CN101233710B - 发送装置、接收装置、移动通信系统及同步信道发送方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的发送装置包括振幅调节部件，该振幅调节部件对为了移动台确立同步而从基站发送的同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值。

Description

发送装置、接收装置、移动通信系统及同步信道发送方法
技术领域
本发明涉及通过OFDM方式进行通信的发送装置、接收装置、移动通信系统及同步信道发送方法。
背景技术
在多载波CDMA(Multi Carrier Code Division Multiple Access：MC-CDMA)方式和OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)调制方式等多载波传输方式中，在发送端由多个子载波对信息信号进行调制，以减少多路径延迟波导致的波形失真为目的而在发送信号中插入保护间隔。
作为使用了OFDM调制方式的多载波传输方式中的FFT定时的检测方式，已知有通过取得在每个码元中所插入的保护间隔部分的相关而检测FFT定时的方法。此外，已知有通过作为定时检测用信号，将相同的信号重复发送两次，并在接收端取两个码元之间的相关，从而检测FFT定时的方法。
此外，有将同步信号在特定的定时复用并发送的发送装置(例如，参照专利文献1)。该发送装置中，同步信号在所有的子载波中被以突发串式发送。例如，在该发送装置中，在设一个扰码模式的开始时间和同步信号的发送定时相同时，在一个扰码模式的重复时间τ内发送两次同步信号。
专利文献1：特开2003-152681号公报
非专利文献1：R.L.Frank and S.A.Zadoff，”Phase shift pulse codes with goodperiodic correlation properties”，IRE Trans.Inform.Theory，vol.IT-8，pp.381-382，1962.
非专利文献2：D.C.Chu.”Polyphase codes with good periodic correlationproperties”，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.IT-18，pp.531-532，July 1972.
非专利文献3：A.Milewski，”Periodic sequences with optimal properties forchannel estimation and fast start-up equalization”，IBMJ.Res.Develop，vol.27，No.5，pp.426-431，1983.
非专利文献4：B.M.Popovic，”Generalised chirp-like polyphase sequencewith optimum correlation properties”，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.38，pp.1406-1409，July 1992.
非专利文献5：N.Suehiro and M.Hatori，”Modulatable orthogonal sequencesand their application to SSMA systems”，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.34，pp.93-100，Jan.1998.
非专利文献6：3GPP TS25.213 Spreading and modulation(FDD)
发明内容
发明要解决的课题
但是，上述的背景技术中存在以下问题。
在时域中，OFDM的信号被加上了各种各样的子载波的信号。因此，在发送放大器中，需要将这些信号放大后由无线进行发送。但是，在发送放大器中，将有宽度的信号线性放大较为困难。这时，有时降低平均功率并进行限幅等处理，以不产生失真。
但是，在进行了这样的处理时，存在数据劣化、同步信道(SCH：Synchronization channel)的检测精度变差的问题。
此外，同步信道在系统中成为负载，所以为了不降低系统的效率，在同步信道中只能分配所有无线资源即时间和频率的极少一部分。这时，若不能调整同步信道的发送功率，则能够提供给同步信道的信号功率也会变小，所以存在移动台的小区搜索时间变长的问题。
因此，本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供能够改善同步信道的检测精度的发送装置、接收装置、移动通信系统及同步信道发送方法。
解决课题的方案
为了解决上述课题，本发明的发送装置的一个特征在于，包括振幅调节部件，对同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值。
根据这样的结构，能够以比数据单元更大的功率来发送同步信道。
此外，本发明的接收装置的一个特征在于，包括：同步信号副本生成部件，生成与整数值近似的同步信道副本；以及相关部件，进行接收到的多载波信号和同步信号副本的相关检测，并基于其结果来检测表示各个峰值的相关值和其定时。
根据这样的结构，能够减少接收装置中的有关相关处理的运算处理量。
此外，本发明的移动通信系统是包括发送装置和接收装置的移动通信系统，一个特征在于，所述发送装置包括：振幅调节部件，对同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值，所述接收装置包括：同步信号副本生成部件，生成与整数值近似的同步信道副本；以及相关部件，进行接收到的多载波信号和同步信号副本的相关检测，并检测表示各个峰值的相关值和其定时。
根据这样的结构，在发送装置中，能够以比数据单元更大的功率来发送同步信道，在接收装置中，能够减少有关相关处理的运算处理量。
此外，本发明的同步信道发送方法的一个特征在于，包括：同步信道生成步骤，生成同步信道；振幅调节步骤，对同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值；以及合成步骤，将被乘以振幅调节序列值的同步信道与数据码元序列进行合成。
根据这样的结构，能够以比数据单元更大的功率来发送同步信道，能够提高接收装置中的帧检测精度。
发明效果
根据本发明的实施例，可以实现能够改善同步信道的检测精度的发送装置、接收装置、移动通信系统及同步信道发送方法。
附图说明
图1是表示本发明一实施例的发送装置的方框图。
图2A是表示时域中的重复波形的说明图。
图2B是表示频域中的锯齿型的波形的说明图。
图3是表示同步信道码号和扰码组号的对应的一例的说明图。
图4A是表示同步信道的波形的生成方法的说明图。
图4B是表示基本波形的重复及由码反转的P-SCH信号波形的说明图。
图4C是表示基站中的P-SCH信号的生成的方框图。
图5A是表示同步信道的结构的说明图。
图5B是表示同步信道的结构的说明图。
图5C是表示同步信道的结构的说明图。
图5D是表示同步信道的结构的说明图。
图6A是表示同步信道的结构的说明图。
图6B是表示同步信道的结构的说明图。
图7是表示同步信道的结构的说明图。
图8是表示同步信道的结构的说明图。
图9是表示同步信道的波形的说明图。
图10A是表示同步信道的配置的说明图。
图10B是表示S-SCH中使用的信号波形的说明图。
图10C是表示S-SCH中使用的信号波形的说明图。
图11A是表示同步信道的种类的说明图。
图11B是表示P-SCH和S-SCH的复用方法的说明图。
图12是表示主同步信道的结构的说明图。
图13A是表示副同步信道的结构的说明图。
图13B是表示副同步信道的配置的说明图。
图13C是表示副同步信道的结构的说明图。
图13D是表示副同步信道的配置的说明图。
图13E是表示P-SCH和S-SCH的复用方法的说明图。
图13F是表示副同步信道的配置的说明图。
图13G是表示P-SCH和S-SCH的复用方法的说明图。
图13H是表示P-SCH和S-SCH的复用方法的说明图。
图14是表示同步信道码号和CP长度的对应的一例的说明图。
图15是表示同步信道码号、扰码号和CP长度的对应的一例的说明图。
图16是表示同步信道码号和扰码号的对应的一例的说明图。
图17A是表示同步信道的配置的说明图。
图17B是表示同步信道的配置的说明图。
图18A是表示本发明一实施例的接收装置的方框图。
图18B是表示本发明一实施例的接收装置的方框图。
图19A是表示帧定时检测的说明图。
图19B是表示帧定时检测的说明图。
图19C是表示帧定时检测的说明图。
图20是表示同步信道的结构的说明图。
图21是表示子帧的结构的说明图。
图22是表示本发明一实施例的发送装置的方框图。
图23是表示相关计算方法的说明图。
图24A是表示本发明一实施例的接收装置的方框图。
图24B是表示本发明一实施例的接收装置中的S-SCH检测时的同步检波的说明图。
图24C是表示本发明一实施例的接收装置中的S-SCH检测时的同步检波的说明图。
图24D是表示本发明一实施例的接收装置中的S-SCH检测时的同步检波的说明图。
图25A是表示对于副同步信道的平均化数的SNR和检测概率的关系的说明图。
图25B是表示对于副同步信道的平均化数的SNR和检测概率的关系的说明图。
图26是表示本发明一实施例的接收装置的方框图。
图27A是表示同步信道和公共导频信道的结构的说明图。
图27B是表示本发明一实施例的对于多个发送天线的SCH的发送方法的说明图。
图27C是表示本发明一实施例的对于多个发送天线的SCH的发送方法的说明图。
图28是表示本发明一实施例的发送装置的动作的流程图。
图29A是表示本发明一实施例的接收装置的动作的流程图。
图29B是表示本发明一实施例的接收装置的动作的流程图。
图29C是表示通过基准信号的小区ID检测的说明图。
图29D是表示通过基准信号的小区ID检测的说明图。
图29E是表示本发明一实施例的接收装置的动作的流程图。
图29F是表示本发明一实施例的接收装置的动作的流程图。
图30是表示各个扇区的同步信道的发送方法的说明图。
标号说明
10发送装置
20接收装置
