CN105680979A - 在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备。更具体地，本发明涉及一种用于在无线通信系统中经由PUCCH来发射控制信息的方法和用于该方法的设备，其中，该方法包括下面的步骤：联合编码多个控制信息以获得单个码字；从该单个码字获得第一调制符号序列；从该第一调制符号序列获得与PUCCH中的相应的时隙对应的多个第二调制符号序列；通过在时域中循环地移位该多个第二调制符号序列来获得多个第三调制符号序列；通过对于该多个第三调制符号序列执行离散傅立叶变换(DFT)预编码来获得在频域中的多个复数符号序列；并且，经由该PUCCH来发射该多个复数符号序列。

Description

在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备

本申请是2012年7月17日提交的国际申请日为2011年1月14日的申请号为201180006303.9(PCT/KR2011/000285)的，发明名称为“在无线通信系统中发射控制信息的方法和设备”专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及无线通信系统，并且更具体地涉及用于发射控制信息的方法和设备。该无线通信系统可以支持载波聚合(CA)。

背景技术

已经进行了广泛的研究以在无线通信系统中提供各种类型的通信服务，包括语音和数据服务。通常，无线通信系统是多址系统，其通过在多个用户之间共享可用的系统资源(例如，带宽、发射功率等)来支持与多个用户的通信。多址系统可以采用多址方案，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种用于在无线通信系统中有效地发射控制信息的方法和设备。本发明的另一个目的是提供用于有效地发射控制信息的信道格式、信号处理方法和设备。本发明的另一个目的是提供一种用于有效地分配用于发射控制信息的资源的方法和设备。

本领域内的技术人员可以明白，可以使用本发明实现的目的不限于上文具体描述的，并且通过下面结合附图的详细描述，可以更清楚地明白本发明可以实现的上面的和其他的目的。

根据本发明的一个方面，一种用于在无线通信系统中在用户设备(UE)通过物理上行链路控制信道(PUCCH)来发射控制信息的方法包括：联合编码多个控制信息以获得单个码字；从单个码字获得第一调制符号序列；从第一调制符号序列获得与在PUCCH中的相应时隙对应的多个第二调制符号序列；通过在时域中循环移位多个第二调制符号序列来获得多个第三调制符号序列；通过对于多个第三调制符号序列执行离散傅立叶变换(DFT)预编码来获得在频域中的多个复数符号序列；并且，通过PUCCH来发射多个复数符号序列。

根据本发明的另一个方面，一种被配置为在无线通信系统中通过PUCCH发射控制信息的UE包括：射频(RF)单元；以及，处理器，该处理器被配置为联合编码多个控制信息以获得单个码字，从单个码字获得第一调制符号序列，从第一调制符号序列获得与在PUCCH中的各个时隙对应的多个第二调制符号序列，通过在时域中循环移位多个第二调制符号序列来获得多个第三调制符号序列，通过对于多个第三调制符号序列执行DFT预编码来获得在频域中的多个复数符号序列，并且通过PUCCH来发射多个复数符号序列。

获得多个第二调制符号序列的操作包括：扩展第一调制符号序列的每一个调制符号，以便对应于在所对应的时隙中的多个单载波频分复用(SC-FDMA)符号，从第一调制符号序列划分每个调制符号以便对应于PUCCH的每一个时隙，并且由此以时隙为基础获得与多个SC-FDMA符号对应的多个扩展第二调制符号序列。

可以向相应的第二调制符号序列应用不同的循环移位值。

可以取决于与第二调制符号序列对应的SC-FDMA符号来确定向所述各个第二调制符号应用的循环移位值。

可以取决于与第二调制符号序列对应的时隙来确定向所述各个第二调制符号应用的循环移位值。

可以使用小区特定的循环移位值来确定向所述各个第二调制符号应用的循环移位值。在该情况下，可以使用下面的等式来获得小区特定的循环移位值：

$n_{cs}^{cell}(n_s,l)={\mathrm{\Σ}}_{i=0}^{7}c(8N_{symb}^{UL}\·n_s+8l+i)\·2^i$

其中，是小区特定的循环移位值，c()是伪随机序列产生函数，是在一个时隙中的SC-FDMA符号的数量，n_s是时隙索引，并且，l是SC-FDMA符号索引。

根据本发明的另一个方面，一种用于在无线通信系统中在UE通过PUCCH来发射控制信息的方法，包括：联合编码多个控制信息以获得单个码字；从单个码字获得加扰的码字；从加扰的码字获得第一调制符号序列；从第一调制符号序列获得与PUCCH中的相应的时隙对应的多个第二调制符号序列；通过对于多个第二调制符号序列执行DFT预编码来获得多个复数符号序列；并且，通过PUCCH来发射多个复数符号序列。

根据本发明的另一个方面，一种被配置为在无线通信系统中通过PUCCH来发射控制信息的UE包括：RF单元；以及，处理器，所述处理器被配置为联合编码多个控制信息以获得单个码字；从单个码字获得加扰的码字；从加扰的码字获得第一调制符号序列；从第一调制符号序列获得与PUCCH中的相应的时隙对应的多个第二调制符号序列；通过对于多个第二调制符号序列执行DFT预编码来获得多个复数符号序列；并且，通过PUCCH来发射多个复数符号序列。

获得多个第二调制符号序列的操作包括：扩展在第一调制符号序列中的调制符号，该调制符号对应于PUCCH中的每一个时隙，使得调制符号对应于在对应的时隙中的多个单载波频分复用(SC-FDMA)符号，并且由此以时隙为基础获得与多个SC-FDMA符号对应的多个扩展第二调制符号序列。在该情况下，可以使用下面的值作为初始值来产生UE特定的扰码

其中，n_s是时隙索引，是小区ID，n_RNTI是小区RNTI(C-RNTI)，并且，表示下取整函数(flooringfunction)。

有益效果

根据本发明的实施例，可以在无线通信系统中有效地发射控制信息。而且，可以提供用于有效地发射控制信息的信道格式和信号处理方法。另外，可以有效地分配用于控制信息发射的资源。

本领域内的技术人员可以明白，使用本发明可以实现的目的不限于上文具体描述的，并且通过下面结合附图的详细描述，可以更清楚地明白本发明可以实现的上面的和其他的优点。

附图说明

附图被包括来进一步理解本发明，并且被包含到本申请中并且构成其一部分，附图图示本发明的实施例，并且与说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：

图1图示在3GPPLTE系统中使用的物理信道和使用该物理信道的信号发射方法；

图2图示上行链路信号处理过程；

图3图示下行链路信号处理过程；

图4图示SC-FDMA和OFDMA方案；

图5图示满足单载波属性的在频域中的信号映射方案；

图6图示在分簇SC-FDMA中向单载波映射DFT处理输出采样的信号处理过程；

图7和8图示了在分簇SC-FDMA中向多载波映射DFT处理输出采样的信号处理过程；

图9图示在分段SC-FDMA中的信号处理过程；

图10图示上行链路子帧结构；

图11图示用于在上行链路上发射参考信号(RS)的信号处理过程；

图12图示用于PUSCH的解调参考信号(DMRS)结构；

图13和14图示PUCCH格式1a和1b的时隙级结构；

图15和16图示PUCCH格式2/2a/2b的时隙级结构；

图17图示对于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化；

图18图示对于同一PRB中的PUCCH格式1/1a/1b和/2a/2b的混和结构的信道化；

图19图示了用于PUCCH发射的PRB分配；

图20图示了在基站(BS)中的下行链路分量载波的管理的概念；

图21图示了在用户设备(MS)中的上行链路分量载波的管理的概念；

图22图示在BS中通过一个MAC层进行的多载波管理的概念；

图23图示在UE中通过一个MAC层进行的多载波管理的概念；

图24图示在BS中通过多个MAC层进行的多载波管理的概念；

图25图示在UE中通过多个MAC层进行的多载波管理的概念；

图26图示在BS中通过多个MAC层进行的多载波管理的概念；

图27图示在UE中通过一个或多个MAC层进行的多载波管理的概念；

图28图示其中多个DLCC链接到一个ULCC的非对称载波聚合；

图29和30图示根据本发明的一个实施例的PUCCH格式和用于其的信号处理过程；

图31至34图示根据本发明的另一个实施例的PUCCH格式和用于其的信号处理过程；

图35至42图示根据本发明的一个实施例的PUCCH资源；

图43图示根据本发明的一个实施例的用于通过多个天线发射PUCCH的信号处理过程；

图44图示根据本发明的另一个实施例的PUCCH格式和用于其的信号处理过程；

图45至56图示根据本发明的一个实施例的PUCCH资源分配；

图57图示根据本发明的一个实施例的不同PUCCH格式的共存；

图58图示了当仅使用一个RS时并且当一起使用该RS和控制信息来检测全DTX状态时获得的结果；并且

图59图示适用于本发明的BS和UE的配置。

具体实施方式

本发明的实施例适用于多种无线接入技术，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。CDMA可以被实现为诸如通用陆地无线接入(UTRA)或CDMA2000的无线技术。TDMA可以被实现为诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线业务(GPRS)/增强型数据速率GSM演进(EDGE)的无线技术。OFDMA可以被实现为诸如电气与电子工程师协会(IEEE)802.11(无线保真(Wi-Fi))、IEEE802.16(全球微波接入互操作性(WiMAX))、IEEE802.20、演进UTRA(E-UTRA)的无线技术。UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的一部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用E-UTRA的演进UMTS(E-UMTS)的一部分。高级LTE(LTE-A)是3GPPLTE的演进。虽然为了说明的清楚专注于3GPPLTE/LTE-A给出了下面的说明，但是这仅仅是示例性的，并且因此不应当被解释为限制本发明。

在无线通信系统中，UE通过下行链路从BS接收信息，并且通过上行链路向BS发射信息。在BS和UE之间发射和接收的信息包括数据和各种类型的控制信息。根据在BS和UE之间发射和接收的信息的类型/用途提出了各种物理信道。

图1图示在3GPPLTE系统中使用的物理信道和使用该物理信道的信号发射方法。

当通电时或当UE初始进入小区时，在步骤S101中UE执行涉及与BS的同步的初始小区搜索。由于初始小区搜索，UE可以与BS同步，并且通过从BS接收主同步信道(P-SCH)和辅助同步信道(S-SCH)来获取诸如小区标识符(ID)的信息。然后，UE可以在物理广播信道(PBCH)上从小区接收广播信息。同时，UE可以通过在初始小区搜索期间接收下行链路参考信号(DLRS)来确定下行链路信道状态。

