CN101179540A

CN101179540A - 上行多用户码域导频信道估计系统

Info

Publication number: CN101179540A
Application number: CNA2006101380889A
Authority: CN
Inventors: 张峻峰; 郁光辉
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2006-11-07
Filing date: 2006-11-07
Publication date: 2008-05-14

Abstract

本发明公开了一种上行多用户码域导频信道估计系统，训练序列生成器用于生成M点的导频序列，送入DFT－S OFDM调制模块；DFT－S OFDM调制模块对接收到的M点的导频序列进行调制，发送到成帧模块；成帧模块接收DFT－S OFDM调制模块调制后的导频序列，组合成一个子帧输出至所述发送天线进行发送；帧分解模块对接收天线接收到的时域信号进行子帧分解，得到从子帧信号中分离出来的码域正交的时域导频信号；DFT－SOFDM解调模块对接收到的时域导频信号进行解调，发送到信道估计干扰消除模块；信道估计干扰消除模块去除多用户干扰和多径干扰，输出用户时域或频域信道响应。

Description

上行多用户码域导频信道估计系统

技术领域

本发明涉及一种数据通信技术，具体说，涉及一种3GPP LTE中DFT-SOFDM系统的上行多用户码域导频信道估计系统。

背景技术

在无线通信中，对信道信息的获取是至关重要的，几乎实际应用的无线通信系统无一例外的要采用某种形式的信道估计技术。自适应的信道均衡器利用信道信息来对抗ISI的影响；分集技术利用信道估计，实现与接收信道信号最佳匹配的接收机；最大似然检测通过信道估计使得接收端错误最小化。信道估计的另外一个重要好处在于它使相关解调成为可能。因此信道估计在任何一个无线通信系统中都是必不可少的重要一环。

信道估计分为盲信道估计和导频信道估计。由于盲信道估计复杂度高且会使系统性能有所损失，基于导频的非盲信道估计仍然是当今大多数系统的优选实用方案。插入的导频数据过长会影响通信的速率，过短又不能有效的估计出信道参数，因此导频的最优设计就显得至关重要。

信道估计的设计主要有两个问题：一是导频信息的选择，由于无线信道的时变性，需要接收机不断对信道进行跟踪，因此导频信号也必须不断传送；二是既有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计器的设计。

未来移动通信对上行链路的要求：如支持可升级带宽，适中的PAPR/CM，保证上行传输的正交性等。在这些要求下，单载波传输方案SC-FDMA具有较低的PAPR，能够提高功率的有效性并增大覆盖范围，成为当前上行传输方案中得到众多支持、最有发展前景的技术。SC-FDMA根据信号生成的方法的不同，可分为时域生成的IFDMA和频域生成的DFT-SOFDM。由于上行的DFT-S OFDM技术和下行的OFDM方案具有类似的结构，所以上下行可以共用很多参数，因此DFT-S OFDM成为上行传输中最有发展前景的物理层技术。

在DFT-S OFDM系统中，导频的设计及对应的信道估计方案主要包括基于频域正交的导频设计方案和基于码域正交的导频设计方案。频域正交导频方案即多用户的导频序列频分复用且复用方式与数据块相同，不同用户子载波在频域上正交。码域正交导频方案是指利用导频序列正交性来区分不同用户的导频序列，并依此来进行信道估计，不同用户子载波在码域上正交。码序列的正交性不仅使得不同用户的导频相互区分开了，而且使得其呈现出白噪化的趋势，降低了相互之间的干扰。在码长度足够满足同一子帧同时调度的用户数的需求的前提下，码序列可以采用任何正交码，如CAZAC码、PN码、OVSF、哈达码等正交码。