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的实施例。
另外，在用于说明实施例的所有图中，具有相同功能的部分使用相同的标号，并省略重复的说明。
说明本发明实施例的移动通信系统。
本实施例的移动通信系统包括发送装置10和接收装置20。
下面，参照图1说明本实施例的发送装置10。
发送装置10发送同步信道。接收装置20使用该同步信道来检测码元定时和帧定时。并且，接收装置20使用同步信道检测扰码或扰码组等的控制信息。
发送装置10设置在发送无线信号的基站中。发送装置10包括多个数据信道生成器100.1～100.x。在各个数据信道生成器100中，将从发送数据发生单元101输入的发送数据序列在传输路径编码器102中进行编码，在数据调制单元103中进行数据调制。然后，在复用单元104对调制后的数据序列复用导频码元，在串并联变换单元105进行串并联变换而成为频率轴上的N/SF个的信息码元序列。串并联变换后的频率轴上的N/SF个的信息码元序列通过复制单元106，每个信息码元被复制与短周期扩频码的序列长度相等的码元数SF个，并被排列在频率轴上。对于被排列在频率轴上的N个信息码元序列，由乘法器108乘以短周期扩频码生成器107所生成的短周期扩频码。
在第1合成单元109中，对被乘以从各个数据信道生成器100输出的各个短周期扩频码的、序列长度为N的频率轴上的码元序列进行复用。对于被复用的序列长度为N的码元序列，在N个乘法器111的各个乘法器中，在频率方向上被乘以从扰码生成器110输出的扰码，并且对于被乘以扰码的码元序列，在N个乘法器118的各个乘法器中被乘以振幅调整单元115输出的振幅调节序列值，并输出到第2合成单元112。第2合成单元112将被乘以扰码及振幅调节序列值的序列长度为N的码元序列和在同步信号生成单元120中所生成的同步信号，在N个子载波中相应的特定子载波中进行复用。
傅立叶反变换装置(IFFT)113将N个码元变换为正交多载波信号。CP(循环前缀)附加单元114在每个傅立叶对象时间对该多载波信号插入在CP选择单元117所选择的CP。然后，发送装置10将该CP附加单元114输出的多载波信号作为无线信号而输出到空间。
在上述的发送装置中，说明了应用OFCDM的情况，但也可以应用OFDM。
这时，与OFCDM的扩频关联的部分被消除。具体来讲，数据信道生成器100.2～100.x、复制106、短周期扩频码生成器107、乘法器108及合成单元109被消除。此外，从串并联变换单元105输出N个信息码元。即，从串并联变换单元105输出的N个信息码元通过乘法单元111而被乘以扰码。
说明同步信号生成单元120中的同步信号的生成处理。
数据发生单元121生成同步信道的码。例如，数据发生单元121生成所有小区的公共码，例如1。由此，与范围内的小区无关，接收装置20通过取公共的同步信道的时间波形和接收信号的相关，能够容易地进行定时检测。
此外，如图2A所示，同步信号生成单元120也可以生成在时域中的重复波形。例如，数据发生单元121重复生成任意的基本波形。这时，在接收装置中，计算分离了重复周期的量的部分的相关值。在发送重复波形的定时，由于发送同样的波形，所以相关值变大。这时，在接收装置中，不需要知道SCH的波形，对分离的两处计算相关值，判断是否相同。
通过这样利用任意的重复波形，在接收装置中的定时检测时，可进行自相关的定时检测和频率偏移补偿。例如，由于相同的信号被重复发送，接收装置测量其相位并进行比较。接收装置基于相位的旋转量，能够进行定时检测和频率偏移补偿。这样，用接收信号的自相关来进行定时检测和频率偏移补偿，从而与副本相关的情况相比，能够减少运算量。
此外，如图2B所示，若将时域中的重复波形进行频率变换，则可得到频域中的锯齿型的波形。同步信号生成单元120也可以生成该频域下的锯齿型的波形。由此，能够得到与上述的效果相同的效果。
此外，时域中的重复波形的重复次数或者频域中的锯齿型的波形的锯齿间距也可以比2大。
此外，数据发生单元121也可以生成扰码和扰码组等的每个控制信息中所定义的同步信道用码。这时，如图3所示地，在扰码和扰码组等的每个控制信息中被定义同步信道。即，表示同步信道的同步信道码号和扰码和扰码组等控制信息相对应。这时，接收装置20通过计算被定义的所有同步信道波形和接收信号的相关，能够检测帧定时及扰码和扰码组等控制信息，能够缩短小区搜索的时间。因此，能够减少接收装置20中的消耗功率。
数据调制单元122对该同步信号用数据进行调制，并且，在串并联变换单元125进行串并联变换后成为频率轴上的N个码元序列。对码元序列的各个信号，由各个乘法器126在频率方向上乘以同步信号用扩频码生成器123所生成的同步信号用扩频码，从而生成N个并联同步信号。
例如，同步信号用扩频码生成器123根据参照图3说明的同步信道码号和扰码组号的对应，乘以与同步信道码对应的扰码组号所包含的扰码。
各个乘法器126生成N个并联同步信号，输入到N个乘法器119。在N个乘法器119的各个乘法器中，被乘以由振幅调节单元116所输入的振幅调节序列值，输出到第2合成单元112。
下面，详细说明本实施例的发送装置10的振幅调整单元115和116中的处理。
振幅调整单元115和116对同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值。例如，振幅调整单元115和116使用时域信号的峰值功率与平均功率比(PAPR：peak-to-average power ratio，峰均功率比)变得充分小的信号，进行降低同步信道的PAPR的处理。
在发送放大器中，数据信道被随机地输入数据，所以PAPR上升。因此，成为如图4A所示的随机的波形。在图4A中，纵轴是基站的发送功率，横轴是时间。
另一方面，同步信道是基准被固定的模式(pattern)，所以，通过选择某个模式，能够选择PAPR较低的信号。
在图4A中，用虚线表示了放大器能够输出的上限功率时，数据单元估计信号的变动边际(margin)，补偿设定得低于平均。
作为同步信道而生成PAPR为零，即不产生峰值的时间波形时，能够相应地发送比数据信道的平均大的输出信号。因此，能够提高接收装置20中的同步信道的检测精度。
振幅调整单元115和116为了形成不产生PAPR的波形，将振幅调整序列值输入到乘法单元118和119。这里，振幅调整序列值具有以下的特性。
(a)在时域及频域具有一定的振幅，例如序列的各个信号分量以exp(jθ)(j是虚数单位)为基本形。
(b)具有理想周期性自相关(Perfect periodic autocorrelation)特性。例如，除了零移位(Zero shift)之外自相关为0。
作为具有这样的特性的序列，可列举CAZAC序列(Constant AmplitudeZero AutoCorrelation sequence，恒定幅度零自相关序列)(例如，参照非专利文献1、2及3)。这样，通过使用CAZAC序列(CAZAC码)，自相关特性较佳，所以在接收装置中，能够提高基于副本相关的定时检测精度。
并且，也可以使用在上述特性的基础上还具有以下特性的序列。
(c)即使乘以该序列作为任意的复数的序列也仍具有上述的(a)、(b)的特性。
(d)具有最佳的互相关(optimum crosscorrelation)特性。例如，在序列长度为N上，将自相关(绝对值)抑制为
Figure S2006800280415D00091
作为具有以上的特性的序列，可列举GCL(Generalized Chirp-Like)序列(例如，参照非专利文献4)、Generalized Frank序列(例如，参照非专利文献5)。
此外，也可以使用Golay码(例如，参照非专利文献6)。通过使用Golay码，自相关特性较佳，所以在接收装置中，能够提高基于副本相关的定时检测精度。此外，根据码的性质，能够简化相关处理。
此外，在频域中，也可以使用通过将SCH带宽内生成的PN码由IFFT变换为时域而生成的信号。通过使用这样的信号，自相关特性较佳，所以在接收装置中，能够提高基于副本相关的定时检测精度。
此外，作为基本波形，也可以使用上述三种波形的任意一个，并将该波形重复发送。由此，能够简化接收装置中的接收处理。例如，接收装置只包括一个与基本波形对应的相关器，对其输出进行合成。
此外，在重复基本波形时，也可以包含码反转。由此，能够改善自相关特性，能够提高接收装置中的定时检测精度。
此外，也可以使在接收装置端，能够基于接收到的被重复发送的基本波形，选择根据自相关来进行定时检测还是根据副本相关来进行定时检测。例如，在重视处理量时，即要减少处理量时，接收装置根据自相关来进行定时检测。此外，在重视检测精度时，接收装置根据副本相关来进行定时检测。
例如，作为P-SCH信号波形，使用将自相关特性较好的基本波形进行码反转后重复的波形。
例如，在时域中，使用长度为1OFDM码元长L的1/N的基本波形。这时，基本波形使用Golay码、Gold码、正交Gold码等自相关特性较好的码。如图4B所示，将基本波形进行码反转后重复N次，从而形成作为信号整体其自相关特性也较好的码。在图4B中，横轴是时间(t)。例如，将基本波形A进行码反转后重复N次。图4中，用-A表示将基本波形A码反转后的波形。
若原样则会产生信号频带外分量，所以使其通过期望的信号带宽的滤波器，成为最终的P-SCH信号波形。
例如，在参照图1说明的发送装置10中，如图4C所示地使同步信号用扩频码生成单元123包括：基本波形生成单元123-1；被输入基本波形生成单元123-1的输出信号的重复及码反转单元123-2；以及被输入重复及码反转单元123-2的输出信号的频带限制滤波器123-3。
基本波形生成单元123-1生成码长度为L/N的基本波形。重复及码反转单元123-2进行码长度为L/N的基本波形的重复及码反转。例如，重复及码反转单元123-2进行N次码长度为L/N的基本波形的重复及码反转。其结果，码长度成为L。
频带限制滤波器123-3使波形通过期望的信号带宽的滤波器，从而输出最终的P-SCH信号波形。
期望的信号带宽为如下两种。
(1)设为提供给S-SCH的带宽。由此，可以消除对SCH频带外的其他信道的影响。
(2)设为系统带宽。由此，会出现若干对SCH频带外的其他信道的影响，但SCH信号波形的失真会变小，所以能够提高移动台中的检测精度。