在初始小区搜索后，在步骤S102中UE可以通过下述方式来获取更具体的系统信息：接收物理下行链路控制信道(PDCCH)，并且基于PDCCH的信息来接收物理下行链路共享信道(PDSCH)。

在步骤S103至S106中UE可以执行随机接入过程以接入BS。为了随机接入，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上向BS发射前导(S103)，并且在PDCCH和与PDCCH对应的PDSCH上接收对于前导的响应消息(S104)。在基于竞争的随机接入的情况下，UE可以通过下述方式来执行竞争解决过程：进一步发射PRACH(S105)，并且接收PDCCH和与PDCCH对应的PDSCH(S106)。

在上述过程后，UE可以接收PDCCH/PDSCH(S107)，并且发射物理上行链路共享信道(PUSCH)/物理上行链路控制信道(PUCCH)(S108)，作为一般的下行链路/上行链路信号发射过程。在此，从UE向BS发射的控制信息被称为上行链路控制信息(UCI)。UC可以包括混和自动重复和请求应答/否定应答(HARQACK/NAKC)信号、调度请求(SR)、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵指示(PMI)、秩指标(RI)等。虽然一般通过PUCCH来发射UCI，但是当需要同时发射控制信息和业务数据时，可以通过PUSCH来发射UCI。可以在网络的请求/指令下通过PUSCH来不定期地发射UCI。

图2图示信号处理过程，UE通过该信号处理过程来发射上行链路信号。

为了发射上行链路信号，UE的加扰模块210可以使用UE特定的加扰信号来将上行链路信号加扰。该加扰的信号被输入到调制映射器220，在调制映射器220中，根据信号类型和/或信道状态，使用二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)或16正交调幅(QAM)/64-QAM将加扰信号调制为复数符号。调制的复数符号由变换预编码器230处理，然后被应用到资源元素映射器240。资源元素映射器240可以将复数符号映射到时间-频率资源元素。以这种方式处理的信号可以经历SC-FDMA信号发生器250，并且通过天线被发射到BS。

图3图示信号处理过程，BS通过该信号处理过程来发射下行链路信号。

在3GPPLTE系统中，BS可以在下行链路上发射一个或多个码字。如在图2中所示的上行链路中那样，码字可以通过加扰模块301和调制映射器302被处理为复数符号。然后，层映射器303将复数符号映射到多个层。层可以与预编码模块304中的预编码矩阵相乘，并且被分配到传送天线。用于相应的天线的处理的信号可以被资源元素映射器305映射到时间-频率资源元素，并且经历OFDM信号发生器306以通过天线发射。

当UE在无线通信系统中发射上行链路信号时，与BS发射下行链路信号的情况相比，峰均比(PAPR)变为问题。因此，上行链路信号发射使用SC-FDMA，而下行链路信号发射使用OFDMA，如上面参考图2和3所描述的。

图4图示SC-FDMA和OFDMA方案。3GPP系统在下行链路中采用OFDMA，并且在上行链路中采用SC-FDMA。

参见图4，用于发射上行链路信号的UE和用于发射下行链路信号的BS都包括串并转换器401、子载波映射器403、M点IDFT模块404和循环前缀(CP)添加器406。用于根据SC-FDMA来发射信号的UE另外包括N点DFT模块402。

图5图示满足单载波属性的在频域中的信号映射方案。图5(a)图示集中式映射方案，并且图5B图示分布式映射方案。

现在将描述作为SC-FDMA的修改版本的分簇SC-FDMA。分簇SC-FDMA在子载波映射处理中将DFT处理输出采样划分为子组，并且将子主离散地映射到频域(或子载波域)。

图6图示信号处理过程，用于在分簇SC-FDMA中将DFT处理输出采样映射到单载波。图7和8图示信号处理过程，用于在分簇SC-FDMA中将DFT处理输出采样映射到多个载波。图6示出载波内的分簇SC-FDMA的应用的示例，而图7和8示出载波之间的分簇SC-FDMA的应用的示例。图7图示下述情况：当在相邻的分量载波之间设置了子载波间隔同时在频域中连续地分配分量载波时，通过单个IFFT块来产生信号。图8示出下述情况：当在频域中不连续地分配分量载波时，通过多个IFFT块来产生信号。

图9图示在分段SC-FDMA中的信号处理过程。

分段SC-FDMA是当DFT块的数量等于IFFT块的数量并且因此DFT块和IFFT块一对一地对应时，常规的SC-FDMA的DFT扩展和IFFT子载波映射结构的简单延伸。虽然在此采样术语“分段SC-FDMA”，但是它也可以被称为NxSC-FDMA或NxDFT扩展OFDMA(NxDFT-s-OFDMA)。参见图9，分段SC-FDMA特征在于将总的时域调制符号划分为N组(N是大于1的整数)，并且以逐组为基础执行DFT处理，以减轻单载波属性限制。

图10图示上行链路子帧结构。

参见图10，上行链路子帧包括多个时隙(例如，2个时隙)。根据CP长度时隙可以包括不同数量的SC-FDMA。例如，在正常CP的情况下时隙可以包括7个SC-FDMA符号。上行链路子帧被划分为数据区域和控制区域。数据区域包括PUSCH，并且用于发射诸如音频数据的数据信号。控制区域包括PUCCH，并且用于发射UCI。在频域中，PUCCH包括位于数据区域的两端的RB对(例如，在频率镜像位置中的7个RB对，并且m＝0、1、2、3、4)，并且基于时隙跳跃。UCI包括HARQACK/NACK、CQI、PMI、RI等。

图11图示用于在上行链路上发射参考信号(RS)的信号处理过程。虽然通过DFT预编码器、频率映射将数据转换为频域信号并入然后通过IFFT发射，但是RS不通过DFT预编码器。具体地说，在频域中产生的RS序列(S11)顺序地经历集中式映射(S12)、IFFT(S13)和CP添加(S14)以发射。

通过基本序列的循环移位α来限定RS序列并且可以由等式1表示。

[等式1]

$r_{u,v}^{\left(\mathrm{\&alpha;}\right)}\left(n\right)=e^{j\mathrm{\&alpha;}n}{\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right),0\&le;n<M_{sc}^{RS}$

在此，表示RS序列的长度，表示以子载波为基础的资源块大小，并且表示最大上行链路发射带宽。

基本序列被划分为几个组。u∈{0，1，...，29}表示组数量，并且v对应于在对应的组中的基本序列编号。每一个组包括具有长度(1≤m≤5)的一个基本序列(v＝0)和具有长度()的两个基本序列(v＝0，1)。在对应的组中的序列组编号u和基本序列编号v可以随着时间改变。根据序列长度来限定基本序列

具有比长的长度的基本序列可以定义如下。

对于通过下面的等式2来给出基本序列

[等式2]

${\stackrel{\&OverBar;}{r}}_{u,v}\left(n\right)=x_q\left({\mathrm{nmodN}}_{ZC}^{RS}\right),0\&le;n<M_{sc}^{RS}$

在此，可以通过下面的等式3来限定第q个Zadoff-Chu根序列。

[等式3]

$x_q\left(m\right)=e^{-\frac{\mathrm{\&pi;}qm(m+1)}{N_{ZC}^{RS}}},0\&le;m\&le;N_{ZC}^{RS}-1$

在此，q满足下面的等式4。

[等式4]

$\stackrel{\&OverBar;}{q}=N_{ZC}^{RS}\&CenterDot;(u+1)/31$

Zadoff-Chu序列的长度由最大素数来给出，并且因此满足 $N_{ZC}^{RS}<M_{sc}^{RS}.$

具有小于的长度的基本序列可以被限定如下。对于和通过下面的等式5来给出基本序列。

[等式5]

在此，对于和分别如在表1和2中所示给出

[表1]

[表2]

现在将描述RS跳跃。

可以根据等式6通过组跳跃图案f_gh(n_s)和序列移位图案f_ss来限定在时隙n_s中的序列组编号u。

[等式6]

u＝(f_gh(n_s)+f_ss)mod30

在此，mod表示取模运算。

存在17个不同的跳跃图案和30个不同的序列移位图案。可通过使得能够组跳跃并且由高层提供的参数来使能或禁止序列组跳跃。

PUCCH和PUSCH具有相同的跳跃图案，但是可以具有不同的序列移位图案。

组跳跃图案f_gh(n_s)对于PUSCH和PUCCH相同，并且通过下面的等式7被给出。

[等式7]

在此，c(i)对应于伪随机序列，并且在每一个无线电帧的开始处用来初始化伪随机序列发生器。

序列移位图案f_ss在PUCCH和PUSCH之间不同。

对于PUCCH，通过来给出序列移位图案对于PUSCH，通过来给出序列移位图案通过高层来配置Δ_ss∈{0，1，...，29}。

现在将描述序列跳跃。

序列跳跃仅适用于长度的参考信号。

对于长度的参考信号，在基本序列组中的基本序列编号v由v＝0给出。

对于长度的参考信号，通过下面的等式8来给出在时隙n_s中基本序列组内的基本序列编号v。

[等式8]

在此，c(i)对应于伪随机序列和由高层提供的参数，并且使的序列跳跃能够确定是否使能序列跳跃。可以在每一个无线电帧的开始处使用来初始化伪随机序列发生器。

用于PUSCH的参考信号被确定如下。

通过来限定用于PUSCH的参考信号序列r^PUSCH(·)，其中， $\begin{array}{c}m=0,1\\ n=0,\mathrm{...},M_{sc}^{RS}-1\end{array}$ 并且 $M_{sc}^{RS}=M_{sc}^{PUSCH}.$

在一个时隙中，由α＝2n_cs/12和 $n_{cs}=(n_{DMRS}^{\left(1\right)}+n_{DMRS}^{\left(2\right)}+n_{PRS}(n_s\left)\right)\mathrm{mod}12$ 来给出循环移位。

在此，是广播值，通过上行链路调度分配来给出并且，n_PRS(n_s)是小区特定的循环移位值。n_PRS(n_s)随着时隙编号n_s而改变，并且通过 $n_{PRS}\left(n_s\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8\&CenterDot;n_s+i)\&CenterDot;2^i$ 来给出。

