JP4913504B2 - 基地局及び同期チャネル生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、同期チャネルを生成する基地局及び同期チャネル生成方法に関する。

Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division multiple Access）では、同期チャネル（ＳＣＨ：Synchronization Channel）と呼ばれる下り物理チャネルを使用して移動局がセルサーチを行う。同期チャネルはＰ−ＳＣＨ（Primary SCH）とＳ−ＳＣＨ（Secondary SCH）との２つのサブチャネルから構成される（非特許文献１参照）。

Ｐ−ＳＣＨは、移動局がスロットタイミングを検出するために使用される。Ｓ−ＳＣＨは、移動局がフレームタイミング及びスクランブルコードグループを検出するために使用される。これらの２つの同期チャネルを使用することで高速セルサーチを実現している。

Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとは時間領域でコード多重されて送信される。移動局ではＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを逆拡散して分離する。このように、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとが同じタイミングでコード多重されて送信されるため、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとが受けるチャネル変動は同じである。従って、Ｓ−ＳＣＨの相関検出時に、既に検出したＰ−ＳＣＨをリファレンス信号（パイロット信号）として利用し、Ｓ−ＳＣＨを同期検波することができる。これにより、精度の高いＳ−ＳＣＨ検出を実現する。
Ｗ−ＣＤＭＡ移動通信方式、立川敬二監修、平成１４年３月１５日第４刷発行、１１２ページ

次世代の無線アクセス方式では、マルチパスに対する耐性がより高いＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式の無線アクセス方式が用いられる。ＯＦＤＭ変調された信号は、時間領域では、様々なサブキャリアの信号が加算されている。様々なサブキャリアの信号が加算されたときであっても、移動局で同期チャネルを迅速且つ容易に検出できることが望まれる。特に、セルサーチでは、移動局の処理量が問題であり、この処理量をいかに小さくできるかによって、移動局のバッテリー持続時間が大きく変わってくる。

そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを用いるＳＣＨ構成において、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することを目的とする。

本発明の前記の目的は、周波数領域で一定振幅の符号を所定数のサブキャリア間隔毎に配置した信号をＰ−ＳＣＨの基本波形として生成するＰ−ＳＣＨ基本波形生成部；
前記信号を時間領域に変換する周波数−時間変換部；
時間領域に変換された前記信号に所定の符号系列を乗算する符号系列乗算部；
符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換する時間−周波数変換部；
Ｓ−ＳＣＨを生成するＳ−ＳＣＨ生成部；及び
前記時間−周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号に前記Ｓ−ＳＣＨを多重する多重部；
を有する基地局、により解決することができる。

また、本発明の前記の目的は、周波数領域で中心周波数を中心とする（１／Ｎ）×ＮＦＦＴ（ただし、Ｎは整数であり、ＮＦＦＴはＦＦＴウィンドウサイズである）の周波数領域内で、ＣＡＺＡＣ符号を生成するステップ；及び
前記ＣＡＺＡＣ符号を周波数領域で繰り返した符号系列を生成するステップ；
を有するＰ−ＳＣＨ生成方法、によっても解決することができる。

本発明の実施例によれば、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することができる。

本発明の実施例について、図面を参照して以下に説明する。

＜基地局の構成及びＳＣＨの要件＞
図１は、本発明の実施例に係る基地局１０のブロック図である。基地局１０は、同期チャネル生成部１０１、共有データチャネル生成部１０３、多重部１０５、逆フーリエ変換部１０７及びＣＰ付加部１０９から構成される。

同期チャネル生成部１０１は、移動局がセルサーチを行うための同期チャネル（ＳＣＨ：Synchronization Channel）を生成する。前記のように、ＳＣＨにはＰ−ＳＣＨ（Primary SCH）とＳ−ＳＣＨ（Secondary SCH）とが存在する。Ｐ−ＳＣＨは、移動局がスロットタイミングを検出するために使用される。Ｓ−ＳＣＨは、移動局がフレームタイミング及びスクランブルコードグループを検出するために使用される。

同期チャネル生成部１０１から生成された同期チャネルは共有データチャネル生成部１０３から生成された共有データチャネルと多重部１０５で多重される。多重されたチャネルは逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）１０７で直交マルチキャリア信号に変換される。ＣＰ付加部１０９は、このマルチキャリア信号にＣＰ（サイクリックプリフィックス）を挿入する。

移動局がこのような同期チャネルを受信して高速セルサーチを実現するためには、Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨが以下の要件を満たす必要がある。
（１）ＳＣＨはレプリカ相関による高速ＳＣＨタイミング検出を可能とするために、セル共通のコードを用いる（レプリカ相関によるタイミング検出により、高速な相関処理が実現できるため）。
（２）Ｓ−ＳＣＨは、時間・周波数軸上でＰ−ＳＣＨに近い位置に配置する（Ｐ−ＳＣＨをリファレンス信号とした同期検波を可能とするため）。
（３）Ｓ−ＳＣＨを同期検波する際に、Ｐ−ＳＣＨはリファレンス信号として用いられるため、Ｐ−ＳＣＨは周波数軸上で一定振幅であることが望ましい（サブキャリア毎のチャネル推定の精度にばらつきが出ないようにするため）。
（４）Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを多重する際に、直交多重されていることが望ましい（互いに干渉とならないようにするため）。同様に、ＳＣＨと他のチャネルも直交多重されていることが望ましい。