在移动台端，准备与基本波形对应的相关器，将该输出进行码反转后合成。由此，能够以低运算处理量实现检测精度高的副本相关。
下面，详细说明本实施例的发送装置10的合成单元112中的处理。
如图5A所示，合成单元112以帧周期插入同步信道。在以帧周期插入同步信道时，合成单元112例如对同步信道进行时间复用，即保存到一部分时隙的OFDM码元中发送。这时，例如帧构成为时隙长度的整数倍。1帧由多个时隙，例如15个时隙构成，1时隙由多个OFDM码元，例如7个OFDM码元构成。
由此，在发送装置10中，在重发等闭环控制上，能够不意识到加入了同步信道的时隙而进行控制。即，往返时间(Round Trip Time)不变。此外，在接收装置20中，通过取接收信号和同步信道副本在时域中的相关，能够确定同步信道的接收定时，能够同时检测出码元定时与帧定时。此外，也可以是接收装置20通过取接收信号和同步信道副本在频域中的相关，确定同步信道的接收定时。这时，接收装置20在帧检测后，使用带有扰码的公共导频信道来检测扰码。
通过只在帧的一处设置同步信道，在同步信道被检测时，还能检测出帧的边界。此外，与设置多个的情况相比，可以提高同步信道的发送功率，能够提高检测精度。
此外，也可以是接收装置20在帧检测和扰码组检测后，使用带有扰码的公共导频信道来检测扰码。
至此，例如W-CDMA中，在时隙周期、即每个时隙中插入了同步信道，所以以最先检测出码元定时，然后检测出帧定时的两级步骤来进行帧定时的检测。该方法中，通过同步信道能够进行时隙的定时检测，但无法确定是帧的哪个部分。因此，在时隙的定时检测后检测是帧的哪个部分。根据本实施例，同步信道被检测出的时刻，可以确定帧，可了解时间定时，因此能够同时检测出码元定时和帧定时。
在本实施例中，说明了以帧为单位(周期)插入一处同步信道的情况，但也可以插入多处。即，可以至少插入一处同步信道。
例如，可以如图5B所示地，插入同步信道以使每个帧成为两周期，也可以如图5C所示地，插入同步信道以使每个帧成为四周期。
接收装置20通过取接收信号和同步信道副本的相关，确定同步信道的接收定时。这时取多个帧的相关并平均化。例如，在1帧内有1万处采样点时，在1万处取相关，并在其中寻找相关最大处。这时，平均多个帧的情况下，需要将1万个相关值暂时存储在存储器中。然后，在下一个帧取1万处的相关，通过将各处的相关值相加，从而提高S/N。因此，准备的存储器的容量变大。
通过设置多个同步信道对上述的多个帧进行平均化时，存储器的容量可以较小。每个帧为两周期信道时容量为1/2，每个帧为四周期信道时容量为1/4。
近而，通过增加每个帧的同步信道的数量，能够减少使用的存储器的容量。
配置多个同步信道时，配置以使其均等。即，以帧周期等间隔地插入同步信道。由此，能够容易地进行多个帧的平均化处理。
此外，配置多个同步信道时，配置以使其不均等。由此，能够容易地检测出帧的边界。
此外，通过在帧内插入多个同步信道，在接收端对多个同步信道的相关输出进行合成，从而能够得到时间分集效应，能够提高定时检测精度。
此外，如图5D所示，合成单元112以帧为周期对同步信道进行时间复用时，也可以设置独立的时隙，插入同步信道。这时，帧成为时隙长的整数倍+同步信道长。由此，可以使时隙内的结构全部相同，可以构成简单的无线I/F。即，能够简化发送接收处理。
下面，说明同步信道的结构。
如图6A所示，在W-CDMA中，时隙的开头保存了同步信道，但不仅是同步信道，还保存了数据信道。即，同步信道与其他信道被码复用后发送。该结构中，其他信道可以无需考虑同步信道而构成，但只能将总发送功率的一部分分配给同步信道。因此，在接收装置20中，为了检测同步信道而需要长时间平均化。在图6A中，纵轴是发送功率(码)，横轴是时间。
在本实施例中，如图6B所示，在某一时间，例如OFDM码元被分配给同步信道，因此能够将总发送功率分配给同步信道。通过这样构成，接收装置20可以缩短接收处理的时间，能够进行码元+帧定时检测。例如，1OFDM码元被分配给同步信道。在图6B中，纵轴是发送功率(码)，横轴是时间。
在W-CDMA中，仅1时隙无法检测同步信道，如频率复用型那样，使用时间上较长的同步信道。在W-CDMA中，使用多个时隙，取其相关，检测同步信号。即，为了进行同步信号的检测，需要一定程度的采样数。因此，在接收装置20中的接收时间变长，运算处理量也较大。
在本实施例中，在发送装置10能够将总发送功率分配给同步信道，因此能够增大分配的功率，能够缩短同步信道的发送时间。例如，在W-CDMA中需要1帧的10％左右的时间，但本实施例中能够减少到1％左右的时间。
此外，在接收装置20，能够缩短取帧的相关的时间，还能减少运算处理量。此外，能够用1次的同步信道进行码元+帧定时的检测，所以能够削减必要的缓冲量，还能减少消耗功率。
此外，合成单元112在如图7所示地将同步信道进行时间复用时，也可以分配给1OFDM码元的一部分子载波。例如，等间隔地分配给1OFDM码元的一部分子载波。此外，为了提高副本相关时的检测精度，也可以不等间隔地分配。在图7中，纵轴是频率，横轴是时间。
OFDM中，为了提高对于多路径的耐性，增加子载波数从而使OFDM码元长度变长。因此，将1OFDM码元全部分配给同步信号时，负载变大。
因此，合成单元112对一部分子载波分配同步信道，将剩余的子载波分配给其他信道。由此，能够降低同步信道的负载。
此外，即使是总发送功率被固定的情况下，通过改变同步信道与被复用的信道的发送功率分配比，能够调整同步信道的发送功率。此外，能够调整被复用的信道的发送功率。同步信道的发送功率的调整，例如在小区设计时通过操作员进行。
此外，合成单元112也可以如图8所示地，使用分配频率的至少一部分来离散地分配同步信道(正交复用型FDM)。由此，能够得到频率分集效应。
此外，合成单元112也可以如图8所示地分配同步信道，以使其叠加在至少一部分的数据信道而成为时分复用(非正交复用型TDM)。这时，同步信道叠加在至少一部分的OFDM码元而时分复用后被发送。
此外，合成单元112也可以如图8所示地分配同步信道，以使其等间隔地叠加在至少一部分的数据信道而成为频分复用(非正交复用型FDM)。由此，能够得到频率分集效应。
此外，合成单元112也可以如图8所示地分配同步信道，以使其与至少一部分的数据信道码分复用(非正交复用型CDM)。
其结果，如图9所示，属于扰码组的同步信道码Pk(1)，pk(2)，...，pk(2n)(k＝1、2、...、Kgrp)被分配给子载波。分配给子载波的同步信道码被输入到傅立叶反变换单元(IFFT单元)113，变换为正交多载波信号，被输入到CP附加单元114。CP附加单元114在每个傅立叶对象时间所输入的多载波信号中，插入CP选择单元117所选择的循环前缀(CP)。然后，发送装置10将该CP附加单元输出的多载波信号、即SCH时间波形作为无线信号输出到空间。该SCH时间波形被定义相当于组数的量。
此外，也可以在子载波之间以差动编码来配置同步信道序列。
这时，在接收装置端，由子载波之间的延迟相关来取出相位差信息，从而检测同步信道序列。
在子载波中直接加上同步序列时，若在频域存在衰落变动(频率选择性衰落)，则在频率轴上较长区间内无法进行同相相加。
使用子载波之间的相位差(通过差动编码)而加上同步信道序列，从而即使在频域存在衰落变动，只要相邻的子载波之间的衰落变动较小，通过用延迟检波性的相关来取出子载波之间的相位差，就能进行同相加法运算，能够得到比存在衰落变动时更高的检测精度。
此外，可以使用长序列的相关，所以可以准备很多序列。即，可以使用同步信道来发送很多信息。
这时，如图10A所示，不限于相邻的子载波之间，在同步信道在每隔两个子载波等情况下也能够应用。此外，通过准备两种序列并两级层化，从而能够增加可发送的控制信息量。
例如，两种序列分别为16个模式时，可以发送16×16＝256种信息。这时，使用同步信道，例如，发送16个小区ID、两个帧定时、两个扇区结构、两个MIMO天线结构、两个CP长度等信息。这时，作为两种序列的配置方法，例如可以轮番设为序列1、序列2。此外，作为序列，可以应用GCL序列、Walsh序列等。例如，应用了GCL序列时，GCL序列1为G1(1)，G1(2)，G1(3)...，GCL序列2为G2(1)，G2(2)，G2(3)...。
此外，作为后述的副同步信道的码，除了GCL码、Walsh码以外，还可以使用在频域中(1)正交码，或者(2)准正交码，或者(3)自相关和互相关特性较好的码中的任意一个。
具体来讲，使用在频率轴上相位以固定旋转速度进行旋转的正交码。
由此，对于任意序列长的码，能够形成正交码，能够改善第2阶段的检测精度。
并且，对于上述码，也可以进行系统中预先规定的频率轴上的扰频。这时，扰频不是对每个小区采用不同的扰频，而是进行一种扰频。在上述码中，由于在频率轴上相位以固定旋转速度进行旋转，所以在时间轴上形成脉冲波形，从发送放大器的效率的观点来看并不理想。在频率轴上进行扰频而变得无规则，从而能够解决发送放大器的效率问题。扰码为移动台已知，因此在取副同步信道的相关之前进行解扰(descramble)，取其相关，从而能够顺利地进行相关检测。
这里，也可以将属于扰码组的同步信道码pk(1)，pk(2)，...，pk(2n)分离为用于检测帧定时和用于检测扰码组等控制信息。例如，将用于帧定时的同步信道设为主同步信道(Primary-SCH)，将用于组检测的同步信道设为副同步信道(Secondary-SCH)。这里，设Primary-SCH为所有小区公共的波形。此外，Secondary-SCH具有在每个扰码组定义的波形。主同步信道和副同步信道与数据码元序列合成。
即，在主同步信道中被检测出接收定时，在副同步信道中被检测出接收帧和有关扰码的信息。例如，在主同步信道中，被通知码元定时(FFT定时)。此外，将主同步信道的插入间隔设为1帧，能够通过主同步信道而通知帧定时。使得能够通过主同步信道检测出码元定时和帧定时，从而无需通过副同步信道来通知帧定时。
此外，例如，也可以通过副同步信道检测扰码的组，也可以通过其检测至扰码组的扰码。通过检测至扰码，能够立即进行解调处理。例如，定义码为副同步信道，将不同码的模式分别与各个扰频组相对应。例如，有64种码组时，准备64种码的模式。如果，有512种扰码时，准备512种码的模式。这样，取与同步信道的相关。至此，使用导频信道从扰码组中检测了扰码。