在此，c(i)表示伪随机序列，并且是小区特定值。可以在每一个无线电帧的开始处使用来初始化伪随机序列发生器。

表3示出在下行链路控制信息(DCI)格式0中的循环移位字段和

[表3]

现在将描述用于在PUSCH中的上行链路RS的物理映射方法。

将序列乘以幅度缩放因子β_PUSCH，并且映射到用于在以r^PUSCH(0)开始的序列中的对应的PUSCH的同一集合的物理资源块(PRB)。在子帧中，向资源元素(k，l)的映射将是首先以k然后以时隙编号的升序，其中，对于正常CP，l＝3，并且对于扩展CP，l＝2。

总之，对于或更大的长度，将ZC序列与循环扩展一起使用，而将计算机产生的序列用于小于的长度。根据小区特定的循环移位、UE特定的循环移位和跳跃图案来确定循环移位。

图12a示出在正常CP的情况下用于PUSCH的DMRS结构，并且图12b示出在扩展CP的情况下用于PUSCH的DMRS结构。在图12a中通过第四和第十一SC-FDMA符号来发射DMRS，并且在图12b中通过第三和第九SC-FDMA符号来发射DMRS。

图13至16图示PUCCH格式的时隙级结构。PUCCH具有下面的格式化以便发射控制信息。

(1)格式1：通断键控(OOK)调制，用于调度请求(SR)。

(2)格式1a和1b：用于ACK/NACK发射。

1)格式1a：BPSK，用于一个码字的ACK/NACK

2)格式1b：QPSK，用于两个码字的ACK/NACK

(3)格式2：QPSK调制，用于CQI发射

(4)格式2a和2b：用于CQI和ACK/NACK的同时发射。

表4示出根据PUCCH格式和每一个子帧的比特数量的调制方案。表5示出根据PUCCH格式的每个时隙的RS数量，并且表6示出根据PUCCH格式在RS中的SC-FDMA符号位置。在表4中，PUCCH格式2a和2b对应于正常CP。

[表4]

PUCCH格式	调制方案	每一个子帧的比特数量(Mbit)
			1	不适用	不适用
1a	BPSK	1
			1b	QPSK	210 -->
2	QPSK	20
			2a	QPSK+BPSK	21
2b	QPSK+BPSK	22

[表5]

PUCCH格式	正常CP	扩展CP
			1,1a,1b	3	2
2	2	1
			2a,2b	2	N/A

[表6]

图13图示在正常CP的情况下的PUCCH格式1a和1b，并且图14图示在扩展CP的情况下的PUCCH格式1a和1b。在PUCCH格式1a和1b中，以逐个时隙为基础在子帧中重复相同的控制信息。通过由计算机产生的恒幅零自动相关(CG-CAZAC)序列的不同的循环移位(CS)(频域码)和正交覆盖码(OC或OCC)(时域扩展码)配置的不同资源来从UE分别发射ACK/NACK信号。OC包括例如沃尔什/DFT正交码。如果CS的数量是6并且OC的数量是3，那么可以以单个天线为基础在同一物理资源块(PRB)中复用总共18个UE。可以在任意的时域(在FFT调制后)或在任意的频域(在FFT调制前)中应用正交序列w0、w1、w2、w3。

对于SR和永久调度，可以通过无线电资源控制(RRC)向UE给出由CS、OC和PRB构成的ACK/NACK资源。对于动态ACK/NACK和非永久调度，可以通过与PDSCH对应的PUCCH的最小CCE指数来向UE隐式地提供ACK/NACK资源。

图15图示在正常CP的情况下的PUCCH格式2/2a/2b，并且图16图示在扩展CP的情况下的PUCCH格式2/2a/2b。参考图15和16，在正常CP的情况下，除了RS符号之外，一个子帧还包括10个QPSK数据符号。QPSK符号的每一个通过CS在频域中被扩展，并且然后被映射到对应的SC-FDMA符号。SC-FDMA符号级CS跳跃可以被应用来随机化小区之间的干扰。CDM可以使用CS来复用RS。例如，如果可用的CS的数量是12或6，则可以在同一PRB中复用12或6个UE。即，可以通过分别具有PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b的CS+OC+PRB和CS+PRB来复用多个UE。

在表7和表8中示出用于PUCCH格式1/1a/1b的具有长度4和长度3的正交序列。

[表7]

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度4正交序列

[表8]

用于PUCCH格式1/1a/1b的长度3正交序列

在表9中示出以PUCCH格式1/1a/1b的用于RS的正交序列。

[表9]

1a和1b

图17图示用于PUCCH格式1a和1b的ACK/NACK信道化。图17对应于的情况。

图18图示了用于在同一PRB中的PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b的混和结构的信道化。

可以将CS跳跃和OC重新映射应用如下。

(1)基于符号的小区特定的CS跳跃，用于小区之间的干扰的随机化。

(2)时隙级CS/OC重新映射

1)对于小区之间的干扰随机化

2)用于在ACK/NACK信道和资源(k)之间的映射的基于时隙的接入

用于PUCCH格式1/1a/1b的资源n_r包括下面的组合。

(1)CS(对应于符号级的DFT正交码)n_cs

(2)OC(时隙级的正交码)n_oc

(3)频率资源块(RB)n_rb

代表性索引n_r包括n_cs、n_oc和n_rb，其中，用于指示CS、OC和RB的索引分别是n_cs、n_oc和n_rb。在此，n_r满足n_r＝(n_cs,n_oc,n_rb)。

可以通过PUCCH格式2/2a/2b来发射CQI、PMI、RI和CQI与ACK/NACK的组合。在该情况下，可应用雷德-密勒(RM)信道编码。

例如，将LTE系统中的用于ULCQI的信道编码描述如下。使用RM码(20,A)来信道编码比特流a₀，a₁，a₂，a₃，...，a_A-1。表10示出了对于码(20,A)的基本序列。在此，a₀和a_A-1表示最高有效位(MSB)和最低有效位(LSB)。在扩展CP的情况下，在除了同时发射CQI和ACK/NACK的情况之外的情况下，信息比特的最大数量是11。ULCQI在使用RM码被编码为20比特后进行QPSK调制。编码的比特可以在进行QPSK调制前被加扰。

[表10]

I	Mi,0	Mi,1	Mi,2	Mi,3	Mi,4	Mi,5	Mi,6	Mi,7	Mi,8	Mi,9	Mi,10	Mi,11	Mi,12
														0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	1	0
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0
														2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1	1	1
														4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1	1	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	1
														6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1	1	1
														8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1	1	1
														10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1	1	1
														12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1
														14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1	0	1
														16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0	1	1
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0	1	113 -->
														18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0	0	0

可以通过等式9来产生信道编码的比特b₀，b₁，b₂，b₃，...，b_B-1。

[等式9]

$b_i=\underset{n=0}{\overset{A-1}{\&Sigma;}}(a_n\&CenterDot;M_{i,n})\mathrm{mod}2$

在此，i＝0,1,2,...,B-1。

表11示出用于宽带(单天线端口、发射分集或开环空间复用PDSCH)CQI反馈的上行链路控制信息(UCI)字段。

[表11]

字段	频带
		宽带CQI	4

表12示出用于宽带CQI和PMI反馈的UCI字段。这个字段报告闭环空间复用PDSCH发射。

[表12]

表13示出用于宽带报告的RI反馈的UCI字段。

[表13]

图19图示PRB分配。如图19中所示，PRB可以用于在时隙n_s中的PUCCH发射。

多载波系统或载波聚合系统表示使用具有比用于支持宽带的目标带宽更窄的带宽的多个载波的聚合的系统。当聚合具有比目标带宽窄的带宽的多个载波时，聚合的载波的带宽可以限于在现有系统中使用的带宽，以用于与现有系统的后向兼容。例如，LTE系统支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽，并且从LTE系统演进的LTE-A系统可以通过使用由LTE系统支持的带宽而支持比20MHz更宽的带宽。或者，可以限定新的带宽以支持载波聚合，而与在现有系统中使用的带宽无关。术语“多载波”可以与载波聚合和带宽聚合一起使用。载波聚合集中地指示连续的载波聚合和非连续的载波聚合。

图20图示在BS中的下行链路分量载波的管理的概念，并且图21图示在UE中的上行链路分量载波的管理的概念。为了方便说明，在下面的说明中，将更高层简称为MAC层。

图22图示了在BS中通过一个MAC层进行的多载波管理的概念，并且图23图示在UE中通过MAC层进行的多载波管理的概念。

参见图22和23，一个MAC层管理和操作用于发射和接收的一个或多个频率载波。在该情况下，资源管理是灵活的，因为由一个MAC层管理的频率载波不必是连续的。在图22和23中，一个PHY层对应于一个分量载波。在此，一个PHY层不必表示单独的射频(RF)装置。虽然通常一个独立的RF装置表示一个PHY层，但是一个RF装置不限于此，并且可以包括多个PHY层。

图24图示在BS中由多个MAC层进行的多个载波管理的概念，并且图25图示在UE中由多个MAC层进行的多个载波管理的概念。图26图示在BS中由多个MAC层进行的多个载波管理的概念，并且图27图示在UE中由一个或多个MAC层进行的多个载波管理的概念。

与在图22和23中所示的结构相区别，可以通过多个MAC层来控制多个载波，如图24至27中所示。

多个MAC层可以一对一地控制多个载波，如图24和25中所示。参见图26和27，MAC层可以一对一地控制一些载波，并且一个MAC层可以控制其他载波。

上述的系统包括连续或不连续的一个至N个载波。这可以被应用在上行链路和下行链路中。TDD系统被配置为使得操作N个载波用于下行链路发射和上行链路发射，并且FDD系统被配置为使得多个载波分别用于上行链路和下行链路。FDD系统可以支持不对称载波聚合，其中，聚合的载波的数量和/或载波带宽在上行链路和下行链路之间不同。

当在上行链路中聚合的分量载波的数量等于下行链路的时，能够配置所有的分量载波使得它们与现有的系统兼容。然而，本发明不排除认为不与现有系统兼容的分量载波的配置。

虽然假设当使用下行链路分量载波#0来发射PDCCH时通过下行链路分量载波#0来发射与PDCCH对应的PDSCH来进行下面的说明，但是显然，可以使用交叉载波调度通过不同的下行链路分量载波来发射PDSCH。术语“分量载波”可以被替换为等同的术语(例如，小区)。

