帧同步信号的发射方法和接收方法 |
| CN108449302B (zh) * | 2018-04-25 | 2020-07-10 | 华中科技大学 | 一种恒包络的帧同步信号的发射方法和接收方法 |
| CN109525533A (zh) * | 2018-12-10 | 2019-03-26 | 航天恒星科技有限公司 | 一种应用于mapsk调制的载波相位误差提取系统 |
| CN109525533B (zh) * | 2018-12-10 | 2021-03-26 | 航天恒星科技有限公司 | 一种应用于mapsk调制的载波相位误差提取系统 |
| CN112152677B (zh) * | 2019-06-28 | 2021-11-16 | 清华大学 | 天基机会信号多普勒频率估计方法、装置、设备和介质 |
| CN112152677A (zh) * | 2019-06-28 | 2020-12-29 | 清华大学 | 天基机会信号多普勒频率估计方法、装置、设备和介质 |
| CN111464471A (zh) * | 2020-04-02 | 2020-07-28 | 宁波艾欧迪互联科技有限公司 | 一种nr pusch的频偏计算方法 |
| CN111464471B (zh) * | 2020-04-02 | 2023-04-11 | 宁波大学 | 一种nr pusch的频偏计算方法 |
| CN111683034A (zh) * | 2020-06-09 | 2020-09-18 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于ofdm的大多普勒无线通信时频同步方法 |
| CN111683034B (zh) * | 2020-06-09 | 2022-04-01 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于ofdm的大多普勒无线通信时频同步方法 |
| CN113225283A (zh) * | 2021-03-25 | 2021-08-06 | 深圳市力合微电子股份有限公司 | Hplc双模通信中无线通信适应agc调整的频偏估计方法 |
| CN113765580A (zh) * | 2021-09-13 | 2021-12-07 | 四川安迪科技实业有限公司 | 基于双峰检测的捕获方法及装置 |
| CN114726691A (zh) * | 2022-03-31 | 2022-07-08 | 中国电子科技集团公司第五十四研究所 | 一种基于导频的突发通信载波频偏估计方法及帧结构 |
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