此外，也可以将由副同步信道通知的信息仅设为扰码组的信息。由此，在接收装置中，能够减少接收处理的负担，能够提高检测精度。
此外，也可以由公共导频信道(Common pilot channel：CPICH)的模式来通知表示扰码组的信息。通过由CPICH的模式来通知，可以不需要用于通知扰码组的物理信道即副同步信道。
此外，也可以由副同步信道来通知表示系统带宽的信息。通过设同步信道的发送带宽为1.25MHz或者5MHz，在小区搜索阶段，移动台不需要识别系统带宽。此外，分配给同步信道的无线资源会成为负载，因此优选将其尽量减少。
此外，也可以由副同步信道来通知表示报告信道的带宽的信息。例如，对报告信道的每个带宽使用不同的副同步信道的信号，从而在接收端可以由副同步信道来检测出报告信道的带宽。
此外，也可以由副同步信道来通知表示发送天线数的信息。例如，同步信道和CPICH的发送天线数最大设为2。由此，在小区搜索阶段，不需要识别发送天线数。
此外，也可以由副同步信道来通知扇区数等有关小区结构的信息。例如，按照小区的扇区数而使用不同的副同步信道的信号，从而在接收端能够由副同步信道来检测出小区结构。
此外，也可以由副同步信道来通知有关基站的天线数的信息。例如，按照发送天线数而使用不同的副同步信道的信号，从而在接收端能够由副同步信道来检测出发送天线数。
此外，也可以由副同步信道来通知有关循环前缀(CP)长度的信息。例如，按照CP长度而使用不同的副同步信道的信号，从而在接收端能够由副同步信道来检测出CP长度。
作为用于S-SCH的信号波形，例如使用在同一定时互相关特性较好的码。
在S-SCH中，通过发送不同的码来通知控制信息，例如小区ID组。这时，为了使识别不同的控制信息变得简单，因此使用不同码之间的相关，例如互相关特性较好的码。但是，与W-CDMA时不同，成为频率轴上的码配置，因此不需要考虑频率轴上的移位，只要是在同一定时，即没有频率方向的移位的状态下互相关特性较好的码即可。根据这一点，由于上述的Walsh码和CAZAC码在同一定时正交，因此适用。例如，如图10B所示，使用了在同一定时互相关特性较好的码1(c1，c2，c3，c4，c5，...，cn-1，cn)和码2(d1，d2，d3，d4，d5，...，dn-1，dn)时，可以由码1通知信息A，由码2通知信息B。在图10B中，横轴是频率。
此外，作为用于S-SCH的信号波形，例如也可以使用包含定时移位而自相关和互相关特性较好的码。例如，通过在频率轴上移位而生成不同的定时。
除了互相关特性之外，还使用包含定时移位而自相关和互相关特性较好的码，从而除了码之外还可以通过定时移位，例如码的相位来通知信息。因此，能够加大发送的控制信息数。例如，能够将可发送的信息量增加码数×相位移位数。作为具有这样的特性的码，例如可以应用Gold码、正交Gold码等。例如，如图10C所示，使用了在同一定时互相关特性较好的码1(c1，c2，c3，c4，c5，...，cn-1，cn)和、将码1移位了规定的相位，例如相位偏移量1的码1(c2，c3，c4，c5，c6，...，cn-2，cn)时，可以通过码1通知信息A，通过将码1移位了相位偏移量1的码1来通知信息C。图10C中，横轴是频率。
Primary-SCH和Secondary-SCH被复用发送。例如，也可以像参照图7说明的那样，对1OFDM码元的一部分子载波分配Primary-SCH，对剩余的子载波分配Secondary-SCH。这时，如图11A所示，对1OFDM码元的一部分子载波，分配Primary-SCH(P(k))(k＝1，3，...，2n-1)和Secondary-SCH(S(k))(k＝2，4，...，2n)。
此外，也可以将Primary-SCH和Secondary-SCH分配给不同时隙中发送。此外，也可以像参照图8说明的那样，使用分配频率的至少一部分，离散地分配Primary-SCH和Secondary-SCH(正交复用型FDM)。由此，能够得到频率分集效应。
此外，也可以分配为使Primary-SCH和Secondary-SCH叠加到至少一部分的数据信道而成为时分复用(非正交复用型TDM)。这时，Primary-SCH和Secondary-SCH叠加到至少一部分的OFDM码元而时分复用后发送。
此外，也可以使Primary-SCH和Secondary-SCH等间隔地叠加到至少一部分的数据信道而成为频分复用(非正交复用型FDM)。由此，能够得到频率分集效应。
此外，也可以分配为使Primary-SCH和Secondary-SCH与至少一部分的数据信道码分复用(非正交复用型CDM)。
同步信道被分离为Primary-SCH和Secondary-SCH而发送时，接收装置20由Primary-SCH检测帧定时，并基于所检测的帧定时，使用Secondary-SCH检测扰码信道。
由此，在帧定时检测时刻计算一种同步信道波形，这里计算Primary-SCH和接收信号的相关即可，此外，在帧定时检测后，仅在帧定时计算同步信道波形，这里基于Secondary-SCH和接收信号计算即可，因此与相应于码组数量来定义所有页面(page)的同步信道波形的结构相比，能够减少接收装置中的运算量。
此外，由S-SCH通知表示扰码组的信息时，也可以预先定义组数量的不同的波形，由该波形进行通知。由此，在组数较少时，能够减少接收处理的负担，能够提高检测精度。
此外，由S-SCH通知表示扰码组的信息时，也可以以应用了信道编码的控制比特的形式进行通知。由此，特别是组数较多时和由S-SCH通知表示扰码的信息以外的控制信息时，能够减少接收处理的负担，能够提高检测精度。此外，也可以应用CRC，因此能够提高检测的可靠性。
此外，如图11B所示，也可以将P-SCH和S-SCH在同一OFDM码元上用FDM进行复用。在图11B中，纵轴是频率，横轴是时间。
由此，与用TDM复用的情况相比，在分配SCH的码元数相同时，P-SCH和S-SCH都能在很多OFDM码元中，例如在时间上离散配置，因此能够加大时间分集效应。
此外，S-SCH和P-SCH被配置在同一OFDM码元中，所以在S-SCH检测时，容易进行以P-SCH作为基准的同步检波。能够在与S-SCH接收定时相同的时间进行信道估计，因此能够进行有效的同步检波。
作为P-SCH和S-SCH的FDM方法，有以下两种。
(1)设为每隔1个子载波的规则的配置，使P-SCH和S-SCH交错。由此，能够得到较高的频率分集效应。
同步检波S-SCH时，对于周频率轴上任意S-SCH的子载波，P-SCH始终均等地配置在其两侧，因此能够高精度地进行以P-SCH作为基准的信道估计。由于是FDM，因此也不会产生P-SCH和S-SCH的干扰。
(2)设为P-SCH和S-SCH在频率轴上不规则地交替插入配置。这时，配置的方法由系统事先定义。作为(1)的问题点，P-SCH在频率轴上每隔1个子载波配置时，在时域成为两次重复波形，因此在定时检测时出现多个峰值而使检测精度劣化。通过在频率轴上不规则地配置P-SCH，能够避免该问题点。
例如，在10msec帧内2个或4个OFDM码元中配置P-SCH和S-SCH。通过在10msec帧内配置多个，能够得到时间分集效应。
在2个或4个OFDM码元中配置P-SCH和S-SCH时，W-CDMA的SCH的负载，例如，假设10％的发送功率比时，能够减小SCH负载到约1％以下。例如，用5MHz以上的系统带宽发送1.25MHz的SCH时，能够减小SCH负载。
此外，由于能够在时间上集中配置SCH，因此能够用比W-CDMA更少的SCH负载来实现高速小区搜索。
下面，参照图12说明主同步信道的发送处理和接收处理。
发送装置10也可以由不连续的(discrete)子载波来发送主同步信道。例如，每隔1个子载波进行发送。例如，从某个子载波开始由第1、3、5、7号子帧，以所有小区公共的PN-like的模式进行发送。这时，所有的子帧发送公共的主同步信道。其结果，时间信号成为相当于载波间隔的重复信号。即，通过每隔1个子载波进行发送，时间上同样的模式被重复。即，在有效数据期间(Effective data duration)被重复两次时间上同样的模式。同样地，每隔两个子载波发送时，在有效数据期间被重复三次时间上同样的模式。即，空出子载波的间隔进行发送，从而相同的信号被重复发送。
由此，移动台(接收装置)比较被重复发送的主同步信道，通过计算主同步信道之间的相位旋转量等，能够取得频率同步。
作为接收端的处理，检测接收信号之间在时域中的互相关。这时，在隔开1载波以上来配置同步信道时是有效的。这时，能够根据相关值的相位旋转量而检测频率漂移(drift)量。
此外，检测接收信号和主同步信道在时域中的相关。这时，能够根据OFDM码元内的部分相关的相位旋转量而检测频率漂移(drift)量。
下面，参照图13A和图13B说明副同步信道的发送处理和接收处理。
在帧中配置多个副同步信道时，也可以配置不同的副同步信道。即，对帧的每个同步信道改变码模式。例如，根据扰码组和子帧的位置而设为不同的调制模式。
说明这时的接收处理。
作为副同步信道的检测方法，有频域处理和时域处理。
频域处理中如图13A所示，由主同步信道而已知码元定时，因此已知进行FFT处理的场所。所以，在FFT处理后进行。在使用绝对相位时，检测接收信号和副同步信道的相关。这时，有时因衰落的相位旋转而产生特性劣化。在使用与接近的主同步信道的绝对相位时，使特性追随衰落的相位旋转。即，把主同步信道看作导频，返回副同步信道的相位。然后计算相关值。
时域处理在FFT之前进行，检测接收信号和副同步信道的相关。这时，在隔开两个载波以上来配置时，存在接收信号之间的互相关。
此外，如图13B所示，将主同步信道和副同步信道配置在同一码元中。由此，能够减少由主同步信道进行信道估计时的衰落的影响。例如，在不同的码元位置上配置了主同步信道和副同步信道时，特别在快速移动中受到衰落变动的影响。例如，在不同的码元位置上被配置主同步信道P1、P2、P3、...、PN/2和副同步信道S’k，1、S’k，2、S’k，3、...、S’k，N/2(k：扰码组索引，N：子载波号)。主同步信道在所有小区通用，副同步信道是表示扰码的码控制比特(扰码)。
此外，也可以如图13C所示地，对同一OFDM码元由FDM进行复用，即不是像图13B那样交错配置P-SCH和S-SCH，而是连续地配置P-SCH和S-SCH。此外，也可以如图13D所示地，对同一OFDM由CDM进行复用，即，使P-SCH和S-SCH重叠。