频域正交导频方案中，由于同一小区不同用户之间的导频完全正交，因此在同一小区内的用户数较多时，性能相对较好，但在小区边缘的同频干扰比较严重。

发明内容

本方面所解决的技术问题是提供一种上行多用户码域导频信道估计系统，能够完成对单用户和多用户的信道冲激响应的完整估计。

技术方案如下：

上行多用户码域导频信道估计系统，包括发射天线和接收天线，其特征在于，还包括：

训练序列生成器，用于生成M点的导频序列，然后将M点的导频序列送入DFT-S OFDM调制模块；

DFT-S OFDM调制模块，对接收到的M点的导频序列进行调制，将调制后的导频信号发送到成帧模块；

成帧模块，接收DFT-S OFDM调制模块调制后的导频序列，将调制后的导频组合成一个子帧，输出至所述发送天线进行发送；

接收天线，接收所述发送天线的含有码域正交的导频信号的时域无线信号；

帧分解模块，对接收天线接收到的时域信号进行子帧分解，得到从子帧信号中分离出来的码域正交的时域导频信号；

DFT-S OFDM解调模块，对接收到的时域导频信号进行解调，解调后的导频信号发送到信道估计干扰消除模块；

信道估计干扰消除模块，去除多用户干扰和多径干扰，输出用户时域或频域信道响应。

优选的，所述DFT-S OFDM调制模块包括M点转换模块、子载波映射模块和N点IFFT模块；其中，

M点转换模块，用于将时域序列转换成频域序列；

子载波映射模块，用于完成频域内M点子载波到N点的子载波的映射；

N点IFFT模块，用于将频域训练序列转换为时域训练序列。

优选的，所述DFT-S OFDM解调模块包括N点FFT模块、子载波逆映射模块和M点IDFT模块；其中，

N点FFT模块，将时域信号转换为频域信号，发送到子载波逆映射模块；

子载波逆映射模块，进行N点子载波到M点的子载波的逆映射，完成对接收信号的频域解扩处理，提取接收序列上的频域信息，发送到M点IDFT模块；

M点IDFT模块，进行M点IDFT变换，得到时域序列信号并发送。

优选的，所述信道估计干扰消除模块包括：

M点目标用户CAZAC序列生成器，用于生成M点的CAZAC序列，发送到循环移位模块；

循环移位模块，对M点生成的CAZAC序列循环移位，发送到M点DFT变换模块；

内积相加模块，对循环移位后的CAZAC序列和导频时域序列进行内积相加，得到时域信道响应；

M点DFT变换模块，对时域信道响应进行DFT变换并发送。

码域正交导频方案在不同的小区采用不同族的CAZAC序列，与频域正交导频方案相比，可以大大降低小区间的潜在干扰，尤其是小区边缘的同频干扰。另外，码域正交导频方案与频域正交导频方案相比，由于每个用户的导频能量都要分散到信道所有的子载波上，因此能够估计出整个频域信道的冲激响应，不仅可以得到频域分集增益和扩频增益，还可以与基于CQI(Channel Quality Indicator)的频域调度、和基于多天线的SFBC/STBC等众多技术很方便地结合使用。

本发明技术方案可以完成对单用户和多用户数的信道冲激响应的完整估计，以利于在信号检测器中对接收信号进行均衡和或者于信道质量的调度。同时，还可以提高信道估计的抗干扰性能和复杂度性能。

附图说明

图1-A是单用户系统的码域导频信道估计系统框图；

图1-B是多用户系统的码域导频信道估计系统框图；

图2是DFT-S OFDM系统的子帧结构框图；

图3是CAZAC循环移位示意图；

图4是CAZAC导频序列生成器的结构框图；

图5是DFT-S OFDM调制模块的结构框图；

图6是DFT-S OFDM解调模块的结构框图；

图7-A是干扰消除的整体处理框图；

图7-B多用户干扰消除原理框图；

图7-C多径干扰消除框图；

具体实施方式

下面参照附图，对本发明的优选实施例作详细描述。

图1-A是单用户系统的码域导频信道估计系统框图；图1-B是多用户系统的码域导频信道估计系统框图。

如图1-A和图1-B所示，上半部分为发射码域正交的导频信号的发送机，下半部分是接收码域正交的导频信号的接收机。

图2是DFT-S OFDM系统的子帧结构框图。

如图2所示，在DFT-S OFDM系统中，一个完整的帧结构包括20个0.5ms的子帧，每一个子帧由6个Long Block和2个Short Block组成，其中，ShortBlock用于传输参考信号，Long Block用于传输用户数据。