图28图示在支持载波聚合的无线通信系统中发射UCI的情形。这个情形基于UCI是ACK/NACK信息的假设。然而，这是示例性的，并且UCI可以包括控制信息，诸如信道状态信息(例如，CQI、PMI、RI等)和调度请求信息(例如，SR)。

图28图示不对称的载波聚合，其中，5个DLCC链接到一个ULCC。可以从UCI发射的角度来设置这个不对称载波聚合。即，用于UCI的DLCC-ULCC链接和用于数据的DLCC-ULCC链接可以彼此不同。当假设一个DLCC可以发射最多两个码字时，需要至少两个ULACK/NACK比特。在该情况下，需要至少10个ACK/NACK比特，使用一个ULCC来发射用于通过5个DLCC接收的数据的ACK/NACK信息。如果对于每一个DLCC也支持DTX状态，则对于ACK/NACK发射需要至少12比特(＝5^5＝3125＝11.6比特)。常规PUCCH格式1a/1b可以发射具有最多2比特的ACK/NACK信息，并且因此不能发射具有增加数量的比特的ACK/NACK信息。虽然已经描述了载波聚合增加UCI的数量，但是在天线数量上的增加、在TDD系统中的回程子帧的存在以及中继系统等可能引起UCI的数量上的增加。类似于ACK/NACK信息，当通过一个ULCC来发射与多个DLCC相关的控制信息时，控制信息的数量增加。例如，当通过UL锚定(或主)CC来发射与多个DLCC相关的CQI时，CQI有效负荷可能增大。DLCC和ULCC也可以分别被称为DL小区和UL小区，并且锚定DLCC和锚定ULCC可以分别被称为DL主小区(PCell)和ULPCell。

DL主CC可以被定义为与UL主CC链接的DLCC。在此，链接包括隐式链接和显式链接。在LTE中，将一个DLCC和一个ULCC唯一地配对。例如，根据LTE配对与UL主CC链接的DLCC可以被称为DL主CC。这可以被看作隐式链接。显式链接表示网络预先配置链接，并且可以通过RRC来用信号传送它。在显式链接中，与UL主CC配对的DLCC可以被称为DL主CC。在此，UL主(锚定)CC可以是承载PUCCH的ULCC。否则，UL主CC可以是在PUCCH或PUSCH上承载UCI的ULCC。可以通过更高层信令来配置DL主CC。DL主CC可以是DLCC，UE通过它来执行初始接入。除了DL主CC之外的DLCC可以被称为DL辅助CC。类似地，除了UL主CC之外的ULCC可以被称为UL辅助CC。

DL-UL配对仅可以对应于FDD。不可以对于TDD另外限定DL-UL配对，因为TDD使用同一频率。可以通过SIB2的ULEARFCN信息从UL链接确定DL-UL链接。例如，DL-UL链接可以在初始接入的情况下通过SIB2解码被获得，并且在其他情况下通过RRC信令来获取。因此，仅存在SIB2链接，并且可以不显式地限定其他DL-UL配对。例如，在图28中所示的5DL:1UL结构中，DLCC#0和ULCC#0具有SIB2链接关系，并且其他DLCC可以与未设置到对应的UE其他ULCC具有SIB2链接关系。

现在将参考附图描述用于有效地发射增加数量的UCI的方案。具体地说，提出了用于发射增加数量的UCI的新的PUCCH格式/信号处理过程/资源分配方法。在下面的说明中，鉴于已经在LTE中限定了达到PUCCH格式2的情况，由本发明提出的PUCCH格式被称为新的PUCCH格式、LTE-APUCCH格式或PUCCH格式3。可以以相同或类似的方式将本发明提出的PUCCH格式的技术精神容易地应用到能够发射UCI的任意物理信道(例如，PUSCH)。例如，可以向周期地发射控制信息的周期PUSCH结构或不定期地发射控制信息的非周期PUSCH结构应用本发明的一个实施例。

在下面的说明中，现有的LTE的PUCCH格式1(正常CP)的UCI/RS符号结构被用作应用于根据本发明的一个实施例的PUCCH格式3的子帧/时隙级UCI/RS符号结构。然而，该子帧/时隙级UCI/RS符号结构是示例性的，并且本发明不限于特定的UCI/RS符号结构。在根据本发明的PUCCH格式3中，可以根据系统设计来自由地改变UCI/RS符号的数量、UCI/RS符号的位置等。例如，可以使用现有的LTE的PUCCH格式2/2a/2b的RS符号结构来限定根据本发明的PUCCH格式3。

根据本发明的实施例的PUCCH格式3可以用于发射任意类型/大小的UCI。例如，根据本发明的PUCCH格式3可以发射信息，诸如ACK/NACK、CQI、PMI、RS、SR等或其组合。这个信息可以具有任意大小的有效负荷。下面的实施例的说明和附图专注于根据本发明的PUCCH格式3发射ACK/NACK信息的情况。然而，在下面的实施例中，ACK/NACK信息可以被替换为任意的UCI，并且可以与其他UCI一起被发射。

示例1

图29a至29f图示根据本发明的一个实施例的PUCCH格式的结构和用于其的信号处理过程。

图29a图示下述情况：根据本发明的PUCCH格式被应用到PUCCH格式1(正常CP)。参见图29a，信道编码块对信息比特a_0、a_、...、a_M-1(例如，多个ACK/NACK比特)进行信道编码以产生编码的比特(被编码的比特或编码比特)(或码字)b_0、b_1、...、b_N-1。在此，M表示信息比特大小，并且N表示编码的比特大小。信息比特包括用于例如通过多个DLCC接收的多个数据(或PDSCH)的多个ACK/NACK比特。联合编码信息比特a_0、a_1、...、a_M-1，而与形成信息比特的UCI的类型/数量/大小无关。例如，当信息比特包括用于多个DLCC的多个ACK/NACK比特时，对于所有的信息而不是每个DLCC和每一个ACK/NACK比特执行信道编码，以产生单个码字。信道编码不限于此，并且包括简单重复、单纯形编码、雷德密勒(RM)编码、凿孔RM编码、咬尾卷积编码(TBCC)、低密度奇偶校验(LDPC)或turbo编码。可以根据调制阶数和资源数量对编码的比特进行速率匹配，这未在附图中示出。速率匹配功能可以包括在信道编码块中或可以由独立的功能块来执行。例如，信道编码块可以对于多个控制信息执行(32,0)RM编码，以产生单个码字，并且对于该码字执行循环缓冲速率匹配。

现在将详细描述执行(32,0)RM编码的情况。等式10表示当信息比特a_0、a_1、...、a_M-1具有小于11比特的长度时的信道编码。

[等式10]

$\tilde{b}\_i=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}(a\_n\&CenterDot;M_{i,n})\mathrm{mod}2$

在此，表示信道编码的输出比特，并且M_i,n表示用于信道编码的基本序列。在表14中示出M_i,n的示例。

随后，通过必要的长度来对输出比特b～_i进行循环缓冲速率匹配。即，根据等式11，可以通过必要的长度来循环地重复b～_i。

[等式11]

$b\_i=\tilde{b}\_\left(i\mathrm{mod}32\right)$

在此，b_i(i＝0,…,N-1)表示在速率匹配后的编码的比特。

当信息比特a_0、a_1、...、a_M-1具有超过11比特的长度时，能够将信息比特划分为每一个11比特的信息比特，对于划分的比特执行(32,0)RM编码，然后组合结果。

[表14]

i	Mi,0	Mi,1	Mi,2	Mi,3	Mi,4	Mi,5	Mi,6	Mi,7	Mi,8	Mi,9	Mi,10
												0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1
												2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1
												4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1
												6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1
												8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	117 -->
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1
												10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1
												12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1
												14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1
												16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0
												18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0
												20	1	0	1	0	0	0	1	0	0	0	1
21	1	1	0	1	0	0	0	0	0	1	1
												22	1	0	0	0	1	0	0	1	1	0	1
23	1	1	1	0	1	0	0	0	1	1	1
												24	1	1	1	1	1	0	1	1	1	1	0
25	1	1	0	0	0	1	1	1	0	0	1
												26	1	0	1	1	0	1	0	0	1	1	0
27	1	1	1	1	0	1	0	1	1	1	0
												28	1	0	1	0	1	1	1	0	1	0	0
29	1	0	1	1	1	1	1	1	1	0	0
												30	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
31	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0

调制器调制编码的比特b_0、b_1、...、b_N-1以产生调制符号c_0、c_1、...、c_L-1，其中，L表示调制符号的大小。通过修改发射信号的大小和相位来执行调制方法。例如，调制方法包括n-PSK(相移键控)和n-QAM(正交调幅)(n是2或更大的整数)。具体地说，调制方法可以包括BPSK(二进制PSK)、QPSK(正交PSK)、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAM等。

划分器将调制符号c_0、c_1、...、c_L-1划分为时隙。不特别限制将调制符号划分为时隙的顺序/图案/方案。例如，划分器可以将调制符号顺序地划分为时隙(集中式方案)。在该情况下，可以将调制符号c_0、c_1、...、c_L/2-1划分为时隙0，并且可以将调制符号c_L/2、c_L/2+1、...、c_L-1划分为时隙1，如图29a中所示。而且，调制符号当被划分为时隙时可以被交织(或置换)。例如，可以将偶数编号的调制符号划分为时隙0，并且将奇数编号的调制符号划分为时隙1。可以改变调制操作和划分操作的顺序。

DFT预编码器对于被划分为每一个时隙的调制符号执行DFT预编码(例如，12点DFT)，以便产生单载波波形。参见图29a，被划分为时隙0的调制符号c_0、c_1、...、c_L/2-1可以被DFT预编码为DFT符号d_0、d_1、...、d_L/2-1，并且，被划分为时隙1的调制符号c_L/2、c_L/2+1、...、c_L-1可以被DFT预编码为DFT符号d_L/2、d_L/2+1、...、d_L-1。可以将DFT预编码替换为其他对应的线性操作(例如，沃尔什预编码)。