如图13E所示，将P-SCH和S-SCH在同一OFDM码元上进行码复用，从而与用FDM进行复用的情况相比，P-SCH在频率轴上连续配置，因此不会产生每隔1子载波配置P-SCH时产生的定时检测精度的劣化问题。
此外，可以取较大的S-SCH的子载波数，即频率轴上的码长度，所以能够发送很多控制信息，例如小区ID组等。
对S-SCH进行同步检波时，在频率轴上对于任意一个S-SCH的子载波，P-SCH都被复用在同一子载波上，所以可进行将P-SCH作为基准的信道估计。
例如，在10msec帧内2个或4个OFDM码元中配置P-SCH和S-SCH。
这样，通过在10msec帧内配置多个，能够得到时间分集效应。
在2个或4个OFDM码元中配置P-SCH和S-SCH时，W-CDMA的SCH的负载，例如，假设10％的发送功率比时，能够减小SCH负载到约1％以下。例如，用5MHz以上的系统带宽发送1.25MHz的SCH时，能够减小SCH负载。由于能够在时间上集中配置SCH，因此能够用比W-CDMA更少的SCH负载来实现高速小区搜索。
此外，也可以如图13F所示地将P-SCH和S-SCH在不同的OFDM码元上用TDM进行复用。
例如，如图13G所示，将P-SCH和S-SCH在不同的OFDM码元上用TDM进行复用。由此，与用FDM复用的情况相比，P-SCH在频率轴上连续配置，因此不会产生每隔1子载波配置P-SCH时产生的定时检测精度的劣化问题。
此外，可以取较大的S-SCH的子载波数，即频率轴上的码长度，所以能够发送很多控制信息，例如小区ID组等。
作为P-SCH和S-SCH的配置，有以下所示的两种配置。
(1)如图13G所示，隔开规定的帧量而配置P-SCH和S-SCH。由此，例如隔开5msec而配置时，5msec的单位可采用相同的结构。
(2)如图13H所示，在时间轴上相邻地配置P-SCH和S-SCH。由此，在S-SCH检测时，能够进行以P-SCH为基准的同步检波。
具体来讲，在10msec帧内2个或4个OFDM码元中配置P-SCH和S-SCH。
这样，通过在10msec帧内配置多个，能够得到时间分集效应。
在2个或4个OFDM码元中配置P-SCH和S-SCH时，W-CDMA的SCH的负载，例如，假设10％的发送功率比时，能够减小SCH负载到约1％以下。例如，用5MHz以上的系统带宽发送1.25MHz的SCH时，能够减小SCH负载。
此外，由于能够在时间上集中配置SCH，因此能够用比W-CDMA更少的SCH负载来实现高速小区搜索。
下面，详细说明本实施例的发送装置10的CP附加单元114中的处理。
CP附加单元114在每个傅立叶对象时间，对多载波信号中插入CP选择单元117所选择的CP。
CP(cyclic Prefix)是为了即使信号因延迟波而在各种各样的定时到达，也能够吸收对信号处理的影响而设置的。实际上，一般由系统测量一组多路径，并基于其结果而决定CP。这时，如果是来自一个基站的信号，则可知会产生哪种程度的延迟，因此基于该延迟而决定CP。
但是，是由来自多个基站的信号所合成的组播时，除了单纯的多路径引起的接收定时的分散之外，还会产生从多个基站发送信号而导致的传播延迟。即，被追加传播延迟的差，比接收来自一个基站的信号的情况，其分散更大。因此，组播的情况和普通的通信，例如单播的情况下，延迟的大小完全不同。
因此，在本实施例中，作为无线帧，准备多种，例如两种。即，准备CP长度不同的多种，例如两种CP。组播时使用具有较长的CP长度的CP，单播时使用具有较短CP长度的CP。单播时，若使用CP长度较长的CP，则传输效率下降，因此在组播时使用CP长度较长的CP。
如图14所示，CP选择单元117将同步信道码号和CP长度相对应地存储。CP选择单元117基于该对应而选择CP长度。
此外，CP选择单元117也可以例如图15所示地，将同步信道码号和扰码组号以及CP长度相对应地存储。图15中，表示了CP长度为两种的情况。
此外，CP选择单元117也可以例如图16所示地，将同步信道码号和扰码组号相对应地存储。
在本实施例中，说明使用CP长度不同的两种CP的情况。
如上所述，具有较长的CP长度的CP在从多个基站发送相同的信号的组播的情况下使用。由此，可以吸收来自多个基站的传播延迟。
具有较短CP长度的CP在组播以外的例如单播时使用。
CP附加单元114将由CP选择单元117所指定的CP附加到从IFFT输出的多载波信号中。
例如，如图17A和图17B所示，CP附加单元114附加CP，以使同步信道被配置在帧的开头或者末尾。图17A表示CP长度较短的情况，即帧内的OFDM码元数较大的情况，图17B表示CP长度较长的情况，即帧内的OFDM码元数较小的情况。在同一系统内，使用不同的CP长度时，子载波的间隔一定时，帧内的OFDM码元数会改变，因此对于帧边界的同步信道的位置也会改变。这样，通过附加CP，以使同步信道被配置在帧的开头或者末尾，能够与CP长度无关地，使对于同步信道位置的帧边界的位置不变，因此能够容易进行接收装置20中的帧边界(帧定时)的检测。
下面，参照图18A说明本发明实施例的接收装置20。
本实施例的接收装置20包括扰码接收定时检测电路200。
扰码接收定时检测电路200输入由天线接收到的组播信号，检测并输出扰码接收定时及FFT定时。
具体来讲，扰码接收定时检测电路200将由天线接收到的组播信号输入到相关器201。另一方面，同步信号副本生成器202生成预先设定的同步信号副本，依次输入到相关器201中。在相关器201中，进行接收到的多载波信号和同步信号副本的相关检测，其结果，所得到的表示各个峰值的相关值和其定时被存储在相关值和定时的存储器203中。定时检测电路204从相关值和定时的存储器203内的存储值中选择最大相关值和定时，作为扰码接收定时存储在存储器205中。定时检测电路204还通过扰码接收定时来计算FFT定时，存储到存储器205。FFT定时从该存储器205被输出到CP除去电路，扰码接收定时被输出到扰码确认电路和解调电路。
例如，作为P-SCH信号波形，使用了将自相关特性较好的基本波形反转后重复的波形时，接收装置20成为图18B所示的结构。
即，在参照图18A说明的接收装置10中，相关器201由对于基本波形的相关器201-1、被输入对于基本波形的相关器201-1的输出信号的码反转单元201-2、被输入码反转单元201-2的输出信号的对于上位层码的相关器201-3所构成。
对于基本波形的相关器201-1进行多载波信号和基本波形的相关检测。这里，码长为L/N。码反转单元201-2将对于基本波形的相关器201-1的输出信号进行码反转。对于上位层码的相关器201-3对于码反转单元201-2的输出进行与上位层码的相关检测，并将P-SCH相关值输入到相关值和定时的存储器203中。这里码长为N。由此，可以不需要码长为L的较长的相关值。
下面，参照图19A、图19B、图19C、图20说明相关器201中的处理。
相关器201取CP长度最小的同步信道副本与接收信号的相关。由此，能够用一种搜索方法来检测帧定时。
例如，如图19A所示，接收装置20设定有效码元S1、S2、S3和S4作为相关计算中使用的同步信道，设定S4被保存的同步信道副本作为CP。例如，使用CP长度较短的SCH。即，复制S4的部分设为CP。该同步信道副本中保存了CP长度最小的CP。
这里，从发送装置10发送了被附加CP长度较短的CP的信号时，在S4的部分中出现相关峰值(图19B)。另一方面，从发送装置10发送了被附加CP长度较长的CP的信号时，也在S4的部分中出现相关峰值(图19C)。
从发送装置10发送了被附加CP长度较短的CP的信号和被附加CP长度较长的CP的信号时，出现相关峰值的都是S4的部分。由于同步信道副本的信号长度已知，因此OFDM码元的结尾可知，取相关的定时可知。
此外，通过将同步信道配置在帧的末尾，能够容易地检测出帧的边界。
此外，如图20所示，在将1帧分割为多个子帧中，也可以在子帧的末尾，即子帧的最后OFDM码元中配置同步信道。子帧中被配置有OFDM码元和保护间隔。保护间隔(循环前缀)的长度被定义为多种，例如两种，其长度也可以对每个子帧都不同。例如，保护间隔的长度基于发送方法，例如单播或者组播而决定。
这时，各个子帧内的码元数存在两种。例如，存在组播的子帧和单播的子帧这两种。即，子帧内的码元数会改变。有效码元长和较短的保护间隔通用。
将主同步信道配置在子帧的末尾，在移动台端计算CP长度较短的主同步信道的码元和接收信号的相关。这时，子帧的CP长度较长或者较短时，都在从子帧的末尾开始CP长度较短的主同步信道的长度之前的定时，观测相关值的峰值。即，有效数据码元长+较短的CP长量，在具有较短的CP长量的CP的子帧，具有较长的CP长量的CP的子帧中相同，所以终端能够不必识别CP长度而进行载波频率和同步定时检测。由此，不必识别子帧中所使用的CP长度，即与CP长度无关，同步信道的发送定时(位置)不变，因此即使没有CP长度的信息，移动台也能计算相关值而进行同步信道的搜索，能够确定帧定时。此外，帧之间的相关值的平均化也可以不意识到CP长度而进行。此外，进行多个子帧之间的平均化时，同步信道的发送定时也(位置)不变，因此容易进行平均化。
此外，同步信道没有被配置在子帧的末尾时，假设与较长的CP长对应的定时和与较短的CP长对应的定时，并取其相关。
此外，同步信道没有被配置在子帧的末尾时，也可以通知CP长。例如，对每个帧预先指定CP长的长度。预先保存用于表示同步信道中所使用的CP的CP长的信息。
公共导频也可以同样地配置在子帧的末尾。
此外，系统所定义的特定的一部分子帧，例如开头的子帧一定设为单播。即，开头的子帧在组播中不使用。
组播的子帧为了能够进行软合并(soft-combining)而设为在小区之间通用的扰码，因此在小区搜索时，组播的子帧的公共导频无法在扰码检测时使用。
因此，将开头的子帧一定设为单播(采用小区固有的扰码)，从而能够解决上述的问题，能够在小区搜索中将公共导频用于扰码检测。
此外，在BCH中，被报告小区固有的系统信息，因此通过由单播发送而配置在开头的单播专用的子帧中，从而可实现高效的无线帧结构。
作为一例，参照图21说明在10msec的每个无线帧中被发送两个同步信道的情况。开头的子帧一定设为单播，使用被乘以小区固有的扰码的导频。后续的子帧可使用于单播或者MBMS。单播时应用施加了小区固有的扰码的导频和较短的CP，MBMS时应用施加了小区公共的扰码的导频和较长的CP。