发射码域正交的导频信号的发送机包括训练序列生成器、DFT-S OFDM调制模块、成帧模块、发射天线。

训练序列生成器首先生成M点的导频序列，然后将M点的导频序列送入DFT-S OFDM调制模块进行调制，调制后的导频送成帧模块组合成一个子帧，输出至发送天线进行传输。

接收码域正交的导频信号的接收机包括帧分解模块、DFT-S OFDM解调模块、信道估计干扰消除模块。

接收天线接收含有码域正交的导频信号的时域无线信号，帧分解模块首先对接收天线接收到的时域信号进行子帧分解操作，得到从子帧信号中分离出来的码域正交的时域导频信号，然后通过DFT-S OFDM解调模块对其进行解调DFT-S OFDM，解调后的导频信号通过信道估计干扰消除模块去除多用户干扰和多径干扰，输出用户时域或频域信道响应。

接收端估计多径信道的基本算法考虑单用户情况。单个用户的导频信号经过多径传播后在接收端可表示为：

r＝s₁h₁+s₂h₂+…+s_ph_p

其中，r表示接收信号序列，s_j为各多径等效对应的循环CAZAC序列，h_j为各多径对应的信道时域冲激响应，p表示多径数目。

对等式两端同时左乘s_j ^*(s_j的共轭转置)，根据CAZAC序列的循环自相关性为零的特性。

s_{j}^{*} r = s_{j}^{*} s_{1} h_{1} + s_{j}^{*} s_{2} h_{2} + \cdot \cdot \cdot + s_{j}^{*} s_{p} h_{p} = {| s_{j} |}^{2} h_{j}

于是，可以得到时域信道各径的冲激响应

{\overset{&OverBar;}{h}}_{j} = \frac{s_{j}^{*} r}{{| s_{j} |}^{2}}

根据各条多径的时域冲激响应及其对应的延时，对其作傅里叶变换即可得到多径信道的频域响应。

考虑多用户情况，多个用户的发送信息通过多径传播后在接收端可表示为r＝s_1，1h_1，1+s_1，2h_1，2+…+s_1，ph_1，p+…+s_i，1h_i，1+s_i，2h_i，2+…+s_i，ph_i，p+…

其中，下标的第一位i表示不同用户编号。同单用户码域正交导频信道估计方案类似，等式两端左乘s_i，j ^*(s_i，j的Hermitian转置)，又根据CAZAC序列的循环自相关性为零的特性，及不同族的CAZAC序列的低互相关特性，可以得到时域信道各径的冲激响应

{\overset{&OverBar;}{h}}_{i, j} = \frac{s_{i, j}^{*} r}{{| s_{i, j} |}^{2}} .

如图3所示，训练序列生成器生成M点的CAZAC导频序列，此CAZAC序列的生成规则如下：

1、不同小区的用户使用不同族的CAZAC导频序列。

不同族的CAZAC序列间具有良好的准正交性，用以最小化属于不同小区的多用户之间的干扰。

2、同一小区内的用户尽量使用同族的CAZAC导频序列。

CAZAC序列具有理想的循环自相关性，用以最小化单个小区中不同用户间的干扰。

3、当同一小区内的多用户数目大于同族CAZAC导频序列数目时，可以考虑使用不同族的CAZAC导频序列。

长度为NG的CAZAC序列的生成表达式如下所示：

S_u＝(a_u(0)b，a_u(1)b，...，a_u(N_G-1)b)

其中，b是幅度为1的复标量因子。同时

a_{u} (k) = \exp (- j 2 πu \frac{k (k + 1) / 2 + qk}{N_{G}})

其中，u＝1，…，N_G-1是CAZAC序列的族序号，k＝0，1，…N_G-1，q是任意整数。

不同族的CAZAC序列可以通过不同的族序号u来体现，可以看到，由于u的取值很多，所以该系统可以支持很多小区。

参照图4所示，对循环移位过程作详细描述。对于同一族的CAZAC序列来说，可以支持的多用户数目是有限的。最大用户数

N_{UE \max} = [\frac{N_{G}}{CP \times \frac{m}{n}}] .