扩展块在SC-FDMA符号级(时域)扩展DFT预编码的信号。使用扩展码(序列)来执行在SC-FDMA符号级的时域扩展。扩展码包括准正交码和正交码。准正交码包括伪噪声(PN)码。然而，准正交码不限于此。正交码包括沃尔什码和DFT码。然而，正交码不限于此。在下面的说明中，为了说明容易，将正交码用作扩展码。然而，正交码是示例性的，并且可以被替换为准正交码。扩展码大小(或扩展因子SF)的最大值由用于控制信息发射的SC-FDMA符号的数量来限制。例如，当在一个时隙中使用4个SC-FDMA符号用于控制信息发射时，可以将具有长度4的(准)正交码w0、w1、w2、w3用于每一个时隙。SF表示控制信息的扩展程度，并且可以与UE复用阶或天线复用阶相关。可以根据系统要求将SF改变为1、2、3、4、…，并且在BS和UE之间预定义SF，或通过DCI或RRC信令向UE传送SF。例如，当用于控制信息的SC-FDMA符号之一被凿孔以便发射SRS时，可以向对应的时隙的控制信息应用具有减小的SF的扩展码(例如，SF＝3而不是SF＝4)。

通过上述的过程产生的信号被映射到PRB中的子载波，然后进行IFFT，以被变换为时域信号。向时域信号加上循环前缀，以产生SC-FDMA符号，该SC-FDMA符号然后通过RF单元被发射。

现在将在发射用于5个DLCC的ACK/NACK比特的假设下更详细地描述上述过程。当每个DLCC可以发射2个PDSCH时，如果包括DTX状态，则用于DLCC的ACK/NACK比特可以是12比特。在使用QPSK和SF＝4时间扩展的假设下，编码块大小(在速率匹配后)可以是48比特。编码比特被调制为24个QPSK符号，并且12个QPSK符号被划分为每一个时隙。在每一个时隙中，12个QPSK符号通过12点DFT转换为12个DFT符号。在每一个时隙中，使用在时域中的SF＝4的扩展码将12个DFT符号扩展并映射为4个SC-FDMA符号。因为通过[2比特×12个子载波×8个SC-FDMA符号]来发射12个比特，所以编码率是0.0625(＝12/192)。在SF＝4的情况下，每一个PRB可以复用最多4个UE。

可以通过各种等同的信号处理过程来获得在图29a中所示的过程中被映射到PRB的信号。现在将参考图29b至29g来描述与图29a的信号处理过程等同的信号处理过程。

图29b示出改变图29a的DFT预编码器和扩展块的操作顺序的情况。扩展块的功能对应于在SC-FDMA符号级从DFT预编码器输出的DFT符号序列乘以特定常数的操作，并且因此即使改变了DFT预编码器和扩展块的操作的顺序，也将同一信号值映射到SC-FDMA符号。因此，可以以信道编码、调制、划分、扩展和DFT预编码的顺序来执行用于PUCCH格式3的信号处理过程。在该情况下，可以通过一个功能块来执行划分和扩展。例如，可以将调制符号交替地划分为时隙，并且同时在SC-FDMA符号级扩展。或者，可以复制调制符号使得它们在被划分为时隙时对应于扩展码的大小，并且可以将复制的调制符号一对一地乘以扩展码的相应元素。因此，对于每一个时隙产生的调制符号序列被扩展为多个SC-FDMA符号。然后，对于每一个SC-FDMA符号，与SC-FDMA符号对应的复数符号序列被DFT预编码。

图29c示出改变图29a的调制器和划分器的操作顺序的情况。在该情况下，在用于PUCCH格式3的信号处理过程中，在子帧级执行联合信道编码和划分，并且，在时隙级顺序地执行调制、DFT预编码和扩展。

图29d示出改变图29c的DFT预编码器和扩展块的操作顺序的情况。如上所述，因为扩展块的功能对应于在SC-FDMA符号级将从DFT预编码器输出的DFT符号序列乘以特定常数的操作，所以即使改变了DFT预编码器和扩展块的操作顺序，也将相同的信号值映射到SC-FDMA符号。因此，在用于PUCCH格式3的信号处理过程中，在子帧级执行联合信道编码和划分，并且，在时隙级执行调制。对于每一个时隙产生的调制符号序列被扩展为多个SC-FDMA符号，并且对于每一个SC-FDMA符号进行DFT预编码。在该情况下，可以通过一个功能块来执行调制和扩展操作。例如，可以在编码比特的调制期间在SC-FDMA符号级直接扩展所产生的调制符号。或者，在编码比特的调制期间，可以复制所产生的调制符号，使得它们对应于扩展码的大小，并且一对一地乘以扩展码的相应元素。

图29e示出向PUCCH格式2应用根据本实施例的PUCCH格式3(正常CP)的情况，并且图29f示出根据本实施例的PUCCH格式3被应用到PUCCH格式2(扩展CP)的情况。虽然基本信号处理过程与参考图29a至29d描述的过程相同，但是UCISC-FDMA符号和RSSC-FDMA符号的数量/位置与图29a的那些不同，因为重新使用LTE的PUCCH格式2。

表15示出在PUCCH格式3中的RSSC-FDMA符号位置。假定在时隙中的SC-FDMA符号的数量在正常CP的情况下是7(索引：0至6)，并且在扩展CP的情况下是6(索引：0至5)。

[表15]

表16和17示出根据SF值的示例性扩展码。表16示出具有SF＝5和SF＝3的DFT码，并且表17示出具有SF＝4和SF＝2的沃尔什码。DFT码是由表示的正交码，其中，w_k＝exp(j2πkm/SF)，其中，k表示DFT码大小或SF值，并且m是0、1、…、SF-1。表16和17示出m被用作用于正交码的索引的情况。

[表16]

[表17]

可以预先指定或从BS用信号发送码索引m。例如，码索引m可以隐式地与构成PDCCH的CCE索引(例如，最低CCE索引)相关联。可以通过PDCCH或RRC信令显式地指定码索引m。而且，可以从通过PDCCH或RRX信令指定的值得出码索引m。可以对于每一个子帧、每个时隙和多个SC-FDMA符号独立地给出码索引m。优选的是，可以对于每一个子帧、每个时隙和多个SC-FDMA符号改变码索引m。即，可以在预定间隔跳跃码索引m。

为了小区之间的干扰随机化，可以另外应用使用对应于小区物理ID(PCI)的扰码(例如，PN码，诸如Gold码)的小区特定加扰，或使用与UEID(例如，RNTI)对应的扰码的UE特定加扰，这未在附图中示出。可以对于整个信息执行、在SC-FDMA符号中执行、在SC-FDMA符号之间执行或对于整个信息和SC-FDMA符号两者执行加扰。可以通过在划分前对于信息比特、编码的比特和调制的符号执行加扰来实现加扰整个信息。可以通过在划分后对于调制符号或DFT符号执行加扰来实现在SC-FDMA符号内的加扰。可以通过在扩展后对于时域中的SC-FDMA符号执行加扰来实现SC-FDMA符号之间的加扰。

等式12表示比特级加扰。可以对于信息比特或编码比特(即，码字)执行比特级加扰。

[等式12]

$\tilde{a}\left(i\right)=\left(a\right(i)+c(i\left)\right)\mathrm{mod}2$ 或

$\tilde{b}\left(i\right)=\left(b\right(i)+c(i\left)\right)\mathrm{mod}2$

在此，和表示加扰的比特序列，并且a(i)和b(i)分别表示信息比特序列和编码的比特序列。另外，c(i)表示加扰序列，mod表示取模运算，并且i是0或更大的整数。

现在描述加扰序列产生过程。被限定为长度31的Gold序列的PN系列可以被用作加扰序列。可以通过等式13来限定具有长度MPN的PN序列c(n)。

[等式13]

c(n)＝(x₁(n+N_C)+x₂(n+N_C))mod2

x₁(n+31)＝(x₁(n+3)+x₁(n))mod2

x₂(n+31)＝(x₂(n+3)+x₂(n+2)+x₂(n+1)+x₂(n))mod2

在此，N_c＝1600，并且，使用x1(0)＝1、x1(n)＝0、n＝1,2,…,30来初始化第一m序列。可以通过等式14来给出第二m序列的初始值。

[等式14]

在此，n_s是时隙索引，表示小区ID，n_RNTI表示小区RNTI(C-RNTI)，并且表示下取整函数。

可以使用相乘运算而不是等式12的取模算术运算并且使用具有复数值的扰码来执行符号级加扰。

可以通过在进行DFT预编码器的处理前应用CDM来实现UE复用。例如，在进行DFT预编码器的处理前的信号是时域信号，并且因此，可以通过循环移位(或圆周移位)或沃尔什(或DFT)扩展来实现CDM。可以在信息比特级、编码比特级和调制符号级执行CDM。具体地说，例示了使用具有SF＝2的沃尔什码将2个UE复用到一个SC-FDMA符号的情况。当对于12个编码的比特执行QPSK时，产生a₀a₁a₂a₃a₄a₅的复数信号。使用沃尔什码[+1+1][+1-1]来扩展每一个UE的控制信息的示例如下。

–UE#0：应用[+1+1]。发射a₀a₁a₂a₃a₄a₅a₀a₁a₂a₃a₄a₅。

–UE#1：应用[+1+1]。发射a₀a₁a₂a₃a₄a₅-a₀-a₁-a₂-a₃-a₄-a₅。

在该情况下，可以另外执行交织。可以在扩展前或后应用交织。应用扩展和交织两者的示例如下。

–UE#0：应用[+1+1]。发射a₀a₀a₁a₁a₂a₂a₃a₃a₄a₄a₅a₅。

–UE#1：应用[+1+1]。发射a₀,-a₀,a₁,-a₁,a₂,-a₂,a₃,-a₃,a₄,-a₄,a₅,-a₅。

在DFT预编码器之前的阶段中从扩展和/或交织产生的信号进行DFT预编码(并且另外在必要时在SC-FDMA符号级进行时间扩展)，并且被映射到对应的SC-FDMA符号的子载波。

图30图示根据本发明的本实施例的另一个示例性PUCCH格式。虽然在图30中所示的PUCCH格式具有与图29中所示的PUCCH格式相同的基本结构，但是图30的PUCCH格式与图29的PUCCH格式不同在于以逐个时隙为基础重复相同的编码比特。因此，在图30中所示的信号处理块不包括划分器。