また、移動局のセルサーチ処理量を低減するためのＰ−ＳＣＨ構成として、以下の要件を満たす必要がある。
（５）Ｐ−ＳＣＨによるＳＣＨシンボルタイミング検出は時間領域でレプリカ相関を使用して行われるため、時間領域でＮａ回繰り返される基本波形を使用する（移動局は全候補タイミングにおいて完全なレプリカ相関を計算する必要がなくなり、大幅に処理量を低減できるため）。Ｎａ回繰り返される基本波形は、繰り返し毎に符号反転してもよい。

＜第１実施例＞
上記の要件を満たすＳＣＨ構成を実現する基地局について、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを周波数領域で多重する場合を、図２〜図７を参照して説明する（ＦＤＭ型）。

図２は、本発明の第１実施例に係る基地局の同期チャネル生成部２０を詳細に示す図である。同期チャネル生成部２０は、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１、周波数−時間変換部２０３、符号系列乗算部２０５、時間−周波数変換部２０７、フィルタ２０９（任意選択）、Ｓ−ＳＣＨ生成部２１１、スクランブルコード生成部２１３、スクランブルコード乗算部２１５及び多重部２１７から構成される。後述するように、フィルタ２０９は存在しなくてもよい。

Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１は、周波数領域でのＮａサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。この信号は、ＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero AutoCorrelation sequence）符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。このような周波数領域で一定振幅の符号を用いることにより、時間領域で優れた自己相関特性を実現することができる。このような符号（系列）として、ＣＡＺＡＣ符号（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ系列、Ｆｒａｎｋ系列等）、ＰＮ符号（Ｍ系列、Ｇｏｌｄ系列）、Ｔｒｕｎｃａｔｅｄ ＰＮ符号、Ｇｏｌａｙ符号がある。このＰ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１で生成される基本波形の例を図３に示す。最終的に１２８サンプルの波形を生成する場合に、１２８サンプルの周波数領域のバッファにＮａサブキャリア（図３ではＮａ＝４）毎にＰ−ＳＣＨを配置する。

周波数−時間変換部２０３は、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１で生成された信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形を図４に示す。周波数−時間変換部２０３で変換された波形は、Ｎａ回の繰り返し波形（図４ではＮａ＝４）になる。このように、時間領域での繰り返し波形を用いることにより、全サンプルタイミング（１２８サンプル）で完全な相関を計算する必要がなくなる。

ただし、時間領域での単純な繰り返し波形を用いると、自己相関特性が劣化する。このため、符号系列乗算部２０５は、周波数−時間変換部２０３で時間領域に変換された信号に対して、繰り返し単位毎に符号系列（Ｗａｌｓｈ、ＣＡＺＡＣ等）を乗算する。或いは、符号系列乗算部２０５は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときの波形を図５に示す。このようにすることで、移動局でＰ−ＳＣＨのレプリカ相関が可能になり、移動局での処理量を削減することができる。また、Ｐ−ＳＣＨの時間領域での自己相関特性が改善される（鋭いピークが得られる）。

時間−周波数変換部２０７は、符号系列乗算部２０５で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときの信号を図６に示す。図６に示すように、周波数領域に再変換すると、完全ではないが、ほぼＮａサブキャリア毎の信号になる。また、符号系列の乗算又は符号反転により、図６に示すように帯域外成分が生じる。帯域外成分は、フィルタ２０９を適用して除去してもよい。フィルタ２０９を適用することにより、帯域外の他チャネルへの影響を軽減することができる（ただし、ＳＣＨ信号に歪みが生じる）。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ２０９を適用しなくてもよい。フィルタ２０９を適用しないことで、ＳＣＨ信号の歪みが生じなくなる。

一方、Ｓ−ＳＣＨ生成部２１１は、Ｓ−ＳＣＨを生成し、必要に応じて、スクランブルコード生成部２１３で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部２１５で乗算する。スクランブルコードを乗算することにより、時間領域のピークの発生を抑えることができる（ＰＡＰＲ（peak-to-average power ratio）が小さくなる）。

多重部２１７は、図６に示すような周波数領域に再変換された信号のうち、電力がゼロに近いサブキャリアの全て又は一部にＳ−ＳＣＨを多重する。

このようにすることで、上記のＳＣＨの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

＜第２実施例＞
また、上記の要件を満たすＳＣＨ構成を実現する基地局について、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを周波数領域で多重する場合を、図８を参照して説明する（ＦＤＭ型）。

図８は、本発明の第２実施例に係る基地局の同期チャネル生成部３０を詳細に示す図である。同期チャネル生成部３０は、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部３０１、周波数−時間変換部３０３、符号系列乗算部３０５、時間−周波数変換部３０７、フィルタ３０９（任意選択）、Ｓ−ＳＣＨ生成部３１１、スクランブルコード生成部３１３、スクランブルコード乗算部３１５及び多重部３１７から構成される。図８に示す同期チャネル生成部３０の各構成要素は、図２に示す同期チャネル生成部２０の各構成要素と順序が異なるが、基本的な機能は同じである。

Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部３０１は、周波数領域でのＮａサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。この信号は、ＣＡＺＡＣ符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。基本波形は図３のように生成される。

一方、Ｓ−ＳＣＨ生成部３１１は、Ｓ−ＳＣＨを生成し、必要に応じて、スクランブルコード生成部３１３で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部３１５で乗算する。

多重部３１７は、図３に示す周波数領域において、Ｐ−ＳＣＨが多重されているサブキャリア以外のサブキャリアの全て又は一部にＳ−ＳＣＨを多重する。

周波数−時間変換部３０３は、多重部３１７で多重された信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形のうちＰ−ＳＣＨについては、図４に示すようなＮａ回の繰り返し波形が生成される。

符号系列乗算部３０５は、周波数−時間変換部３０３で時間領域に変換された信号にＣＡＺＡＣ系列等の符号系列を乗算する。或いは、符号系列乗算部３０５は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときのＰ−ＳＣＨは図５のようになる。

時間−周波数変換部３０７は、符号系列乗算部３０５で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときのＰ−ＳＣＨの信号は図６のようになる。帯域外成分は、フィルタ３０９を適用して除去してもよい。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ３０９を適用しなくてもよい。

このようにすることで、上記のＳＣＨの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

＜第３実施例＞
次に、上記の要件を満たすＳＣＨ構成を実現する基地局について、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを符号領域で多重する場合を、図９〜図１５を参照して説明する（ＣＤＭ型）。

図９は、本発明の第３実施例に係る基地局の同期チャネル生成部４０を詳細に示す図である。同期チャネル生成部４０は、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部４０１、周波数−時間変換部４０３、符号系列乗算部４０５、時間−周波数変換部４０７、フィルタ４０９（任意選択）、Ｓ−ＳＣＨ生成部４１１、スクランブルコード生成部４１３、スクランブルコード乗算部４１５、多重部４１７、拡散部４１９及び拡散部４２１から構成される。後述するように、フィルタ４０９は存在しなくてもよい。

Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部４０１は、周波数領域でのＮａサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。ただし、同期チャネル帯域幅の１／拡散率の帯域幅で生成する。この信号は、ＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero AutoCorrelation sequence）符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。このＰ−ＳＣＨ基本波形生成部４０１で生成される基本波形の例を図１０に示す。拡散率を２とすると、最終的に１２８サンプルの波形を生成する場合に、６４サンプルの周波数領域のバッファにＮａサブキャリア（図１０ではＮａ＝４）毎にＰ−ＳＣＨを配置する。

周波数−時間変換部４０３は、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部４０１で生成された信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形を図１１に示す。周波数−時間変換部４０３で変換された波形は、Ｎａ回の繰り返し波形（図１１ではＮａ＝４）になる。

符号系列乗算部４０５は、周波数−時間変換部４０３で時間領域に変換された信号にＣＡＺＡＣ系列等の符号系列を乗算する。或いは、符号系列乗算部４０５は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときの波形を図１２に示す。このようにすることで、移動局でＰ−ＳＣＨのレプリカ相関が可能になり、移動局での処理量を削減することができる。また、Ｐ−ＳＣＨの時間領域での自己相関特性が改善される（鋭いピークが得られる）。

時間−周波数変換部４０７は、符号系列乗算部４０５で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときの信号を図１３に示す。図１３に示すように、周波数領域に再変換すると、完全ではないが、ほぼＮａサブキャリア毎の信号になる。また、符号系列の乗算又は符号反転により、図１３に示すように帯域外成分が生じる。帯域外成分は、フィルタ４０９を適用して除去してもよい。フィルタ４０９を適用することにより、帯域外の他チャネルへの影響を軽減することができる（ただし、ＳＣＨ信号に歪みが生じる）。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ４０９を適用しなくてもよい。フィルタ４０９を適用しないことで、ＳＣＨ信号の歪みが生じなくなる。

拡散部４１９は、周波数領域に再変換された信号を拡散率で拡散する。拡散したときの周波数領域の信号を図１４に示す。拡散率が２であるため、図１４に示すように１２８サンプルの信号が得られる。

一方、Ｓ−ＳＣＨ生成部４１１は、同期チャネル帯域幅の１／拡散率の帯域幅でＳ−ＳＣＨを生成する。拡散部４２１は、Ｓ−ＳＣＨ生成部４１１で生成された信号を拡散率で拡散する。

多重部４１７は、図１４に示すような拡散部４１９で拡散された信号に拡散されたＳ−ＳＣＨを符号領域で多重する。

必要に応じて、多重部４１７で多重した信号に対して、スクランブルコード生成部４１３で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部４１５で乗算する。スクランブルコードを乗算することにより、時間領域のピークの発生を抑えることができる（ＰＡＰＲ（peak-to-average power ratio）が小さくなる）。

