CN101262467B - 数字基带跳频调制系统实现方法及实现装置 - Google Patents
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Abstract
一种数字基带跳频调制系统实现方法及实现装置，属于数字信息传输技术领域。所述调制系统实现方法包括：兼容单多载波块传输调制技术，兼容循环前缀、零前缀、和已知训练序列等多种保护间隔填充模式，利用直接扩频序列辅助跳频系统的跳频频点同步，利用数字基带信号处理技术实现快速跳频调制，实现跳频频点数目的灵活变化。本实现装置包括数字基带调制模块、采样率变换模块、数字基带跳频模块、宽带伪随机训练序列叠加模块；本发明根据用户配置信息在数字基带实现多模式跳频，具有提高跳频系统性能，简化跳频系统设计，降低跳频系统复杂度等效果。
Description
技术领域
本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及到包括单载波或多载波块传输技术在内的数字基带跳频调制系统实现方法。
背景技术
无线通信系统的传输信道包含有各种不理想特性，这些不理想特性主要包括各种自然的多径干扰和非自然的人为干扰。如何在不理想的传输信道下实现可靠的宽带传输是当前无线通信技术面临的主要问题之一。
自然的多径干扰会产生频率选择性衰落，即符号间干扰(Inter Symbol Interference，ISI)，和时间选择性衰落，即信道时变效应。采用具有保护间隔填充的单载波或多载波OFDM(Othogonal-Freguency-Division-Modulatiom，正交频分复用)块传输系统可以有效对抗频率选择性衰落；结合时域交织技术的块传输系统还可以有效对抗时间选择性衰落。
非自然的人为干扰包括窄带干扰，脉冲干扰，和跟踪干扰等。跳频技术利用载波跳频使射频信号带宽远大于基带信号带宽，可以达到频谱扩散不易检测和频率分集对抗干扰的效果。因此采用基于跳频技术的扩展频谱通信系统(简称跳频系统)可以有效对抗各种人为干扰。
数字信号处理技术已经广泛应用于无线通信系统。在传统的已有技术中非跳频调制系统如图1所示。在调制端，待传输数据经数字基带调制得到数字基带调制信号，经数模变换(Digital-Analog-Converter，DAC)和射频调制后得到射频调制信号。数字基带处理技术大大提高了调制系统的集成度和可靠性。实际无线通信系统的传输特性随时间和应用环境而变化。而各种通信技术都有自己的优势和缺点。如单载波块传输系统的峰均比低，对功放的线性要求低，但对抗频率选择性的能力弱；而多载波OFDM块传输系统对抗频率选择性的能力强，但峰均比高，对功放的线性要求高。采用数字基带处理技术后，可以根据时间和应用环境的变化，结合已知的多径干扰和人为干扰特征，通过参数配置选择最理想的调制方式，最大限度地满足用户需求。
已有技术中射频跳频调制系统如图2所示。与图1非跳频调制系统相比，图2射频跳频调制系统的射频载波按预定的跳频图案变化。射频跳频调制系统的缺点如下：
1.射频实现跳频调制，不便于系统的数字化，并且对射频系统，特别是频率合成器，要求很高；
2.在射频实现跳频解跳时，需要对射频模拟信号实现跳频同步，增加了解跳的复杂度；
3.考虑到系统复杂度和跳频解跳增加的不理想因素，其基带调制技术通常比较简单，对抗自然多径干扰的能力较弱。
为克服上述缺点，本发明提出一种数字基带跳频调制系统，结合了块传输系统调制技术、跳频技术、和数字基带处理技术。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是，针对现有技术中，射频跳频调制和解调时，不便于系统的数字化处理，对系统要求高，且解调的复杂度高等诸多不足之处，为了克服这些不足，就需要提出一种处理方案，本发明的目的，是提供一种数字基带跳频调制系统实现方法，为了提高跳频系统的性能，增加跳频系统的灵活性，和降低跳频系统的复杂度，本发明实施例提供以下一种数字基带跳频调制系统，本发明的目的是依靠以下技术方案来实现的，一种数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于，按照如下步骤进行操作：