其中，m＝N_G＝M，n＝N，在5M带宽条件下，M＝151，N＝256，CP＝31，可得N_UEmax＝8。如果按照每用户的数据信息占用50个子载波来计算，共支持6个用户，因此，可将原始M位CAZAC序列每循环移位位后分配至一个用户，作为导频训练序列。

由于CAZAC序列对序列长度的特殊要求，M需取素数才可保证良好的正交性。因此，当Short Block中规定导频占用子载波数为非素数时，实际中可取距离规定子载波数最近的素数。具体取值可对照表一，例如，在5M带宽条件下，Short Block中规定导频占用子载波数为150点，实际可取M＝151。

表一是SB中实际占用的载波数目

带宽	1.25MHz	2.5MHz	5MHz	10MHz	15MHz	20MHz
带宽	1.25MHz	2.5MHz	5MHz	10MHz	15MHz	20MHz	IFFT大小(N)	64	128	256	512	768	1024
规定占用子载波数	37	75	150	300	450	600	IFFT大小(N)	64	128	256	512	768	1024
规定占用子载波数	37	75	150	300	450	600	实际占用子载波数(M)	37	73	151	293	449	601

如图5所示，揭示了DFT-S OFDM调制模块的内部结构及处理方法。当生成导频训练序列后，首先，通过M点转换模块对作M点DFT或FFT变换，将时域序列转换至频域。然后，通过M到N子载波映射模块完成频域内M点子载波到N点的子载波映射，实质上是频域上的扩频。具体方法可以采用集中式映射方法，即向M点序列信号末端插入零值，得到N点的扩频信号。

B_{i} (k) = \{\begin{matrix} a_{i} (k) & if & 0 < k \leq M \\ 0 & if & M < k \leq N \end{matrix}

完成频域扩频后，需要对频域信号作频域-时域的转换，即通过N点IFFT模块，将频域训练序列转换为时域训练序列。

在时域训练序列前加循环前缀形成一个Short Block，保护信号的有效信息，消除码间干扰。循环前缀是训练序列后尾部分的复制，附加在训练序列前端，长度等于或大于信道的最大延迟，即使信号通过时散信道，也能保证子信道间的正交性，避免码间干扰(ISI)。这里取循环前缀长度为31点。

多用户情况下，比如用户数目为6，各个用户的相对时延为τ₁，τ₂，…，τ₆，不失一般性，令其相对时延满足0≡τ₁＝min{τ₁，τ₂，…，τ₆}≤τ₂≤…≤τ₆≡max{τ₁，τ₂，…，τ₆}。

设

，其中

表示零与实数α之间距离α最近的整数。对于用户i，设其多径信道记忆长度为L_i(以码片周期T_c为间隔)。对扩频后的时域导频训练序列添加长度为L_g的循环前缀，其中L_g满足L_g≥max{α₁，α₂，…，α₆}+max{L_i}-1，得到加入循环前缀后的Short Block导频信号为s_i(k)，即：

s_{i} (k) = \{\begin{matrix} b_{i} (k + N - L_{g}) & if & 0 < k \leq L_{g} \\ b_{i} (k - L_{g}) & if & L_{g} < k \leq M_{g} \end{matrix}

其中，M_g＝L_g+N。这里设L_g小于N。

s_i(k)即为用户i一个子帧中ShortBlock发送的导频信号。

成帧模块的作用是，按照已定义的帧结构将生成的2个Short Block与6个Long Block组合成为一个子帧，输出至发送天线进行传输。帧分解模块首先对接收天线接收到的时域信号进行子帧分解操作，得到从子帧信号中分离出来的ShortBlock。