このようにすることで、上記のＳＣＨの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

＜第４実施例＞
また、上記の要件を満たすＳＣＨ構成を実現する基地局について、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを符号領域で多重する場合を、図１６を参照して説明する（ＣＤＭ型）。

図１６は、本発明の第４実施例に係る基地局の同期チャネル生成部５０を詳細に示す図である。同期チャネル生成部５０は、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部５０１、周波数−時間変換部５０３、符号系列乗算部５０５、時間−周波数変換部５０７、フィルタ５０９（任意選択）、Ｓ−ＳＣＨ生成部５１１、スクランブルコード生成部５１３、スクランブルコード乗算部５１５、多重部５１７及び拡散部５１９から構成される。図１６に示す同期チャネル生成部５０の各構成要素は、図９に示す同期チャネル生成部４０の各構成要素と順序が異なるが、基本的な機能は同じである。

Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部５０１は、周波数領域でのＮａサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。ただし、同期チャネル帯域幅の１／拡散率の帯域幅で生成する。この信号は、ＣＡＺＡＣ符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。基本波形は図１０のように生成される。

一方、Ｓ−ＳＣＨ生成部５１１は、同期チャネル帯域幅の１／拡散率の帯域幅でＳ−ＳＣＨを生成する。

多重部５１７は、Ｐ−ＳＣＨにＳ−ＳＣＨを符号領域で多重する。

周波数−時間変換部５０３は、多重部５１７で多重された信号を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形のうちＰ−ＳＣＨについては、図１１に示すようなＮａ回の繰り返し波形が生成される。

符号系列乗算部５０５は、周波数−時間変換部５０３で時間領域に変換された信号にＣＡＺＡＣ系列等の符号系列を乗算する。或いは、符号系列乗算部５０５は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときのＰ−ＳＣＨは図１２のようになる。

時間−周波数変換部５０７は、符号系列乗算部５０５で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときのＰ−ＳＣＨの信号は図１３のようになる。帯域外成分は、フィルタ５０９を適用して除去してもよい。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ５０９を適用しなくてもよい。

拡散部５１９は、周波数領域に再変換された信号を拡散率で拡散する。拡散したときの周波数領域のＰ−ＳＣＨ信号は図１４のようになる。

必要に応じて、スクランブルコード生成部５１３で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部５１５で乗算する。

このようにすることで、上記のＳＣＨの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

＜移動局の構成＞
図１７は、本発明の実施例に係る移動局６０のブロック図である。移動局６０は、基本波形相関部６０１、同期信号レプリカ生成部６０３、符号系列乗算部６０５、上位階層符号相関部６０７、タイミング検出部６０９及びＳ−ＳＣＨ検出部６１１から構成される。

移動局６０は、アンテナで受信したマルチキャリア信号を基本波形相関部６０１に入力する。一方、同期信号レプリカ生成部６０３は、予め設定されている基本波形の同期信号レプリカを生成し、基本波形相関部６０１に順次に入力する。基本波形相関部６０１において、受信したマルチキャリア信号と基本波形の同期信号レプリカとの相関検出が行われる。符号系列乗算部６０５は、基本波形に対する基本波形相関部６０１の出力に符号系列を乗算する（或いは符号反転する）。上位階層符号相関部６０７は、符号系列乗算部６０５の出力に対して上位階層符号との相関検出を行う。このようにして、Ｐ−ＳＣＨのレプリカ相関を行うことができる。

タイミング検出部６０９は、相関値からＰ−ＳＣＨのタイミングを検出する。Ｐ−ＳＣＨのタイミング検出が行われると、Ｐ−ＳＣＨをリファレンス信号としてＳ−ＳＣＨ検出部６１１においてＳ−ＳＣＨを検出する。なお、基地局でスクランブルが施されている場合には、同期検波後にデスクランブルを行う必要がある。

＜第５実施例＞
第１実施例から第４実施例では、基地局は周波数領域でのＮａサブキャリア毎の信号をＰ−ＳＣＨの基本波形として生成し、これを時間領域に変換して時間領域での繰り返し波形を生成する。この時間領域での繰り返し波形を利用することで、移動局でのＰ−ＳＣＨのレプリカ相関が可能になり、移動局での処理量を削減することができることについて説明した。しかし、このような繰り返し波形の利用だけでは、依然として以下の課題が残る。

ＯＦＤＭ信号は、一般的に時間領域でＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）が大きいという特性を有する。すなわち、振幅が様々な値をとるため、相関処理において実数（複素数）の乗算が必要になる。この乗算が相関処理の演算量を大きくしている。移動局での相関処理の演算量を低減するためには、移動局でのサンプルタイミングにおいて信号波形が一定振幅であることが好ましい。