A：控制单元根据系统配置信息，包括跳频频点数目、跳频图案，瞬时基带带宽和跳频带宽，生成辅助信号和控制信号，辅助和控制后续步骤将待传输数据块调制成数字基带叠加跳频信号；
B：根据控制单元的外调制模式，将待传输数据块调制成单载波或多载波OFDM数据块；
C：根据控制单元的保护间隔模式，选择在单或多载波数据块的前面加入保护间隔，得到单或多载波数据帧；
D：根据控制单元的低采样时钟，对单或多载波数据帧进行成型滤波，得到低采样率数字基带调制信号；
E：根据控制单元的高采样时钟，将低采样率数字基带调制信号经采样率变换后得到高采样率数字基带调制信号；
F：根据控制单元的基带跳频图案，将高采样率基带信号经基带载波调制后得到数字基带跳频信号；
G：将控制单元提供的宽带伪随机训练序列和数字基带跳频信号叠加，得到数字基带叠加跳频信号。
所述控制单元，具体为，根据系统配置信息，产生外调制模式、保护间隔模式、低采样时钟、高采样时钟、基带跳频图案和宽带伪随机训练序列。
所述步骤C，具体为，保护间隔选择循环前缀(CP)、零前缀(ZP)、或训练序列(TS，Training Sequence)进行填充。
所述步骤E，具体为，高采样频率是固定值，低采样频率根据跳频频点数目变化，采样率变换模块能够实现不同采样频率的变换，其中跳频频点数目等于高采样频率和低采样频率的比值。
所述步骤F，具体为，控制单元产生的基带跳频图案和基带数据帧同步，即一个跳频频点持续时间对应一个或多个基带数据帧。
所述步骤G，具体为，控制单元产生的宽带伪随机训练序列与跳频频点对应，一个跳频频点持续时间对应一个宽带伪随机训练序列。
所述的数字基带跳频调制系统实现方法，利用直接扩频序列辅助跳频系统实现跳频频点同步；其跳频调制在数字基带阈实现，跳频频点数目随配置变化。
本发明实施例进一步提供了基于数字基带技术的跳频调制系统实现装置，所述实现装置包括如下运算模块：数字基带调制模块，它得到外调制模式、保护间隔填充模式和采样速率随配置变化的数字基带调制信号；该数字基带调制模块连接到采样率变换模块，得到固定采样速率的数字基带调制信号；该采样率变换模块连接到数字基带跳频模块，得到数字基带跳频信号；该数字基带跳频模块连接到宽带伪随机训练序列叠加模块，得到数字基带跳频叠加信号。
所述基于数字基带技术的跳频调制系统实现装置，其数据基带调制模块根据系统配置信息得到给定采样速率、外调制模式和保护间隔模式的数字基带调制信号。最终实现的跳频调制系统利用数字基带信号处理技术实现模式灵活的数字基带调制、快速跳频调制和跳频频点数目的灵活变化；利用直接扩频序列辅助跳频系统的跳频频点同步。
本发明所具有有益效果是：该数字基带跳频调制系统的实现提高了跳频系统的性能，增加了系统的灵活性并降低了跳频系统的复杂度，根据应用环境和干扰特征配置参数，实现了最理想的调制方式，最大限度地满足用户需求。
通过兼容多种保护间隔填充模式的单多载波块传输调制技术，提高了跳频系统的性能；通过基带载波调制实现基带跳频，实现了跳频系统基带的全数字化，增加了跳频系统的灵活性。
附图说明
图1是非跳频调制系统典型原理框图；
图2是射频跳频调制系统典型原理框图；
图3是数字基带跳频调制系统原理框图；
图4a、b、c是三种调制系统信号示意图；
图5是数字基带跳频模块实现框图；
图6是数字基带跳频调制系统基带信号示意图；
图7是频点可变数字基带跳频调制系统实现框图；
图8是保护间隔填充的块传输系统帧结构；
图9是数字基带跳频调制系统实现步骤流程框图。
图10是数字基带跳频调制系统实现装置框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、内容、和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