将描述在对于通过多个DLCC接收的数据发射多个ACK/NACK比特的假设下向UE分配PUCCH资源的方法。为了说明方便，PUCCH资源包括用于控制信息发射的资源和/或用于RS发射的资源，并且假定用于控制信息发射的(准)正交资源被称为资源A，并且用于RS发射的(准)正交资源被称为资源B。资源A包括PRB索引和扩展码(例如，沃尔什码)索引的至少一个。可以对于资源A给予一个代表性的逻辑索引，并且可以从代表性逻辑索引得出PRB索引和扩展码索引。资源B包括PRB索引、循环移位索引和正交覆盖索引的至少一个。可以对于资源B给予一个代表性逻辑索引，并且，可以从代表性索引索引推断PRB索引、循环前缀索引和正交覆盖索引。资源A和资源B的逻辑索引可以彼此相关联。而且，构成资源A和资源B的资源的索引可以彼此相关联。或者，可以定义独立的(代表性的)PUCCH资源索引并且将其与资源A和/或资源B相关联。即，可以从独立的PUCCH资源索引推断资源A和/或资源B。

第一资源分配方法用信号传送资源A和资源B。例如，可以通过物理控制信道(例如，PUCCH)或RRC信令来用信号传送资源A和资源B。在该情况下，可以分别用信号传送用于控制信息发射的资源A索引和用于RS发射的资源B索引，或者可以仅用信号传送其中之一。例如，如果RS格式和索引符合LTE，则可以仅用信号传送用于RS发射的资源B索引。因为优选地在与RS相同的PRB中发射控制信息，所以可以从用于RS的资源B索引得出用于控制信息的PRB索引，并且，可以通过与PRB索引对应的PRB来发射控制信息。可以从用于RS的正交覆盖索引或循环移位索引得出用于控制信息的正交码索引。或者，能够用信号传送附加的PUCCH资源索引并且从附加的PUCCH资源索引推断资源A和/或资源B。即，当给出附加的PUCCH资源索引时，可以从附加的PUCCH资源索引推断用于控制信息的PRB和/或正交覆盖索引以及用于RS的PRB、正交覆盖索引和/或循环移位索引。

为了降低信令开销并且有效地使用资源，可以通过高层信令(例如，RRC信令)向UE或UE组用信号传送多个候选的PUCCH资源(索引)，并且，可以通过物理控制信道(例如，PDCCH)来指示特定的PUCCH资源(索引)。如上所述，可以将PUCCH资源(索引)给出为[资源A索引和资源B索引]、[资源A索引或资源B索引]或[独立的PUCCH资源索引]。具体地说，可以通过DL辅助CC的PDCCH来用信号传送PUCCH资源索引。当应用载波聚合时，不必使用DL辅助CC的发射功率控制(TPC)，因为仅通过UL主CC来发射PUCCH。因此，可以通过经由DL辅助CC发射的PDCCH的TPC字段来用信号传送PUCCH资源(索引)。

第二资源分配方法在动态ACK/NACK资源分配的情况下重新使用LTE的隐式方法。例如，可以推断对应于与特定DLCC(例如，主DLCC)的DL许可对应的PDCCH的最低CCE索引并且符合LTE规则(n_r＝n_cce+N_PUCCH⁽¹⁾)的资源索引。在此，n_r表示资源A(和/或资源B)索引，n_cce表示构成PDCCH的最低CCE索引，并且N_PUCCH⁽¹⁾表示由高层配置的值。例如，RS可以使用与推断的资源索引对应的资源。在控制信息的情况下，可以从推断的资源索引得出PRB索引，并且可以使用在与PRB索引对应的PRB中的对应资源(例如，扩展码)来发射用于多个DLCC的ACK/NACK信息。当从与控制信息对应于的资源索引推断与RS对应的资源索引时，不能从与控制信息对应的资源索引得出用于RS的循环移位索引，因为在RS资源(例如，循环移位、正交覆盖和PRB索引的组合)中的与循环移位索引对应的资源不用于控制信息。

现在描述用于使用多天线发射方法来发射PUCCH的方案。虽然在下面的实施例中描述了2Tx发射分集方案，但是该实施例可以等同地/类似地被应用到n-Tx发射分级方案。假定用于控制信息发射的(准)正交资源被称为资源A，并且用于RS发射的(准)正交资源被称为资源B。资源A和资源B的逻辑索引可以彼此相关联。例如，如果给出资源B的逻辑索引，则可以自动地提供资源A的逻辑索引。可以通过不同的物理配置方法来配置资源A和资源B的逻辑索引。提出了下面两种情况。

1)可以在所有的天线(端口)通过相同的PRB来发射控制信息。

A.可以通过对于每一个天线(端口)选择的两个不同的资源A(例如，具有不同的索引的沃尔什码或DFT码)来发射控制信息。

B.可以通过对于每一个天线(端口)选择的两个不同的资源B(例如，循环移位和DFT覆盖的组合)来发射RS。

2)可以通过用于天线的不同PRB来发射控制信息。例如，可以在天线(端口)0通过PRB#4和在天线(端口)1通过PRB#6来发射控制信息。

A.用于通过不同天线(端口)发射的控制信息的资源不被特别限制(即，资源可以彼此相同或不同)。

B.用于通过不同天线(端口)发射的RS的资源不被特别限制(即，资源可以彼此相同或不同)。

在多天线发射(例如，2Tx发射)模式中，可以预先限定或通过物理控制信道(例如，PDCCH)/RRC信令提供用于控制信息发射的两个资源A(例如，正交码)和用于RS发射的两个资源B(例如，循环移位和DFT覆盖的组合)。在该情况下，可以单独地执行用于控制信息和RS的信令。当用信号传送用于一个天线(端口)的资源信息时，可以从先前用信号传送的资源信息推断用于另一个天线(端口)的资源信息。例如，可以预先指定或从BS用信号传送用于控制信息的扩展码索引m。否则，可以将扩展码索引m隐式地与配置PDCCH的CCE索引相关联。或者，可以通过PDCCH或RRC信令来显式地指定扩展码索引m。可以将扩展码索引m与用于RS的正交码索引或循环移位索引相关联。可以以子帧、时隙或多SC-FDMA符号为基础改变扩展码索引m。即，可以以特定间隔(例如，时隙)为单位跳跃扩展码索引m。

示例2

图31和32图示根据本发明的另一个实施例的PUCCH格式结构和用于其的信号处理过程。在本实施例中，在交织和集中方案中，控制信息被FDM映射到频域。可以使用FDM映射来用于UE复用或天线(端口)复用。本实施例可以被应用到使用时域/频域循环移位的CDM映射。

参见图31，信道编码块对信息比特a_0、a_1、...、a_M-1(例如，多个ACK/NACK比特)进行信道编码以产生编码的比特(被编码比特或编码比特)(或码字)b_0、b_1、...、b_N-1。在此，M表示信息比特大小，并且N表示编码的比特大小。信息比特包括例如多个ACK/NACK比特。联合编码信息比特a_0、a_1、...、a_M-1，而与形成信息比特的UCI的类型/数量/大小无关。例如，当信息比特包括用于多个DLCC的多个ACK/NACK比特时，不是对每个DLCC或单独的ACK/NACK比特执行而是对于所有的信息比特执行信道编码，由此产生单个码字。信道编码不限于此，并且包括简单重复、单纯形编码、RM编码、凿孔RM编码、咬尾卷积编码(TBCC)、低密度奇偶校验(LDPC)或turbo编码。可以根据调制阶数和资源数量来速率匹配编码的比特，这未在附图中示出。速率匹配功能可以包括在信道编码块中或可以由独立的功能块执行。

调制器调制编码的比特b_0、b_1、...、b_N-1以产生调制符号c_0、c_1、...、c_L-1，其中，L表示调制符号的大小。通过修改发射信号的大小和相位来执行调制方法。例如，调制方法包括n-PSK(相移键控)和n-QAM(正交调幅)(n是2或更大的整数)。具体地说，调制方法可以包括BPSK(二进制PSK)、QPSK(正交PSK)、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAM等。

划分器将调制符号c_0、c_1、...、c_L-1划分为时隙。不特别限制将调制符号划分为时隙的顺序/图案/方案。例如，划分器可以将调制符号顺序地划分为时隙(集中式方案)。在该情况下，可以将调制符号c_0、c_1、...、c_L/2-1划分为时隙0，并且可以将调制符号c_L/2、c_L/2+1、...、c_L-1划分为时隙1，如图29a中所示。而且，调制符号当被划分为时隙时可以被交织(或置换)。例如，可以将偶数编号的调制符号划分为时隙0，并且将奇数编号的调制符号划分为时隙1。可以改变调制操作和划分操作的顺序。

DFT预编码器对于被划分为每一个时隙的调制符号执行DFT预编码(例如，6点DFT)，以便产生单载波波形。参见图29a，被划分为时隙0的调制符号c_0、c_1、...、c_L/2-1可以被DFT预编码为DFT符号d_0、d_1、...、d_L/2-1，并且，被划分为时隙1的调制符号c_L/2、c_L/2+1、...、c_L-1可以被DFT预编码为DFT符号d_L/2、d_L/2+1、...、d_L-1。可以将DFT预编码替换为其他对应的线性操作(例如，沃尔什预编码)。

扩展块在SC-FDMA符号级(时域)扩展DFT预编码的信号。使用扩展码(序列)来执行在SC-FDMA符号级的时域扩展。扩展码包括准正交码和正交码。正交码包括沃尔什码和DFT码。然而，正交码不限于此。由用于控制信息发射的SC-FDMA符号的数量来限制扩展码大小(或扩展因子SF)的最大值。例如，当将4个SC-FDMA符号用于在一个时隙中的控制信息发射时，可以将具有长度4的(准)正交码w0、w1、w2、w3用于每一个时隙。SF表示控制信息的扩展程度，并且可以与UE复用阶或天线复用阶相关。可以根据系统要求将SF改变为1、2、3、4、…，并且在BS和UE之间预定义SF，或通过DCI或RRC信令向UE用信号传送SF。例如，当根据SRS将SC-FDMA符号用于发射控制信息时，可以向对应时隙的控制信息应用具有SF＝3的扩展码。对于扩展码的示例可以参考表16和17。

通过上述过程产生的信号被映射到在PRB中的子载波。与第一实施例相区别，在SC-FDMA符号中，扩展信号不连续地被映射到子载波。图31示出以交织方式在SC-FDMA符号中映射扩展信号的情况，并且图32示出以集中式方式在SC-FDMA符号中映射扩展信号的情况。被映射到子载波的频域信号通过IFFT被变换为时域信号。向时域信号添加上CP，以产生SC-FDMA符号，该SC-FDMA符号然后通过RF单元被发射。