第５実施例では、Ｎサンプル毎に一定振幅の信号波形を生成するための基地局の同期チャネル生成部の構成について、図２、図１８Ａ及び図１８Ｂを参照して説明する。

従来のＯＦＤＭ信号では、ＯＦＤＭ信号の送受信処理におけるＦＦＴウィンドウサイズをＮＦＦＴとするとき、フィルタリング処理を容易にするためにＮＦＦＴの数１０％（ＮＦＦＴ×ａ）の周波数領域が用いられる。ＦＦＴウィンドウサイズとは、ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ処理する部分の領域のことをいう。なお、ＮＦＦＴの周波数領域は、図３における１２８サンプルの周波数領域に相当する。例えば、３ＧＰＰ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ ａｎｄ ＵＴＲＡＮでは、５ＭＨｚのときのＮＦＦＴを５１２として、３００／５１２＝５８．６％のサブキャリア数が用いられる。この範囲でＰ−ＳＣＨ基本波形を生成し、逆フーリエ変換すると、図１８Ａに示すように、サンプルタイミングで振幅が様々な値になる。

従って、第５実施例では、図２のＰ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１は、周波数領域で中心周波数を中心とする（１／Ｎ）×ＮＦＦＴ（ただし、Ｎは整数）のサブキャリアのみを用いる。図２のＰ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１は、この範囲内でＣＡＺＡＣ系列等の符号を用いてＰ−ＳＣＨ基本波形を生成する。このＰ−ＳＣＨ基本波形を周波数−時間変換部２０３で逆フーリエ変換すると、図１８Ｂに示すように、Ｎサンプル毎に一定振幅の点が現れる。すなわち、移動局がセルサーチのＰ−ＳＣＨタイミング検出を行うときに、Ｎサンプル毎の信号を使用することにより、一定振幅の信号であることを前提とした処理（相関）を行うことが可能になる。

Ｎの値は任意の整数であるが、（１／Ｎ）が３ＧＰＰ Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ ａｎｄ ＵＴＲＡＮのときの５８．６％に近い値としてＮ＝２であることが好ましい。この場合、２サンプル毎に一定振幅の点が現れる。

更に、Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１は、（１／Ｎ）×ＮＦＦＴのサブキャリアの範囲において、ＣＡＺＡＣ符号の１つであるＦｒａｎｋ系列を用いてＰ−ＳＣＨ基本波形を生成することが好ましい。Ｆｒａｎｋ系列とは、以下で表される系列である。
系列長：Ｎ＝ｍ^２（ｍ：任意の自然数）
位相数：Ａ＝ｍ
系列：ａ_ｋ（ｋ＝０，１，２，．．．，Ｎ−１）＝ｅｘｐ（−ｊ２πｒ・ｌ_ｋ／ｍ）
ただし、ｒはｍと互いに素な自然数（ｒ＜ｍ）、ｊは複素数、ｌ_ｋは以下に示すｍ×ｍの重み行列である。

このようにＣＡＺＡＣ符号の１つであるＦｒａｎｋ系列を用いることにより、データ変調後に、図１８Ｂに示すＮサンプル毎にＩＱ平面で一定振幅の点が現れる。具体的には、Ｎ＝４のＦｒａｎｋ系列をＢＰＳＫ変調方式でデータ変調すると、ＩＱ平面で振幅が（＋１，−１）になる２つの点が現れる。また、Ｎ＝１６のＦｒａｎｋ系列をＱＰＳＫ変調方式でデータ変調すると、ＩＱ平面で４つの点が現れる。同様に、Ｎ＝６４のＦｒａｎｋ系列を８ＰＳＫ変調方式でデータ変調すると、ＩＱ平面で８つの点が現れる。従って、移動局がセルサーチを行うときの演算量を低減することができる。

第５実施例では、図２のＰ−ＳＣＨ基本波形生成部２０１に関して説明したが、図８、９及び１６のＰ−ＳＣＨ基本波形生成部においても上記の処理を行うことで、移動局が一定振幅の信号を前提とした処理を行うことが可能になる。

なお、基地局は、周波数領域で（１／Ｎ）×ＮＦＦＴのサブキャリアをＰ−ＳＣＨとして用いることで、周波数領域上で他のチャネルと直交化することができる。また、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとの多重についても、（１／Ｎ）×ＮＦＦＴサブキャリアの範囲内であれば周波数領域でのＰ−ＳＣＨ波形はＣＡＺＡＣ系列等であるため、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとの多重の直交化を行うこともできる。

＜第６実施例＞
第１実施例から第４実施例では、時間領域に変換された信号に符号系列を乗算することで、自己相関特性が改善されることについて説明した。すなわち、周波数領域でＮａサブキャリア毎のＣＡＺＡＣ系列を時間領域に変換し、図１９Ａに示すような時間領域における繰り返しの信号を得る。これに符号系列を乗算して図１９Ｂに示すような信号を得る。このようにすることで自己相関特性は改善される。しかし、依然として周波数領域での振幅のばらつきが残る。