在描述之前，先对无线传输系统作一个概括的介绍，典型无线传输系统包括调制系统和解调系统两部分，无线传输协议由调制系统规范，因此本发明的讨论主要集中在调制系统。调制系统由基带调制模块和射频调制模块组成。基带调制模块完成输入数据到模拟基带调制信号的变换。射频调制模块完成模拟基带调制信号到射频调制信号的变换。随着数字信号处理技术向宽带高速方向发展和通信技术向数字集成方向发展，基带调制模块通常由数字基带调制模块和数模变换模块组成。数字基带调制技术主要包括帧结构、信道编码技术、和信道调制技术。根据是否采用跳频技术，无线传输系统分为跳频调制系统和非跳频调制系统两种。
参照图1，表示非跳频调制系统典型原理框图，图中射频调制模块的固定射频载波信号与非跳频调制对应。数字基带调制模块将输入数据变换为数字基带调制信号，数模变换模块将数字基带调制信号变换为模拟基带调制信号，射频调制模块将模拟基带调制信号变换为射频调制信号。
参照图2是表示射频跳频调制系统的典型原理框图，其中射频调制模块的射频载波频率按预定的跳频图案变化，与射频跳频对应。跳频图案指射频调制信号瞬时中心频率随时间变化的规律。数字基带调制模块和数模变换模块与非跳频调制系统一致，射频调制模块将模拟基带调制信号变换为射频调制跳频信号。射频跳频调制系统需要的跳变载频通常由频率合成器按照跳频图案要求从跳频频率集中产生。与非跳频调制系统相比，射频跳频调制系统由于在射频频带实现跳频调制，不便于系统的数字集成化，跳频速度受限；并且跳频解调系统需要在射频实现跳频同步，增加了解调的复杂度，限制了解调的性能。上述图1，图2均为传统技术中使用的方案，为了便于跳频系统的数字集成化，降低跳频系统解调的复杂度，本发明提出数字基带跳频调制系统，其原理框图参照图3，表示数字基带调制模块将输入数据变换为数字基带调制信号，数字基带跳频模块将数字基带调制信号变换为数字基带跳频信号，数模变换模块将数字基带跳频信号变换为模拟基带跳频信号，射频调制模块将模拟基带跳频信号变换为射频调制跳频信号。与图2的射频跳频调制传输系统相比，图3的基带跳频调制系统直接在基带实现跳频调制，而射频调制使用固定射频载波，也可以使用慢跳频射频载波，降低了射频调制的复杂度。与图1非跳频调制系统相比，图3的数字基带跳频调制系统在基带增加了数字基带跳频模块，提高了系统的抗干扰能力和抗截获能力。与数字基带跳频调制系统对应的是模拟基带跳频调制系统。模拟基带跳频调制系统需要多个射频模块，模拟基带调制信号在不同时间经过载波频率不同的多个射频模块变换为射频调制信号，多个射频模块的输出叠加就是射频跳频信号。模拟基带跳频系统与射频跳频调制系统类似，均是在模拟域实现跳频，不便于系统的数字集成化，跳频速度受限，并且系统复杂性能受限，本发明的优越性在此不再详细讨论。
参照图4a、b、c表示三种调制系统比较示意图，通过非跳频或跳频的数字基带、射频载波、和射频调制信号示意图说明上述三种调制系统，其中横轴为时间，纵轴为频率。假定射频调制信号带宽相同，均为BW；跳频系统在射频带宽(又称跳频带宽)内的频点数为M＝4。如图4a所示，非跳频调制系统的数字基带调制信号带宽固定为BW，中心频率固定为FBB，射频本振中心频率固定为FLO，则射频调制信号中心频率为FRF＝FLO+FBB或FRF＝FLO-FBB，带宽为BW。如图4b所示，射频跳频调制系统的数字基带调制信号带宽固定为BW/4，中心频率固定为FBB，但射频载波频率按照跳频图案随时间变化(即射频跳频)，则射频调制跳频信号中心频率是FRF＝FLO+FB或FRF＝FLO-FBBB，其FLO等于跳变射频载波频率的中间值。如图4c所示，数字基带跳频调制系统的数字基带跳频信号瞬时带宽固定为BW/4，但基带跳频载波频率按照跳频图案随时间变化(即基带跳频)，射频载波中心频率固定为FLO，也可以采用慢跳频射频载波频率，则射频调制跳频信号中心频率也是FRF＝FLO+FBB或FRF＝FLO-FBB，其中FBB等于跳变基带载波频率的中间值。可以看出射频跳频调制系统和基带跳频调制系统输出的射频调制跳频信号等效，但跳频技术的实现模块不同。还可以看出，跳频系统的射频带宽和非跳频系统的相同，但瞬时带宽是非跳频系统的1/M，因此跳频系统牺牲传输带宽换取跳频带来的抗干扰能力。