现在将在发射用于5个DLCC的ACK/NACK比特的假设下更详细地描述上述过程。当每个DLCC可以发射2个PDSCH时，当包括DTX状态时，用于DLCC的ACK/NACK比特可以是12比特。在使用QPSK、SF＝4时间扩展和非连续映射的假设下，编码块大小(在速率匹配后)可以是24比特。编码比特被调制为12个QPSK符号，并且6个QPSK符号被划分为每一个时隙。在每一个时隙中，6个QPSK符号通过6点DFT转换为6个DFT符号。在每一个时隙中，在时域中使用SF＝4的扩展码将6个DFT符号扩展并映射为4个SC-FDMA符号。因为通过[2比特×6个子载波×8个SC-FDMA符号]来发射12个比特，所以编码率是0.125(＝12/96)。在SF＝4的情况下，可以每一个PRB复用最多8个UE。

如果在将DFT符号映射到频域时子载波间隔从2个块改变为3个块，则可以复用最多12个UE。当子载波间隔被配置为4/6个块时，可以复用最多16/24个UE。在此，RS可以采用在LTE中使用的具有SF＝3的DFT码和循环移位。在LTE中的具有SF＝4的沃尔什码的情况下，不使用[11-1-1]，因为复用阶被RS的SF＝3限制。然而，本发明可以限定[11-1-1]，使得可以重新使用它。

为了小区之间的干扰随机化，可以另外应用使用与物理小区ID(PCI)对应的扰码(例如，诸如Gold码的PN码)的小区特定的加扰或使用与UEID(例如，RNTI)对应的扰码的UE特定的加扰，这未在附图中示出。可以对于整个信息执行、在SC-FDMA符号中执行、在SC-FDMA符号之间执行或对于整个信息和SC-FDMA符号两者执行加扰。可以通过在划分前在信息比特级、编码比特级和调制符号级执行加扰来实现加扰整个信息。可以通过在划分后对于调制符号或DFT符号执行加扰来实现在SC-FDMA符号内的加扰。可以通过在扩展后在时域中对于SC-FDMA符号执行加扰来实现SC-FDMA符号之间的加扰。

可以通过向在进行DFT预编码器的处理前的信号应用CDM来实现UE复用。例如，在进行DFT预编码器的处理前的信号是时域信号，并且因此，可以通过循环移位或沃尔什(或DFT)扩展来实现CDM。可以在信息比特级、编码比特级和调制符号级对于一信号执行CDM复用。具体地说，例示了使用具有SF＝2的沃尔什码将2个UE复用到一个SC-FDMA符号的情况。当对于6比特的编码比特执行QPSK时，产生复数信号a₀,a₁,a₂。使用沃尔什码[+1+1][+1-1]来扩展每一个UE的控制信息如下。

–UE#0：应用[+1+1]。发射a₀,a₁,a₂,a₀,a₁,a₂。

–UE#1：应用[+1-1]。发射a₀,a₁,a₂,-a₀,-a₁,-a₂。

在该情况下，可以另外执行交织。可以在扩展前或后应用交织。扩展和交织被应用如下。

–UE#0：应用[+1+1]。发射a₀,a₀,a₁,a₁,a₂,a₂。

–UE#1：应用[+1-1]。发射a₀,-a₀,a₁,-a₁,a₂,-a₂。

图33和34图示根据本发明的本实施例的另一个示例性PUCCH格式。虽然在图33和34中所示的PUCCH格式具有与在图31和32中所示的PUCCH格式相同的基本结构，但是图33和34的PUCCH格式与在图31和32的PUCCH格式不同在于：以逐个时隙为基础重复相同的编码比特。因此，在图33和34中所示的信号处理块不包括划分器。

在对于通过多个DLCC接收的数据发射多个ACK/NACK比特的假设下，给出用于向UE分配PUCCH资源的方法的说明。为了说明方便，假定用于控制信息发射的(准)正交资源被称为资源A，并且用于RS发射的(准)正交资源被称为资源B。资源A包括PRB索引、扩展码(例如，沃尔什码)索引和根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)的至少一个。可以对于资源A给予一个代表性逻辑索引，并且，可以从代表性逻辑索引得出PRB索引、扩展码索引和根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)。资源B包括PRB索引、循环移位索引和正交覆盖索引的至少一个。可以对于资源B给予一个代表性逻辑索引，并且，可以从代表性逻辑索引推断PRB索引、循环移位索引和正交覆盖索引。资源A和资源B的逻辑索引可以彼此相关联。而且，构成资源A和资源B的资源的索引可以彼此相关联。

第一资源分配方法用信号传送资源A和资源B两者。例如，可以通过物理控制信道(例如，PUCCH)或RRC信令来用信号传送资源A和资源B两者。在该情况下，可以分别用信号传送用于控制信息发射的资源A索引和用于RS发射的资源B索引，或者可以仅用信号传送其中之一。例如，如果RS格式和索引符合LTE，则可以仅用信号传送用于RS发射的资源B索引。因为优选地在与RS相同的PRB中发射控制信息，所以可以从用于RS的资源B索引得出用于控制信息的PRB索引，并且可以通过与PRB索引对应的PRB发射控制信息。可以从用于RS的正交覆盖索引或循环移位索引得出用于控制信息的正交码索引。可以从用于RS的循环移位索引推断用于资源A的根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)。或者，可以通过RRC用信号传送用于资源A的根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)。在此，可以基于DLCC的数量来通过RRC用信号传送或隐式地确定频率因子(或与其对应的线性操作，例如，频率因子的倒数)。即，可以通过系统配置或预先指定频率因子。

也可以向RS应用FDM映射。可以在频域中直接地产生RS而不使用DFT预编码器(即，可以省略DFT预编码器)，因为使用先前指定的低CM序列，而在控制信息的情况下使用DFT预编码来产生低PAPR/CM信号。然而，可能在技术上优选的是，因为下面的原因，向RS应用使用循环移位的CDM映射，而不是FDM映射。

-当将FDM映射用于RS时，需要设计具有各种长度的序列。即，当频率因子(FF)(或子载波间隔)是2时需要具有长度6的新的序列，尽管在LTE中用于RS的最小序列长度是12。

-当将FDM映射用于RS时，信道估计性能可能在高频选择信道中变差，因为估计特定频率位置的信道并且在其他位置执行内插。然而，在CDM映射的情况下信道估计性能不变差，因为RS覆盖所有的频率区域。

第二资源分配方法在动态ACK/NACK资源分配的情况下重新使用LTE的隐式方法。例如，可以推断资源索引，该资源索引对应于与特定DLCC(例如，主DLCC)的DL许可对应的PDCCH的最低CCE索引，并且符合LTE规则(n_r＝n_cce+N_PUCCH⁽¹⁾)。在此，n_r表示资源A(和/或资源B)索引，n_cce表示构成PDCCH的最低CCE索引，并且N_PUCCH⁽¹⁾表示由高层配置的值。例如，RS可以使用与推断的资源索引对应的资源。在控制信息的情况下，可以从推断的资源索引得出PRB索引，并且可以使用在对应于PRB索引的PRB中的对应资源(例如，扩展码和/或根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引))来发射用于多个DLCC的ACK/NACK信息。当从与控制信息对应的资源索引推断与RS对应的资源索引时，不能从与控制信息对应的资源索引得出用于RS的循环移位索引，因为在RS资源(例如，循环移位、正交覆盖和PRB索引的组合)中的对应于循环移位索引的资源不用于控制信息。

图35至41图示根据本发明的一个实施例的用于限定资源索引的方法。图35和41示出下述情况：用于控制信息的资源索引(即，资源A索引)被定义为子载波映射图案/位置(例如，偏移的子载波索引)和扩展码(例如，正交码)的组合。当确认用于RS发射的PRB时，可以将用于控制信息发射的PRB配置为用于RS发射的PRB。否则，可以通过物理控制信道(例如，PDCCH)/RRC信令来用信号传送用于控制信息发射的PRB。在本实施例中，可以从RS的循环移位索引推断用于控制信息的根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)。否则，可以通过RRC用信号传送根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)。在此，可以通过RRC用信号传送或基于DLCC的数量来隐式地确定频率因子。即，可以通过系统配置或预先指定频率因子。在该情况下，可以在用于控制信息的信道资源中单独地限定用于指示详细资源的组合(例如，[PRB，扩展码]或[PRB，扩展码，频率因子])的代表性索引。

参考图35至41，在框中的数字表示资源索引(即，用于控制信息发射的资源A索引)。在本实施例中，用于控制信息的资源索引与[正交码索引，子载波移位(或偏移或索引)]相关联。因此，使用与资源索引对应的正交码在SC-FDMA符号级扩展控制信息，并且将其映射到与资源索引对应的子载波。虽然在图35至41中以频率资源(子载波索引)的升序来计数资源索引，但是可以基于正交码索引轴来计数资源索引。图35b、36b、37b、38b、39b和40b示出用于控制信息的资源索引不被RS复用阶限制。例如，如果RS复用阶是3并且将具有SF＝4的沃尔什码用于控制信息发射，则可以象在LTE中那样不使用[+1+1–1-1](资源索引3)。

资源索引可以是相对值(例如，偏移)。例如，可以通过带的最外部分来发射PUCCH格式2/2a/2b，其中PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b共存的1个PRB可以位于该带的最外部分的内部，并且，可以通过在LTE中PUCCH格式1/1a/1b和2/2a/2b共存的部分中的一部分发射PUCCH格式1/1a/1b。当一起给出用于PUCCH格式1/1a/1b和用于PUCCH格式2/2a/2b的PRB(在LTE中仅允许一个PRB)时，如果在对应的PRB中的HARQ-ACK/NACK资源的数量是M，则n实质上表示M+n。

图41图示下述情况：将正交资源索引对于每一个正交码索引交错，或沿着频率轴循环移位。在该情况下，将在图37a中的资源索引对于每一个正交码索引逐个子载波地交错。可以在SC-FDMA级/时隙级将循环移位或正交码索引进行小区特定/UE特定地跳跃。

图42图示用于RS的资源索引方法。用于RS的资源索引可以符合在LTE中限定的方法。

参见图42，在框中的数字表示资源索引(即，用于RS发射的资源B的索引)。在这个示例中，用于RS的资源索引与[循环移位值，正交码索引]相关联。因此，将RS序列沿着频率轴循环移位与资源索引对应的值，并且使用与资源索引对应的正交码来在时域中覆盖该RS序列。在图42中，表示循环移位间隔，并且所使用的循环移位值可以是(c是正整数)。可以将根据循环移位的相移值给出为其中，n_s是时隙索引，l是SC-FDMA符号索引，n_cs(n_s,l)是循环移位值，并且，N^RB _sc表示形成资源块的子载波的数量。