第６実施例では、自己相関特性の劣化がなく、周波数領域で一定振幅を保持するための同期チャネル生成部の構成について、図２０〜図２５を参照して説明する。

周波数領域で一定振幅を保持するための基地局の同期チャネル生成部２５の構成を図２０に示す。同期チャネル生成部２５は、図２に示す同期チャネル生成部２０に加えて、間引き部２５６を更に有する。間引き部２５６は、時間領域で信号を１／Ｎｉ（Ｎｉは整数）に間引く。図２１は時間領域で１／４に間引かれた信号を示している。このように間引かれた信号を時間−周波数変換部２０７で周波数領域に変換すると、ＣＡＺＡＣ系列がＮｉ回繰り返される（１／４に間引かれた信号を周波数領域に変換すると、ＣＡＺＡＣ系列が４回繰り返される）。すなわち、周波数領域で一定振幅が保持される。また、帯域幅を１．２５ＭＨｚから２．５ＭＨｚ又は５ＭＨｚに拡大する場合にも、同一のレプリカ波形を用いることが可能になる。更に、時間領域で間引いてＮＵＬＬ（ゼロ）点になる部分が生じるため、演算量を低減する効果が得られる。ただし、時間領域で離散的な波形になり、ピーク電力が増加するという欠点が生じる。

このようなピーク電力を低減するための基地局の同期チャネル生成部２６の構成を図２２に示す。多重部２１７の位置が異なる点以外は、図２２は図２０と同じである。多重部２１７は、全体としてピーク電力を抑えるようにＳ−ＳＣＨを多重する。図２３は、時間領域でＳ−ＳＣＨが多重された信号を示している。このようにＳ−ＳＣＨを多重することにより、時間領域で離散的な波形が崩れ、ピーク電力を低減することが可能になる。

また、ピーク電力を低減するための別の基地局の同期チャネル生成部２７の構成を図２４に示す。符号系列乗算部２７８を更に有する点以外は、図２４は図２０と同じである。符号系列乗算部２７８は、周波数領域におけるＣＡＺＡＣ系列の繰り返しに符号系列を乗算する。図２５は、周波数領域で符号系列が乗算された信号を示している。このように符号系列を乗算することにより、時間領域で離散的な波形が崩れ、ピーク電力を低減することが可能になる。

なお、図２２の時間−周波数変換部２０７の後に図２４の符号系列乗算部２７８を設けることにより、Ｓ−ＳＣＨの多重と、周波数領域での符号系列の乗算とを組み合わせることも可能である。

第６実施例では、図２の基地局の同期チャネル生成部２０の変形例について説明したが、図８、９及び１６の基地局の同期チャネル生成部においても時間−周波数変換部の前に間引き部を追加し、時間−周波数変換部の次に符号系列乗算部を追加することにより、同様の効果を得ることができる。

＜Ｐ−ＳＣＨの要件のまとめ＞
上記の実施例を用いて説明したように、Ｐ−ＳＣＨとしては、以下の要件を満たすことが好ましい。
（１）ＳＣＨタイミング検出の精度を十分高くするために、Ｐ−ＳＣＨ信号は、優れた自己相関特性を有する（鋭いピーク特性を有するほど、正しいタイミングを検出できる可能性が高くなる）。
（２）ＳＣＨタイミング検出を低演算処理量で行うために、Ｐ−ＳＣＨ信号は、演算処理量の低減が可能な信号である（ＳＣＨタイミング検出はレプリカ相関に基づく方法を用いることで高精度な検出が可能である。Ｐ−ＳＣＨは、このレプリカ相関の演算処理量を低減できるような信号を用いることが求められる）。
（３）Ｓ−ＳＣＨ検出時のチャネル推定の精度を高くするために、Ｐ−ＳＣＨ信号は、周波数領域で一定振幅の信号である（Ｓ−ＳＣＨ検出時は、Ｐ−ＳＣＨをリファレンス信号としてチャネル推定を行い、Ｓ−ＳＣＨを同期検波することにより、高精度な検出が可能になる。すなわち、Ｐ−ＳＣＨが周波数領域で一定振幅であれば、高いチャネル推定精度が得られる）。

上記の要件（１）の時間領域で優れた自己相関特性を有するために、Ｐ−ＳＣＨが周波数領域で一定振幅である（又は一定振幅に近い）ことが必要である。このため、第１実施例で説明したように、ＣＡＺＡＣ符号等を用いる。なお、この要件が満たされることで、上記の要件（３）も満たされる。

上記の要件（２）に対して、演算回数を少なくすることが必要である。このため、第１実施例で説明したように、時間領域での繰り返し系列を用いてもよい。更に、第６実施例で説明したように、時間領域でＮＵＬＬ点が多い系列（周波数領域での繰り返し系列）を用いてもよい。

また、上記の要件（２）に対して、１回当たりの演算量を減らしてもよい。このため、第５実施例で説明したように、ＦＦＴウィンドウサイズの１／Ｎのサブキャリアのみを用い、このサブキャリアでＣＡＺＡＣ符号等の信号系列を用いる。また、Ｎサンプル毎の演算量を低減するために、Ｆｒａｎｋ系列を用いてもよい。