参照图5，表示数字基带跳频模块实现框图，数字基带跳频调制系统中实现基带跳频的是数字基带跳频模块，其实现框图如图5中所示，其中基带载波频率按预定的跳频图案变化，与基带跳频对应。基带载波合成器根据跳频控制信号生成跳频的基带载波，复数乘法器实现数字基带调制信号的载波调制，最终得到数字基带跳频信号。假设基带跳频调制系统在跳频带宽内的频点数为M＝4。参照图6，表示基带跳频调制系统中数字基带、基带载波、和数字基带跳频信号示意图，其中数字基带调制信号带宽固定为BW/4，中心频率固定为0，但基带载波频率按照跳频图案随时间变化(即基带跳频)，则数字基带跳频信号的中心频率是FBB，并且中心频率FBB等于跳变跳频基带载波频率的中间值。由于在数字基带实现载波频率控制，因此数字基带跳频调制系统的跳频速度更快；由于利用复数乘法器在数字域实现载波调制，因此基带跳频调制系统的实现更加简单。
参照图7表示频点可变的数字基带跳频调制系统，如前所述，在跳频带宽BW给定的情况下，跳频频点数目M越多，跳频系统抗干扰能力越强，但跳频信号瞬时可用带宽BW/M越小，传输速率越低；反之，频点数目M越少，跳频信号瞬时可用带宽BW/M越大，传输速率越高，但跳频系统抗干扰能力越弱。当M＝1时，跳频系统蜕化为非跳频系统。如果跳频频点数目灵活可变，那么就可以根据不同时间和应用环境的需要，选择最优的跳频频点数目。与射频跳频相比，基带跳频更容易实现跳频频点数目可变。根据数字信号处理知识，本发明提出跳频频点数目可变的基带跳频调制系统，如图7所示。由于跳频带宽BW通常很高，因此将用于基带载波调制的调制信号称为高采样率数字基带调制信号。由于跳频信号瞬时可用带宽BW/M通常较低，因此首先通过低采样率数字基带调制模块得到低采样率数字基带调制信号，然后通过采样率变换将低采样率信号变换为高采样率信号。采样率变换单元由M倍上采样和低通滤波实现。如图7所示通过跳频频点控制单元产生低采样工作时钟，控制采样率变换单元的因子M，引导跳频控制单元产生M个跳频频点的跳频基带载波，实现了跳频频点数目可变的数字基带跳频调制系统。
参照图8表示保护间隔填充的块传输系统帧结构，如前所述，基于保护间隔填充的单或多载波块传输是对抗自然多径干扰的有效技术，已经成功应用于中国数字电视地面传输标准GB 20600-2006。基于保护间隔填充的单或多载波块传输系统的帧结构如图8所示，其中传输信号由数据帧组成，每个数据帧由保护间隔和数据块组成。数据块可以是单载波调制的数据块或多载波OFDM调制的数据块；保护间隔可以填充循环前缀(CP，CyclicPrefix)，零前缀(ZP，Zero Prefix)，或已知训练序列(TS，Training Sequence)。对于频点可变的数字基带跳频调制系统，可以采用基于保护间隔填充的单或多载波块传输技术实现低采样率数字基带调制。
块传输系统在解调端需要实现帧同步，跳频系统在解调端需要实现跳频图案同步。跳频系统的跳频图案和数字基带调制信号通常是异步的，因此块传输和跳频共存的系统通常在接收端既需要实现帧同步，也需要实现跳频图案同步，增加了解调器复杂度。对于数字基带跳频调制和数字基带块传输调制，由于跳频和块传输均在基带完成，因此本发明提出在调制系统实现数据帧和跳频图案的联合同步，降低解调器的复杂度。具体方法为：在一个跳频频点持续的时间内，传输整数个数据帧，那么接收端的跳频特征和数据帧特征都可用于实现跳频图案和数据帧的联合同步。