此外，通过将BCH配置在同步信道的一定时间之后，移动台能够在使用同步信道进行小区搜索后，立即接收BCH，能够减少BCH接收完毕为止的时间。
下面，说明用不同的CP长的基准信号(Reference signal)来进行小区ID检测的情况。
这时，也可以由系统预先规定特定的子帧的CP长。
例如，决定帧开头的子帧使用较长的CP长(long CP)或者较短的CP(shortCP)。在小区搜索时，使用子帧的基准信号来检测小区ID。此外，使用基准信号，除了小区ID之外，还可以检测扇区ID等其他信息。
这时，由S-SCH通知帧内的各个子帧的CP长。例如，通知所有子帧的CP长。由此，由S-SCH通知的信息数量增加，但在小区搜索中能够利用所有子帧的基准，因此能够快速地检测出小区ID。
此外，也可以仅对一部分子帧，由S-SCH通知CP长。在小区搜索中，不需要使用那么多子帧数，因此可以将由S-SCH通知的信息数设为必要最低限度。移动台仅利用被通知的子帧的基准信号。
此外，也可以使系统中使用的各个子帧的CP长为完全任意，移动台盲(blind)检测CP长。这时，检测与两个CP长对应的基准信号，使用相关值较大一方的结果。
说明基准信号的带宽。
SCH由1.25MHz的固定带宽所发送，但基准信号的带宽在小区搜索阶段不知道。因此，根据以下的方法来决定所使用的基准信号的带宽。
(1)由S-SCH通知基准信号的带宽。由此，由S-SCH通知的信息数增加，但能够利用基准信号的所有带宽，能够实现快速小区搜索。
(2)使用与由S-SCH通知的BCH带宽相同带宽的基准信号。由S-SCH通知BCH的带宽时，至少以BCH带宽以上的带宽来发送基准信号，因此在小区搜索中使用与BCH相同带宽的基准信号。由此，不用增加由S-SCH通知的信息数量，就能够利用较宽的带宽的基准信号。
下面，说明公共导频被配置在子帧的末尾时的发送装置10的结构。如图22所示，发送装置10包括与合成单元109连接的导频信号生成单元130。
在图22中，应用OFDM时，也同样消除了与OFDM的扩频相关联的部分。具体来讲，数据信道生成器100.2～100.x、复制106、短周期扩频码生成单元107、乘法器108以及合成单元109被消除。此外，从串并联变换单元105输出N个信息码元。即，从串并联变换单元105输出的N个信息码元通过乘法单元111被乘以扰码。
此外，从发送装置10发送同步信道至接收装置20时，需要通知有关被附加的CP长的信息，例如由控制信道通知。这时，需要通知有关被附加在控制信道的CP长的信息，通过预先设定控制信道附加具有较长的CP长的CP，使接收装置20知道。
此外，发送装置10也可以由前帧的控制信道通知有关被附加的CP长的信息，在接收装置20中也可以由低层取其相关进行区别。
此外，在计算相关时，接收装置20计算接收信号和同步定时副本的相关，基本上需要实数(复数)计算。
这时，如图23所示，相关器201对于同步信道副本，使其近似于整数值，例如±1。由此，能够用接收采样信号的加减运算来进行接收装置20中的相关处理。此外，相关器201设想该相关处理，将同步信道的时间波形使用接近整数值例如±1的信号。例如，在移动台的接收装置中，计算该信号和接收信号的相关。这时，能够由加减运算来实现相关计算。由此，能够减少接收装置20中的运算处理量，减少消耗功率。
下面，参照图24说明设想了在频域中的处理的接收装置。
接收装置30包括：被输入接收信号的FFT单元302；与FFT单元302连接的信号分离器304；与信号分离器304连接的信道估计单元306；与信号分离器304和信道估计单元306连接的解调单元308；与解调单元308连接的副同步信道相关单元310；与副同步信道相关单元310连接的峰值检测单元312。
通过FFT定时检测单元，使用主同步信道求FFT定时，并输入到FFT单元302。
在FFT单元302中，进行FFT处理，并输入到信号分离器304。
通过信号分离器304，被复用的信号分配到主同步信道(P-SCH)和副同步信道(S-SCH)。
例如，在P-SCH和S-SCH由FDM复用时，信道估计单元306对于S-SCH的同步检波，使用检波的S-SCH子载波两侧的N个P-SCH作为基准(相当于导频)而进行信道估计。这时，P-SCH的码为已知。
N越大则噪音干扰的抑制效果越高，但过大则会受到频率选择性衰落的影响。因此，作为N使用1～3左右的值。此外，这时，也可以随着从检波的S-SCH子载波的距离越远，使用较小的加权。
例如，如图24B所示地对s2进行检波时，使用p2和p3进行信道估计。进而，也可以加上p1和p4进行信道估计。从这一观点出发，对于信道估计来说优选使用CAZAC码这样的低振幅的码作为P-SCH。
此外，例如，在P-SCH和S-SCH由TDM复用时，信道估计单元306对于S-SCH的同步检波，也可以使用与检波的S-SCH子载波相同的子载波上端和两侧的N个P-SCH作为基准(相当于导频)而进行信道估计。这时，P-SCH的码为已知。
N越大则噪音干扰的抑制效果越好，但过大则会受到频率选择性衰落的影响。因此，作为N使用1～6左右的值。此外，这时，也可以随着从检波的S-SCH子载波的距离越远，使用较小的加权。
例如，如图24C所示地对s4进行检波时，使用p4进行信道估计。进而，也可以加上p3和p5进行信道估计。
此外，例如，在P-SCH和S-SCH由CDM复用时，信道估计单元306对于S-SCH的同步检波，也可以使用与检波的S-SCH子载波相同的子载波上端和两侧的N个P-SCH作为基准(相当于导频)而进行信道估计。这时，P-SCH的码为已知。
N越大则噪音干扰的抑制效果越高，但过大则会受到频率选择性衰落的影响。因此，作为N使用1～6左右的值。此外，这时，也可以随着从检波的S-SCH子载波的距离越远，使用较小的加权。
例如，如图24D所示地检波s4时，使用p4进行信道估计。进而，也可以加上p3和p5进行信道估计。
主同步信道被输入到信道估计单元306，副同步信道被输入到解调单元308。
在信道估计单元306中，进行信道估计，其结果被输入到解调单元308。
在解调单元308中，进行解调处理。这时，进行相位、振幅补偿。例如，解调单元308在衰落的影响较小的范围内使用与解调的副同步信道的子载波相邻的至少两侧的子载波的主同步信道而进行解调处理。
副同步信道相关单元310取副同步信道的相关。
峰值检测单元312通过检测峰值，进行扰码、帧定时等控制信息的检测。
说明副同步信道相关时的主同步信道的频率方向的平均化数。
图25A表示步行速度中的SNR和检测概率的关系。
在图25A中，横轴表示SNR，纵轴表示检测概率(Detection probability)。Nref表示主同步信道的子载波数。
在图25A中，fD＝5.55Hz、Nref＝2是两侧的一个子载波，Nref＝4是两侧的两个子载波，Nref＝6是两侧的三个子载波。
根据图25A，可知增加利用的子载波数，能够使检测概率提高。但是，通过增加利用的子载波数，衰落的影响也会变大。
图25B表示车的行使速度中的SNR和检测概率的关系。
在图25B中，横轴表示SNR，纵轴表示检测概率(Detection probability)。Nref表示主同步信道的子载波数。
在图25B中，fD＝5.55Hz、Nref＝2是两侧的一个子载波，Nref＝4是两侧的两个子载波，Nref＝6是两侧的三个子载波。
根据图25B，可知增加利用的子载波数，能够使检测概率提高。但是，通过增加利用的子载波数，衰落的影响也会变大。
下面，参照图26说明通过自相关而进行定时检测、频率偏移的补偿的接收装置20。
本实施例的接收装置20包括扰码接收定时检测电路200。
扰码接收定时检测电路200输入由天线接收到的多载波信号，检测并输出扰码接收定时和FFT定时。
具体来讲，扰码接收定时检测电路200将天线用重复周期T发送的多载波信号在延迟附加单元206中，延迟时间T，并将被附加了延迟的信号和附加延迟之前的信号通过加法器207进行加法运算，加法运算过的信号在积分器208中对于重复时间T进行积分，并被输入到峰值检测单元209。峰值检测单元209基于被输入的信号进行定时检测。通过这样构成，能够通过自相关而进行定时检测、频率偏移的补偿。
此外，发送装置10也可以应用发送分集而发送同步信道(SCH)。
例如，利用适合于使用了SCH的小区搜索的发送分集而进行发送。在小区搜索中，与通常的数据信道的发送接收不同，基站-移动台之间的控制环没有确立，因此使用开环型的发送分集。此外，在小区搜索中，在接收装置20进行相关检测，因此适合切换型的发送分集或者延迟分集。例如，作为发送分集，可以应用TSTD(Time Switched Transmit Diversity)、FSTD(FrequencySwitched Transmit Diversity)、CDD(Cyclic Delay Diversity)中的任意一个。
此外，进行MIMO传输时，从多个天线中的特定的一个天线发送。此外，也可以通过TSTD(Time Switched Transmit Diversity)来发送。此外，也可以通过同时发送来得到延迟分集。例如，具备4条天线的发送装置时，4条发送天线都以1/4的功率进行发送。此外，这时，天线之间错开发送定时。由此，在接收装置端能够得到较高的路径分集效果。
此外，在包括多个发送天线时，也可以仅从2条天线发送SCH、CPICH。也可以是从所有天线发送SCH，仅从2条天线发送CPICH。
从4条天线发送CPICH时，例如使其能够在频率轴上正交地进行发送。在接收装置中，通过被发送的公共导频信号而进行信道估计，进行控制信道的解调。从4条天线发送时，不得不使用频率轴上离散处的公共导频信号，因此存在信道估计精度下降的问题。优选导频的间隔在频率轴上较窄。因此，仅从2条天线发送CPICH。由此，要正交复用的CPICH数减少为2，所以能够保持较高的正交性。所以，能够提高利用了CPICH的信道估计等的精度，能够提高L1/L2控制信道等的接收质量。
这时，移动台在小区搜索时设想最大仅从2条天线发送而进行处理即可。因此，能够简化接收处理，此外，还能简化无线接口。
图27A表示发送天线数为4时的同步信道和公共导频信道的结构例。在该图的例子中，同步信道从4条发送天线发送，公共导频信道仅从2条发送天线发送。