＜Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを周波数領域で多重する場合のＰ−ＳＣＨ生成方法＞
以上より、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを周波数領域で多重する場合に、基地局は、図２６に示すようにＰ−ＳＣＨを生成することが好ましい。
（ステップＦＤＭ１）ＣＡＺＡＣ符号を生成する（第１実施例・第２実施例参照）。このときに、ＦＦＴウィンドウサイズの１／Ｎのサブキャリアのみを用いることが好ましい（第５実施例参照）。また、ＣＡＺＡＣ符号としてＦｒａｎｋ系列を用いてもよい。
（ステップＦＤＭ２）周波数領域での繰り返し系列を生成する（ＣＡＺＡＣ符号を周波数領域で繰り返した系列を生成する）。この系列は、時間領域では繰り返し回数に相当するＮＵＬＬ点を有する（第６実施例参照）。
（ステップＦＤＭ３）時間領域での繰り返し系列を生成する。この系列は、周波数領域では繰り返し回数に相当するＮＵＬＬ点を有する。すなわち、Ｎａサブキャリア毎の信号を生成することに相当する（第１実施例参照）。時間領域での単純な繰り返し波形を用いると自己相関特性が劣化するため、繰り返し単位毎に符号系列（Ｗａｌｓｈ、ＣＡＺＡＣ等）を乗算してもよい。なお、ＮＵＬＬ点の部分にＳ−ＳＣＨを周波数領域で多重することができる。
（ステップＦＤＭ４）ＣＡＺＡＣ符号の１つとしてＦｒａｎｋ系列を用い、Ｆｒａｎｋ系列に対応した変調方式を用いる（第５実施例参照）。

上記の（ステップＦＤＭ１）〜（ステップＦＤＭ４）は如何なる順序で適用されてもよく、如何なる組み合わせで適用されてもよい。

＜Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを符号領域で多重する場合のＰ−ＳＣＨ生成方法＞
以上より、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを符号領域で多重する場合に、基地局は、図２７に示すようにＰ−ＳＣＨを生成することが好ましい。
（ステップＣＤＭ１）ＣＡＺＡＣ符号を生成する（第３実施例・第４実施例参照）。このときに、ＦＦＴウィンドウサイズの１／Ｎのサブキャリアのみを用いることが好ましい（第５実施例参照）。また、ＣＡＺＡＣ符号としてＦｒａｎｋ系列を用いてもよい。
（ステップＣＤＭ２）周波数領域での繰り返し系列を生成する（ＣＡＺＡＣ符号を周波数領域で繰り返した系列を生成する）。この系列は、時間領域では繰り返し数に相当するＮＵＬＬ点を有する（第６実施例参照）。
（ステップＣＤＭ３）ＣＡＺＡＣ符号の１つとしてＦｒａｎｋ系列を用い、Ｆｒａｎｋ系列に対応する変調方式を用いる（第５実施例参照）。

上記の（ステップＣＤＭ１）〜（ステップＣＤＭ３）は如何なる順序で適用されてもよく、如何なる組み合わせで適用されてもよい。

以上のように、本発明の実施例によれば、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

本発明の実施例に係る基地局のブロック図 本発明の第１実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図 周波数領域でのＰ−ＳＣＨの基本波形を示す図（ＦＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨの基本波形を時間領域に変換したときの図（ＦＤＭ型） 時間領域でＰ−ＳＣＨを符号反転したときの図（ＦＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨを時間領域から周波数領域に再変換したときの図（ＦＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを多重したときの図（ＦＤＭ型） 本発明の第２実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図 本発明の第３実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図 周波数領域でのＰ−ＳＣＨの基本波形を示す図（ＣＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨの基本波形を時間領域に変換したときの図（ＣＤＭ型） 時間領域でＰ−ＳＣＨを符号反転したときの図（ＣＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨを時間領域から周波数領域に再変換したときの図（ＣＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨを拡散したときの図（ＣＤＭ型） Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを多重したときの図（ＣＤＭ型） 本発明の第４実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図 本発明の実施例に係る移動局のブロック図 ＦＦＴウィンドウサイズの数１０％の周波数領域を用いた基本波形を時間変換したときの図 本発明の第５実施例に従って基本波形を時間変換したときの図 本発明の第１実施例から第４実施例に従って時間領域に変換された信号を示す図 本発明の第１実施例から第４実施例に従って符号系列を乗算された信号を示す図 本発明の第６実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図 本発明の第６実施例に従って時間領域で間引かれた信号を示す図 本発明の第６実施例に係る別の同期チャネル生成部のブロック図 本発明の第６実施例に従って時間領域でＳ−ＳＣＨが多重された信号を示す図 本発明の第６実施例に係る別の同期チャネル生成部のブロック図 本発明の第６実施例に従って周波数領域で符号系列が乗算された信号を示す図 本発明の実施例に係る同期チャネル生成方法のフローチャート（ＦＤＭ型） 本発明の実施例に係る同期チャネル生成方法のフローチャート（ＣＤＭ型）