如图6所示，描述了DFT-S OFDM解调模块的内部结构及处理方法，首先对一个Short Block作去循环前缀处理。

c(k-L_g)＝r(k) L_g＜k≤M_g

其中，L_g为循环前缀长度且小于N，M_g＝L_g+N。

通过N点FFT模块将时域信号转换为频域信号，得到C(k)，k＝1，…，N。

经过子载波映射模块作N点子载波到M点的子载波逆映射，完成对接收信号的频域解扩处理，接收序列上的有效频域信息被提取出来。具体方法可以采用集中式方法，即将N点序列信号末端接近零值的噪声舍弃，从而得到M点的有效的频域序列信号R_eff。

R_eff(k)＝C(k) k＝1，…，M

将R_eff经过M点IDFT模块作M点IDFT变换，得到有效的时域序列信号r_eff，送下一步信道估计干扰消除。

如图7-A所示，干扰消除的整体处理包括相关和去干扰。

相关参考导频序列的共轭与接收序列的内积处理，去干扰包括去除多用户干扰和多径干扰两个步骤。

如图7-B所示，在信道估计干扰消除模块中，首先在接收端根据不同用户，生成一组包含M个长为M点的CAZAC检验序列。此组CAZAC检验序列是由目标用户的CAZAC有效导频时域序列作M次循环移位而得到，产生方法类似发射机产生导频序列的方法。例如在5M的带宽下，即

e_{i, j} (k) = \{\begin{matrix} a_{i} (k + 151 - j) & if & 0 < k \leq j \\ a_{i} (k - j) & if & j < k \leq M \end{matrix}

其中1≤j≤151，当j＝0时，e_i，0(k)＝a_i(k)。

将e_i，j取共轭后与导频时域序列r_eff(导频时域序列由DFT-S OFDM解调模块的M点IDFT变换产生)作内积运算，即左乘e_i，j ^*(e_i，j的Hermitian转置)，得到

e_{i, j}^{*} r_{eff} = {| e_{i, j} |}^{2} h_{i, j} .

于是，可以得到信道各径的时域冲激响应

h_{i, j} = \frac{e_{i, j}^{*} r_{eff}}{{| e_{i, j} |}^{2}}

，各用户相对时延τ_i满足0≡τ₁＝min{τ₁，τ₂，…，τ₆}≤τ₂≤…≤τ₆≡max{τ₁，τ₂，…，τ₆}，及，即，根据最大多径时延的相应点数α_i，以及所得信道各径冲激响应h_i，j。

如图7-C所述，提取上述冲激响应序列前端的有效值，将其中后端的极小值当作噪声并置零消除。这一过程就是多径信道干扰消除过程，例如：在TU3信道模型，6径，最大多径延时点数18点，这个信道中，可取时域冲激响应序列前20点作为有效值，将其他点置零。得到

{\hat{h}}_{i, j} = \{\begin{matrix} h_{i, j} & if & 0 < j \leq j_{eff} \\ 0 & if & j_{eff} < j \leq M \end{matrix}

其中，j_eff表示冲激响应序列的有效径数。

最后，对信道的时域冲激响应序列

作M点的FFT变换，即可得到信道的频域响应H_i，j。

Claims

1.一种上行多用户码域导频信道估计系统，包括发射天线和接收天线，其特征在于，还包括：

2.根据权利要求1所述的上行多用户码域导频信道估计系统，其特征在于，所述DFT-S OFDM调制模块包括M点转换模块、子载波映射模块和N点IFFT模块；其中，

M点转换模块，用于将时域序列转换成频域序列；

N点IFFT模块，用于将频域训练序列转换为时域训练序列。

3.根据权利要求1所述的上行多用户码域导频信道估计系统，其特征在于，所述DFT-S OFDM解调模块包括N点FFT模块、子载波逆映射模块和M点IDFT模块；其中，

M点IDFT模块，进行M点IDFT变换，得到时域序列信号并发送。

4.根据权利要求1所述的上行多用户码域导频信道估计系统，其特征在于，其特征在于，所述信道估计干扰消除模块包括：

M点DFT变换模块，对时域信道响应进行DFT变换并发送。