例如，说明发送天线数为4时，发送SCH和CPICH的2条天线的组合。
发送SCH和CPICH的2条天线也可以为固定。例如，如图27B所示，有#1至#4的发送天线时，发送SCH和CPICH的天线通常设为#1和#2。在图27B中，纵轴是发送天线，横轴是时间。
此外，发送SCH和CPICH的2条天线也可以在系统中预先定义。由此，能够简化发送接收处理。
此外，也可以随时间而改变发送SCH和CPICH的2条天线的组合。即，预先决定多个发送SCH和CPICH的2条天线的组合模式，并将该模式随时间而改变。
例如，如图27C所示，有#1至#4的发送天线时，在时刻4n(n为自然数)时仅从#1和#2发送，在时刻4n+1时仅从#2和#3发送，在时刻4n+2时仅从#3和#4发送，在时刻4n+3时仅从#4和#1进行发送。这时，组合模式的变更方法由系统预先定义。由此，发送接收处理会变得有些复杂，但能够得到分集效果(随机化)。
此外，对于从2条天线发送的SCH，也可以应用发送分集。通过这样仅设为2条天线，能够简化无线接口和发送接收处理，能够得到发送分集的优点。这时，作为对于SCH的发送分集，可以应用TSTD、FSTD、CDD中的任意一个。此外，作为对于CPICH的发送分集，可以应用FDM、CDM中的任意一个。此外，也可以将对于SCH的发送分集和对于CPICH的发送分集进行组合。
下面，参照图28说明本实施例的发送装置10的动作。
发送装置10的同步信号数据发生单元121基于同步信道的扰码和发送方法，例如单播或者组播而选择同步信道码号(步骤S1602)。
接着，对同步信号码元乘以与同步信道码号对应的扰码组号所包含的扰码(步骤S1604)。
接着，对同步信号乘以振幅调节序列值(步骤S1606)。
接着，附加与同步信道码号对应的CP后发送(步骤S1608)。
下面，对于本实施例的接收装置20的动作，分为不进行扰码组分配的情况和进行的情况来说明。
首先，参照图29A说明不进行扰码组分配的情况。
定时检测电路204进行通过同步信道的码元和帧定时的检测(步骤S1702)。
接着，定时检测电路204通过公共导频进行扰码(或者小区ID)的检测(步骤S1704)。
参照图29B说明进行扰码组分配的情况。
定时检测电路204进行通过同步信道的码元和帧定时的检测(步骤S1706)。
接着，定时检测电路204通过同步信道进行扰码组(或者小区ID组)的检测(步骤S1708)。
接着，定时检测电路204通过公共导频进行扰码的检测(步骤S1710)。
例如，定时检测电路204通过对基准信号之间的相位差进行积分，检测基准信号的相关。由于基准信号的子载波间隔较宽，因此通过对子载波之间的相位差进行积分来检测扰码。
此外，也可以根据预先假定的扰码模式将相位差进行码反转而积分。由此，在扰码一致时能够得到较大的相关值。
例如，由S-SCH检测了小区结构时，在一个扇区结构时，由该相关方法进行检测。
如图29C所示，可以通过对同一子帧中的子载波之间的相位差进行积分来检测扰码，并且也可以如虚线所示，通过对不同的幅帧中的子载波之间的相位差进行积分来检测扰码。
此外，例如，在应用了扇区间正交导频时，例如由S-SCH检测了小区结构的结果，检测出是3扇区结构时，由于由相邻的3个子载波构成正交模式，因此，如图29D所示，定时检测电路204用相邻的3个子载波进行与正交导频模式相应的同相加法运算，并取出假定的扇区的基准信号。其结果，作为基准信号，能够取出c1、c2、c3、...。
接着，关于基准信号c1、c2、c3、...，根据扰码模式对相邻块之间的相位差进行积分而检测扰码。
如图29D所示，也可以用同一幅帧中的相邻的3个子载波进行与正交导频模式相应的同相加法运算，从而取出假定的扇区的基准信号，并且也可以如虚线所示，通过用不同的幅帧中的相邻的3个子载波进行与正交导频模式相应的同相加法运算，从而取出假定的扇区的基准信号。
下面，参照图29E说明小区搜索步骤。
在小区搜索中，被检测出要连接的载波频率，要连接的小区的接收定时，例如FFT定时、帧定时等，以及要连接的小区的扰码。
接收定时也可以由保护间隔来检测。但是，切换(handover)处的小区搜索的定时检测，其精度较差。并且，保护间隔无法正确地同时检测出载波频率。在偏移的频率也被检测出较大的相关值。因此，优选通过同步信道进行定时检测。
定时检测电路204进行载波频率的检测(步骤S2502)。
接着，定时检测电路204进行接收定时(码元电平)的检测(步骤S2504)。
这里，也可以同时检测步骤S2502和步骤S2504。这时使用主同步信道。此外，在频域的处理中，FFT处理变得非常大，因此优选在时域中进行处理。此外，通过保护间隔的相关检测，进行预备检测，从而能够削减处理量。
接着，定时检测电路204进行接收帧定时的检测(步骤S2506)。
例如，1帧中配置有1处同步信道时，检测接收定时的同时，还进行接收帧的检测。
另一方面，1帧中配置有多个同步信道时，需要在接收定时的检测处理后进行接收帧的检测处理。为了进行接收帧的检测处理，使用副同步信道。
接着，定时检测电路204进行扰码组的确认(步骤S2508)。
这里，也可以同时检测步骤S2506和步骤S2508。这时，若同步信道发送周期为帧周期，则不需要帧定时检测。此外，这些处理中使用副同步信道。此外，可以在频域中进行处理，也可以在时域中进行处理。
接着，进行扰码的确认(步骤S2510)。
作为小区搜索的步骤，也可以如图29F所示，在频率同步及定时的检测步骤后，经过帧定时检测、小区ID组(扰码组)检测、扇区及发送天线数检测、BCH发送带宽检测、CP长检测的步骤，进行小区ID(扰码组)检测、扇区检测的步骤。
该处理中，使用公共导频信道。此外，可以在频域中进行处理，也可以在时域中进行处理。
下面，参照图30说明各个扇区中的同步信道的映射。
例如，一个基站覆盖的小区由3个扇区构成时，在扇区之间使帧定时通用。
在W-CDMA中，扇区之间定时错位，各个扇区中的扰码也各不相同。因此，在扇区之间也发送不同的副同步信道。
在本实施例中，主同步信道在扇区之间使帧定时通用。扇区之间帧定时通用，其他扇区的主同步信道不会成为干扰，对帧定时的检测是有效的。
此外，在本实施例中，副同步信道由各个扰码组定义。在一个基站中，扰码相同，由导频的模式所识别的扰码组也相同。因此，副同步信道也在扇区之间使帧定时通用。
本国际申请主张基于2005年6月14日申请的日本专利申请2005-174391号的优先权，基于2005年8月23日申请的日本专利申请2005-241901号的优先权，基于2006年1月18日申请的日本国际申请2006-010500号的优先权，基于2006年3月20日申请的日本国际申请2006-077821号优先权，将2005-174391号、2005-241901号、2006-010500号和2006-077821号的全部内容援用到本国际申请中。
工业上的可利用性
本发明的发送装置、接收装置、移动通信系统及同步信道发送方法可以应用于无线通信系统中。

Claims (62)

1.一种发送装置，其特征在于，包括：
振幅调节部件，对为了移动站确立同步而从基站发送的同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值，
所述振幅调节序列值在时域和频域具有一定的振幅并具有周期性自相关特性。
2.如权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述振幅调节部件乘以具有周期性自相关特性的序列值作为振幅调节序列值。
3.如权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述振幅调节部件在作为任意的复数的序列被乘以时，乘以在时域和频域具有一定的振幅和完全的周期性自相关特性的序列值作为振幅调节序列值。
4.如权利要求1所述的发送装置，其特征在于，
所述振幅调节部件乘以具有互相关特性的序列值作为振幅调节序列值。
5.如权利要求1所述的发送装置，其特征在于，包括：
合成部件，将被乘以振幅调节序列值的同步信道和数据码元序列进行合成。
6.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件以帧周期而插入所述同步信道。
7.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件以帧周期而插入多个所述同步信道。
8.如权利要求7所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件以帧周期而等间隔地插入所述同步信道。
9.如权利要求6所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述同步信道配置在子帧的末尾。
10.如权利要求6所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述同步信道进行时间复用后发送。
11.如权利要求6所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述同步信道分配给OFDM码元的至少一部分子载波。
12.如权利要求11所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述同步信道等间隔地分配给OFDM码元的至少一部分子载波。
13.如权利要求11所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件使用子载波之间的相位差而分配所述同步信道。
14.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件使用所分配的频率的至少一部分而离散地分配同步信道。
15.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件分配同步信道，以使其至少与一部分的数据信道重叠而时分复用。
16.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件分配同步信道，以使其至少与一部分的数据信道重叠而频分复用。
17.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件分配同步信道，以使其至少与一部分的数据信道进行码分复用。