如前所述，块传输技术能有效对抗自然多径干扰，跳频技术能有效对抗人为干扰。同样是扩展频谱技术的直接序列扩频技术(简称直扩技术)也能有效对抗人为干扰。跳频技术和直扩技术各有优劣，跳频技术对抗脉冲干扰能力较强，对抗窄带干扰能力较弱；直接扩频技术对抗窄带干扰能力较强，对抗脉冲干扰能力较弱。传输系统的性能直接决定于解调端的同步性能。对块传输跳频系统，解调端的同步包括跳频图案同步，帧同步，定时同步，和载波同步。为了提高块传输跳频系统的同步性能，本发明进一步提出利用宽带伪随机序列辅助同步。具体方法是：在数字基带跳频调制系统的数字基带跳频信号上叠加已知的宽带伪随机序列；宽带伪随机序列与跳频图案和数据帧同步，即一个跳频频点持续的时间内传输一个宽带伪随机序列和整数个数据帧；每个跳频频点对应的宽带伪随机序列可以不同，便于解调器的频点同步。叠加的宽带伪随机序列类似于直接序列扩频调制，但是只用来传输同步信息。同时，叠加的宽带伪随机序列能量可以根据需要进行调节，在同步开销和同步性能之间取得最佳折衷。
参照图9，表示数字基带跳频调制系统实现步骤流程图，本发明提出完整的数字基带跳频调制系统实现的各操作步骤流程框图，调制步骤如下：
步骤A：控制单元根据系统配置信息，包括跳频频点数目、跳频图案，瞬时基带带宽和跳频带宽，生成外调制模式，以及保护间隔模式，高、低采样时钟、基带跳频图案和宽度伪随机序列等辅助信号和控制信号，辅助和控制后续步骤。
步骤B：根据控制单元的外调制模式，将经过纠错编码、正交调制、和符号交织(本发明不包括的模块)的待传输数据块调制成单载波或多载波OFDM数据块；
步骤C：根据控制单元的保护间隔模式，选择在单或多载波数据块的前面加入保护间隔，得到单或多载波数据帧，其中保护间隔填充模式可以选择循环前缀(CP)填充、零前缀(ZP)填充、或训练序列(TS，Training Sequence)填充；
步骤D：根据控制单元的低采样时钟，使用平方根升余弦滚降(Squared-Root RaisedCosine)滤波器对单或多载波数据帧进行成型滤波，得到低采样率数字基带调制信号；
步骤E：根据控制单元的高采样时钟，将低采样率数字基带调制信号经采样率变换后得到高采样率数字基带调制信号；
步骤F：根据控制单元的基带跳频图案，将高采样率基带信号经基带载波调制(即复数乘法器)后得到数字基带跳频信号，其中控制单元产生的基带跳频图案和基带数据帧同步，即一个跳频频点持续时间对应一个或多个基带数据帧；
步骤G：将控制单元提供的宽带伪随机训练序列和数字基带跳频信号叠加，得到数字基带叠加跳频信号，其中一个频点持续时间对应一个宽带伪随机训练序列。
参照图10，本发明进一步提出基于数字基带技术和直接序列扩频训练序列的数字基带跳频调制系统的实现装置，其中数字基带调制模块得到外调制模式、保护间隔填充模式和采样速率可配置的数字基带调制信号；采样率变换模块得到固定采样速率的数字基带调制信号；采数字基带跳频模块得到数字基带跳频信号；宽带伪随机训练序列叠加模块得到数字基带跳频叠加信号。
上面对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例。
Claims (10)
1.一种数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于，按照如下步骤进行操作：
A：控制单元根据系统配置信息，包括跳频频点数目、跳频图案、瞬时基带带宽和跳频带宽，生成辅助信号和控制信号，辅助和控制后续步骤将待传输数据块调制成数字基带叠加跳频信号；
B：根据控制单元的外调制模式，将待传输数据块调制成单载波或多载波OFDM数据块；
C：根据控制单元的保护间隔模式，选择在单或多载波数据块的前面加入保护间隔，得到单或多载波数据帧；
D：根据控制单元的低采样时钟，对单或多载波数据帧进行成型滤波，得到低采样率数字基带调制信号；
E：根据控制单元的高采样时钟，将低采样率数字基带调制信号经采样率变换后得到高采样率数字基带调制信号；
F：根据控制单元的基带跳频图案，将高采样率基带信号经基带载波调制后得到数字基带跳频信号；
G：将控制单元提供的宽带伪随机训练序列和数字基带跳频信号叠加，得到数字基带叠加跳频信号。
2.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：所述控制单元，具体为，根据系统配置信息，产生外调制模式、保护间隔模式、低采样时钟、高采样时钟、基带跳频图案和宽带伪随机训练序列。