符号の説明

１０ 移動局
１０１ 同期チャネル生成部
１０３ 共有データチャネル生成部
１０５ 多重部
１０７ 逆フーリエ変換部
１０９ ＣＰ付加部
２０，３０ 同期チャネル生成部
２０１，３０１ Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部
２０３，３０３ 周波数−時間変換部
２０５，３０５ 符号系列乗算部
２０７，３０７ 時間−周波数変換部
２０９，３０９ フィルタ
２１１，３１１ Ｓ−ＳＣＨ生成部
２１３，３１３ スクランブルコード生成部
２１５，３１５ スクランブルコード乗算部
２１７，３１７ 多重部
４０，５０ 同期チャネル生成部
４０１，５０１ Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部
４０３，５０３ 周波数−時間変換部
４０５，５０５ 符号系列乗算部
４０７，５０７ 時間−周波数変換部
４０９，５０９ フィルタ
４１１，５１１ Ｓ−ＳＣＨ生成部
４１３，５１３ スクランブルコード生成部
４１５，５１５ スクランブルコード乗算部
４１７，５１７ 多重部
４１９，５１９ 拡散部
４２１ 拡散部
６０ 移動局
６０１ 基本波形相関部
６０３ 同期信号レプリカ生成部
６０５ 符号系列乗算部
６０７ 上位階層符号相関部
６０９ タイミング検出部
６１１ Ｓ−ＳＣＨ検出部
２５，２６，２７ 同期チャネル生成部
２５６ 間引き部
２７８ 符号系列乗算部

Claims (15)

1. 周波数領域で一定振幅の符号を所定数のサブキャリア間隔毎に配置した信号をＰ−ＳＣＨの基本波形として生成するＰ−ＳＣＨ基本波形生成部；
   前記信号を時間領域に変換する周波数−時間変換部；
   時間領域に変換された前記信号に所定の符号系列を乗算する符号系列乗算部；
   符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換する時間−周波数変換部；
   Ｓ−ＳＣＨを生成するＳ−ＳＣＨ生成部；及び
   前記時間−周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号に前記Ｓ−ＳＣＨを多重する多重部；
   を有する基地局。
2. 前記多重部は、前記時間−周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号のうち電力の小さいサブキャリアに、前記Ｓ−ＳＣＨを周波数領域で多重することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
3. 前記多重部は、前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部においてＰ−ＳＣＨが多重されているサブキャリア以外のサブキャリアに、前記Ｓ−ＳＣＨを周波数領域で多重することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
4. 前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部は、同期チャネル帯域幅のうち拡散率の逆数の帯域幅で前記信号を生成し、
   前記基地局は、前記時間−周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号を前記拡散率で拡散する拡散部を更に有し、
   前記Ｓ−ＳＣＨ生成部は、前記同期チャネル帯域幅のうち前記拡散率の逆数の帯域幅で前記Ｓ−ＳＣＨを生成して前記拡散率で拡散し、
   前記多重部は、前記拡散部において拡散された前記信号に、拡散された前記Ｓ−ＳＣＨを符号領域で多重することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
5. 前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部は、同期チャネル帯域幅のうち拡散率の逆数の帯域幅で前記信号を生成し、
   前記Ｓ−ＳＣＨ生成部は、前記同期チャネル帯域幅のうち前記拡散率の逆数の帯域幅で前記Ｓ−ＳＣＨを生成し、
   前記多重部は、前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部において生成されたＰ−ＳＣＨに、前記Ｓ−ＳＣＨ生成部において生成されたＳ−ＳＣＨを符号領域で多重し、
   前記基地局は、前記時間−周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号を前記拡散率で拡散する拡散部を更に有することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
6. 符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換したときの帯域外成分を除去するフィルタを更に有する請求項１に記載の基地局。
7. 前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部は、ＣＡＺＡＣ符号を用いて、前記信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
8. 前記符号系列乗算部は、時間領域に変換された前記信号を符号反転することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
9. 前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部は、周波数領域で中心周波数を中心とする（１／Ｎ）×ＮＦＦＴ（ただし、Ｎは整数であり、ＮＦＦＴはＦＦＴウィンドウサイズである）の周波数領域内で、Ｐ−ＳＣＨ基本波形を生成することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
10. 前記Ｐ−ＳＣＨ基本波形生成部は、周波数領域で中心周波数を中心とする（１／Ｎ）×ＮＦＦＴ（ただし、Ｎは整数であり、ＮＦＦＴはＦＦＴウィンドウサイズである）の周波数領域内で、Ｆｒａｎｋ系列を用いてＰ−ＳＣＨ基本波形を生成することを特徴とする請求項１に記載の基地局。
11. 前記符号系列乗算部において符号系列を乗算された前記信号を間引く間引き部を更に有する請求項１に記載の基地局。
12. 前記時間−周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号に所定の符号系列を乗算する符号系列乗算部を更に有する請求項１に記載の基地局。
13. 周波数領域で中心周波数を中心とする（１／Ｎ）×ＮＦＦＴ（ただし、Ｎは整数であり、ＮＦＦＴはＦＦＴウィンドウサイズである）の周波数領域内で、ＣＡＺＡＣ符号を生成するステップ；及び
    前記ＣＡＺＡＣ符号を周波数領域で繰り返した繰り返し系列を生成するステップ；
    を有するＰ−ＳＣＨ生成方法。
14. Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとを周波数領域で多重するときに、
    前記繰り返し系列を周波数領域で間引くステップ；
    を更に有する請求項１３に記載のＰ−ＳＣＨ生成方法。
15. 前記ＣＡＺＡＣ符号として、所定のデータ変調方式に対応したＦｒａｎｋ系列を用いることを特徴とする請求項１３に記載のＰ−ＳＣＨ生成方法。

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