18.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述同步信道分离为帧定时检测用的主同步信道和组检测用的副同步信道，与所述数据码元序列进行合成。
19.如权利要求18所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述副同步信道作为应用了信道编码的控制比特，与所述数据码元序列进行合成。
20.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件将所述同步信道分离为帧定时检测用的主同步信道和扰码或扰码组的控制信息检测用的副同步信道，与所述数据码元序列进行合成。
21.如权利要求18所述的发送装置，其特征在于，
所述副同步信道包含表示帧定时的信息、表示扰码的信息、表示扰码组的信息、表示小区结构的信息、表示BCH发送带宽的信息、表示发送天线数的信息、循环前缀长度以及基准信号的带宽中的至少一个。
22.如权利要求18所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件配置为使所述主同步信道和所述副同步信道进行对相同的OFDM码元进行频分复用、对相同的OFDM码元进行码分复用以及对不同的OFDM码元进行时分复用的其中一个。
23.如权利要求22所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件在使所述主同步信道和所述副同步信道对相同的OFDM码元进行频分复用时，不规则地配置所述主同步信道和所述副同步信道。
24.如权利要求22所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件在使所述主同步信道和所述副同步信道对不同的OFDM码元进行时分复用时，隔开规定的OFDM码元而进行配置。
25.如权利要求24所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件在时间轴上相邻配置所述主同步信道和所述副同步信道。
26.如权利要求22所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件在一帧内的2个或4个OFDM码元中配置所述主同步信道和所述副同步信道在。
27.如权利要求5所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件使帧的一部分为单播。
28.如权利要求27所述的发送装置，其特征在于，
所述合成部件在所述单播专用的子帧的一部分配置报告信道。
29.如权利要求22所述的发送装置，其特征在于，
在由副同步信道通知报告信道的带宽时，所述合成部件使用与该报告信道的带宽相同带宽的基准信号。
30.如权利要求1所述的发送装置，其特征在于，包括：
循环前缀附加部件，根据是否进行广播通信而附加具有不同的循环前缀长度的循环前缀。
31.如权利要求30所述的发送装置，其特征在于，
所述循环前缀附加部件附加循环前缀，以使同步信道被配置在帧的开头和末尾中的一个。
32.如权利要求6所述的发送装置，其特征在于，
包括用于生成导频信号的导频信号生成部件，
所述合成部件将所述导频信号配置在子帧的末尾。
33.如权利要求1所述的发送装置，其特征在于，包括：
多个天线；以及
在所述多个天线之间错开发送定时而进行发送的发送部件。
34.如权利要求33所述的发送装置，其特征在于，
所述发送部件应用发送分集来发送同步信道。
35.如权利要求33所述的发送装置，其特征在于，
所述发送部件至少从两个天线发送同步信道，从两个天线发送公共导频信道。
36.如权利要求33所述的发送装置，其特征在于，
所述发送部件在同步信道的一定时间后发送报告信道。
37.一种基站，其特征在于，
包括多个权利要求1所述的发送装置，
所述多个发送装置在扇区之间共用帧定时。
38.一种接收装置，其特征在于，包括：
同步信号副本生成部件，生成与整数值近似的同步信道副本；
相关部件，进行接收到的多载波信号和同步信号副本的相关检测，并基于其结果来检测表示各个峰值的相关值和其定时；
第一存储器，存储所述检测的阈值和其定时；
定时检测电路，从存储在所述第一存储器中的相关值和其定时中选择最大相关值和其定时，作为扰码接收定时，并根据所述扰码接收定时计算FFT定时；以及
第二存储器，存储所述检测的最大相关值和其定时以及所述计算的FFT定时，
该接收装置输出所述扰码接收定时和所述FFT定时。
39.如权利要求38所述的接收装置，其特征在于，
所述相关部件使用接近正负1的波形作为同步信道的时间波形。
40.如权利要求38所述的接收装置，其特征在于，
所述相关部件基于多个循环前缀长度而检测定时。
41.如权利要求38所述的接收装置，其特征在于，
所述相关部件基于基准信号的检测结果而检测循环前缀长度。
42.如权利要求38所述的接收装置，其特征在于，
所述相关部件基于多个循环前缀长度而检测小区ID。
43.如权利要求38所述的接收装置，其特征在于，
所述相关部件基于基准信号之间的相位差而检测小区ID。
44.如权利要求38所述的接收装置，其特征在于，
在应用扇区间正交导频时，所述相关部件在相邻的3个子载波中进行与正交导频模式相应的同相加法运算，取出扇区的基准信号。
45.一种接收装置，其特征在于，包括：
FFT定时检测部件，基于主同步信道而检测FFT定时；
FFT部件，基于所述FFT定时，对接收信号进行FFT处理；
信号分离器，将所述FFT处理过的接收信号分配到主同步信道和副同步信道；
信道估计部件，基于所述主同步信道而进行信道估计；以及
解调部件，基于所述信道估计的结果，进行所述副同步信道的解调。
46.如权利要求45所述的接收装置，其特征在于，
所述信道估计部件将检波的副同步信道两侧的规定数量的主同步信道作为基准而进行信道估计。
47.如权利要求45所述的接收装置，其特征在于，
所述信道估计部件将在与检波的副同步信道相同子载波的上方和两侧的规定数量的主同步信道作为基准而进行信道估计。
48.一种移动通信系统，包括发送装置和接收装置，其特征在于，
所述发送装置包括：
振幅调节部件，对为了移动站确立同步而从基站发送的同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值，
所述振幅调节序列值在时域和频域具有一定的振幅并具有周期性自相关特性，
所述接收装置包括：
同步信号副本生成部件，生成与整数值近似的同步信道副本；
相关部件，进行接收到的多载波信号和同步信号副本的相关检测，并检测表示各个峰值的相关值和其定时；
第一存储器，存储所述检测的阈值和其定时；
定时检测电路，从存储在所述第一存储器中的相关值和其定时中选择最大相关值和其定时，作为扰码接收定时，并根据所述扰码接收定时计算FFT定时；以及
第二存储器，存储所述检测的最大相关值和其定时以及所述计算的FFT定时，
该接收装置输出所述扰码接收定时和所述FFT定时。
49.一种同步信道发送方法，其特征在于，包括：
同步信道生成步骤，生成同步信道；
振幅调节步骤，对同步信道乘以调节振幅的振幅调节序列值；以及
合成步骤，将被乘以振幅调节序列值的同步信道与数据码元序列进行合成，
所述振幅调节序列值在时域和频域具有一定的振幅并具有周期性自相关特性。
50.如权利要求49所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述振幅调节步骤包括乘以具有完全的周期性自相关特性的序列值作为振幅调节序列值的步骤。
51.如权利要求50所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括以帧周期插入所述同步信道的步骤。
52.如权利要求50所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤以帧周期插入多个所述同步信道。
53.如权利要求52所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括以帧周期等间隔地插入所述同步信道的步骤。
54.如权利要求50所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括将所述同步信道配置在子帧的末尾的步骤。
55.如权利要求50所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括将所述同步信道等间隔地分配给OFDM码元的至少一部分子载波的步骤。
56.如权利要求50所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括将所述同步信道分离到帧定时检测用的主同步信道和组检测用的副同步信道，并与所述数据码元序列进行合成的合成步骤。
57.如权利要求56所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤将所述副同步信道作为应用了信道编码的控制比特，与所述数据码元序列进行合成。
58.如权利要求50所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括将所述同步信道分离到帧定时检测用的主同步信道和扰码或扰码组的控制信息检测用的副同步信道，与所述数据码元序列进行合成的合成步骤。
59.如权利要求56所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述副同步信道包含表示系统带宽的信息和表示发送天线数量的信息中的至少一个。
60.如权利要求56所述的同步信道发送方法，其特征在于，
所述合成步骤包括将所述主同步信道和所述副同步信道配置在相同的码元的步骤。
61.如权利要求49所述的同步信道发送方法，其特征在于，包括：
循环前缀附加步骤，根据是否进行广播通信而附加具有不同的循环前缀长度的循环前缀。
62.如权利要求49所述的同步信道发送方法，其特征在于，
包括用于生成导频信号的导频信号生成步骤，
所述合成步骤包括将所述导频信号配置在子帧的末尾的步骤。
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