3.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：所述步骤C，具体为，保护间隔选择循环前缀、零前缀、或训练序列进行填充。
4.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：所述步骤E，具体为，高采样频率是固定值，低采样频率根据跳频频点数目变化，采样率变换模块能够实现不同采样频率的变换，其中跳频频点数目等于高采样频率和低采样频率的比值。
5.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：所述步骤F，具体为，控制单元产生的基带跳频图案和基带数据帧同步，即一个跳频频点持续时间对应一个或多个基带数据帧。
6.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：所述步骤G，具体为，控制单元产生的宽带伪随机训练序列与跳频频点对应，一个跳频频点持续时间对应一个宽带伪随机训练序列。
7.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：跳频调制在数字基带阈实现。
8.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：跳频频点数目随配置变化。
9.根据权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法，其特征在于：利用直接扩频序列辅助跳频系统实现跳频频点同步。
10.一种按权利要求1所述的数字基带跳频调制系统实现方法的实现装置，其特征在于，该实现装置包括如下运算模块：数字基带调制模块，它得到外调制模式、保护间隔填充模式和采样速率随配置变化的数字基带调制信号；该数字基带调制模块连接到采样率变换模块，得到固定采样速率的数字基带调制信号；该采样率变换模块连接到数字基带跳频模块，得到数字基带跳频信号；该数字基带跳频模块连接到宽带伪随机训练序列叠加模块，得到数字基带跳频叠加信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN200810101266XA CN101262467B (zh) | 2008-03-03 | 2008-03-03 | 数字基带跳频调制系统实现方法及实现装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN200810101266XA CN101262467B (zh) | 2008-03-03 | 2008-03-03 | 数字基带跳频调制系统实现方法及实现装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101262467A CN101262467A (zh) | 2008-09-10 |
| CN101262467B true CN101262467B (zh) | 2010-09-08 |
Family
ID=39962671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN200810101266XA Expired - Fee Related CN101262467B (zh) | 2008-03-03 | 2008-03-03 | 数字基带跳频调制系统实现方法及实现装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN101262467B (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN101262467A (zh) | 2008-09-10 |
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