在这个示例中，首先沿着循环移位轴计数用于RS的资源索引。然而，可以首先沿着正交码轴计数资源索引。

可以通过物理控制信道(例如，PDCCH)或RRC信令来用信号传送RS的和控制信息的频率因子(或对应的线性操作，例如，频率因子的倒数)。

用于控制信息的资源索引可以对应于RS的资源索引。在该情况下，可以仅控制信息资源索引和RS资源索引之一通过物理控制信道(例如，PDCCH)/RRC信令被用信号传送到UE，并且可以从向UE用信号传送的资源索引推断另一个。例如，可以从关于在RS中使用的循环移位的信息(例如，循环移位间隔)推断频率因子。如果重新使用常规信令，则可以通过一次信令来指定用于RS的和用于控制信息的频率因子(间隔)两者。具体地说，它们分别与在图42中所示的资源索引和在35b、36b、37b、38b、39b和40b中所示的资源索引相关联。

表18示出映射和频率因子的示例。

[表18]

表19示出考虑到可用资源的数量(即，复用阶)的映射和频率因子的示例。例如，当一个SC-FDMA符号中根据循环移位的复用阶在是6时，可以将和FF＝6配对。

[表19]

或者，可以通过RRC用信号传送或基于DLCC的数量来隐式地确定频率因子。具体地说，可以基于所配置的DLCC的数量或基于激活的DLCC的数量来隐式地确定频率因子。例如，可以预先将用于5个所配置(激活)的DLCC的频率因子配置为2并且使用。可以分别隐式地配置和使用用于4、3、2和1个所配置(激活)的DLCC的频率因子。

图43a图示通过多个天线来发射控制信息的信号处理过程。因为在图43a中所示的信号处理过程的整体流程与参考图29至34所述的实施例1和2的那些类似，所以下面的描述专注于发射分集(TxD)映射器，这是在图43a的信号处理过程和图29至34的信号处理过程之间的主要差别。TxD映射器执行资源分配/MIMO(多入多出)预编码/用于通过多个天线(端口)来发射控制信息的处理。

将描述使用TxD映射器在MMO模式中发射PUCCH的方案。尽管在下面的实施例中描述2Tx发射分集方案，但是可以将该实施例等同地/类似地应用到n-Tx发射分集方案。假定用于控制信息发射的(准)正交资源被称为资源A并且用于RS发射的(准)正交资源被称为资源B。资源A和资源B的逻辑索引可以彼此关联。例如，如果给出资源B的逻辑索引，则可以自动地提供资源A的逻辑索引。可以通过不同的物理配置方法来配置资源A和资源B的逻辑索引。存在下面两种情况。

1)可以在所有的天线(端口)通过相同的PRB来发射控制信息。

A.可以通过两个不同的资源A(例如正交码和根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)的组合)来发射控制信息。例如，正交码包括沃尔什码和DFT码，并且可以将频率因子给出为N_sc/N_freq或其倒数。在此，N_sc表示在PRB中的子载波的数量，并且N_freq表示用于控制信息发射的子载波的数量。

B.可以通过对于每一个天线(端口)选择的两个不同的资源B(例如，循环移位和DFT覆盖的组合)来发射RS。

2)可以通过用于天线的不同PRB来发射控制信息。例如，可以在天线(端口)0通过PRB#4发射和在天线(端口)1通过PRB#6发射控制信息。

A.不特别限制用于通过不同的天线(端口)发射的控制信息的资源(即，资源可以彼此相同或不同)。

B.不特别限制用于通过不同的天线(端口)发射的RS的资源(即，资源可以彼此相同或不同)。

在多天线发射(例如，2Tx发射)模式中，可以预先限定或通过物理控制信道(例如，PDCCH)/RRC信令来提供用于控制信息发射的两个资源A(正交码和根据频率因子的子载波移位(或偏移或索引)的组合)以及用于RS发射的两个资源B(例如，循环移位和DFT覆盖的组合)。在该情况下，可以单独地执行对于控制信息和RS的信令。当用信号传送用于一个天线(端口)的资源信息时，可以从先前用信号传送的资源信息推断用于另一个天线(端口)的资源信息。例如，可以预先指定或从BS用信号传送码索引m和/或根据频率因子的子载波位置(例如，移位、偏移或索引)。否则，可以将码索引m和/或根据频率因子的子载波位置(例如，移位、偏移或索引)与由PDCCH组成的CCE索引隐式地相关联。或者，可以通过PDCCH或RRC信令来显式地指定码索引m和/或根据频率因子的子载波位置(例如，移位、偏移或索引)。可以以子帧、时隙或多SC-FDMA符号为基础改变码索引m和/或根据频率因子的子载波位置(例如，移位、偏移或索引)。即，可以以特定的时间间隔(例如，时隙)为单位来跳跃码索引m和/或根据频率因子的子载波位置(例如，移位、偏移或索引)。

如果用于RS的复用阶比用于控制信息的复用阶的两倍大，则可以应用下面的2Tx传输分集方案。在该情况下，可以将用于RS的资源CS+OC+PRB中的两个用于每一个发射天线的信道估计，并且，可以仅将一个资源(子载波位置+OC+PRB)用于控制信息。

作为另一种传输分集方案，可以在频域中向DFT预编码器的输出值应用Alamouti方案。可以通过下面的矩阵来表示Alamouti方案。

[等式15]

$\left(\begin{array}{cc}{s}_1& -s_2^{*}\\ s_2& s_1^{*}\end{array}\right)$

在此，列0和列1分别表示通过天线(端口)0和天线(端口)1发射的信号，行0和行1分别表示通过第一和第二子载波发射的复数信号向量，*表示复共轭操作。可以向本发明应用从该矩阵线性变换的任何形式。

当根据本发明的实施例向PUCCH格式应用Alamouti方案时，对于每两个DFT符号改变被映射到与天线(端口)1对应的SC-FDMA符号的DFT符号的顺序。例如，d_0、d_1、d_2、d_3被映射到与天线(端口)0对应的SC-FDMA符号，而–d_1*、d_0*、-d_3*、d_2*被映射到与天线(端口)1对应的SC-FDMA符号。这破坏了被映射到天线(端口)1的信号的单载波属性，并且因此在天线(端口)1处CM增大。

现在将参考图43b和43c来描述即便应用Alamouti方案也不使得CM增大的多天线编码方案。图43b和43c图示了扩展操作。

参见图43b和43c，当控制信息被映射到天线(端口)0时，复数信号在进行DFT预编码后被映射到子载波。当控制信息被映射到天线(端口)1时，执行(1)以逆序映射到SC-FDMA符号中的子载波、(2)复共轭操作和(3)交替负号添加。操作(1)、(2)和(3)是示例性的，并且可以改变操作的顺序。该方案可以被等同于应用到本发明的实施例。例如，参见图29或30，可以将被映射到通过第一天线(端口)和第二天线(端口)发射的SC-FDMA符号的复数符号序列如下给出。

[等式16]

第一天线(端口)：a_k

第二天线(端口)：(-1)^mod(k,2)·conj(a_11-k)

在此，a_k表示被映射到SC-FDMA符号的子载波的复数符号序列，k表示复数符号索引(0至11)，mod(a,b)表示当将a除以b时获得的余数，并且conj(a)表示a的复共轭值。

等式16假定复数信号被映射到SC-FDMA符号中的所有子载波的情况。考虑到如图31至34中所示使用频率因子的情况，等式16可以被归一化为等式17。

[等式17]

第一天线(端口)：a_k

第二天线(端口)：(-1)^mod(k,2)·conj(a_n-k)或(-1)^mod(k+1,2)·conj(a_n-k)

在此，n表示(被映射到SC-FDMA符号的子载波的复数符号序列a_k的长度)-1(例如，0≤n≤11)。

被映射到通过第一天线(端口)或第二天线(端口)发射的SC-FDMA符号的复数符号序列可以在频域中被循环移位(例如，移位复数符号序列的长度的一半)。表20、21和22示出根据本发明的实施例应用Alamouti方案的情况。

[表20]

[表21]

[表22]

示例3

图44图示根据本发明的第三实施例的PUCCH格式结构和用于其的信号处理过程。因为该信号处理过程的整体流程类似于参考图29至43所述的那些，所以下面的描述专注于CAZAC调制器，这是在图44的信号处理过程和图29至43的信号处理过程之间的主要差别。

参考图44，CAZAC调制器将被划分为对应的时隙的调制符号[c_0、c_1、...、c_L/2-1]和[c_L/2、c_L/2+1、...、c_L-1])调制为对应的序列，以产生CAZAC调制符号[d_0、d_1、...、d_L/2-1]和[d_L/2、d_L/2+1、...、d_L-1]。CAZAC调制器包括用于1个RB的CAZAC序列或LTE计算机产生(CG)的序列。例如，如果LTECG序列是r_0,…,r_L/2-1，则CAZAC调制符号可以是d_n＝c_n*r_n或者d_n＝conj(c_n)*r_n。虽然图44图示时隙级联合编码，但是本发明可以被等同地应用到为每一个时隙单独编码、时隙级重复和应用频率因子的情况。在本实施例中，可以省略信道特定的加扰，因为作为基本序列的CAZAC或CG序列是小区特定的。否则，仅可以应用UE特定的加扰以获得更大的随机化。资源分配方法、与RS索引的关系、信令方法和发射分集可以使用在上面的实施例中描述的方法。

示例4

将给出向在第一、第二和第三实施例中描述的新的PUCCH格式应用动态ACK/NACK资源分配的情况的说明。下面的说明可以等同地被应用到其他新的PUCCH格式以及根据本发明的新的PUCCH格式。例如，可以将LTEPUCCH格式2重新用作用于多ACK/NACK的新的PUCCH格式。在该情况下，用于ACK/NACK的资源索引可以采用在LTEPUCCH格式2中使用的方法，即，首先在循环移位轴上索引资源然后索引RPB的方法。作为新的PUCCH格式的LTEPUCCH格式2的使用具有使用现有格式的优点。然而，因为在PUCCH格式2中仅可以支持至多13个比特并且限制编码率，所以PUCCH格式2在灵活性和性能上次于在上面的实施例中描述的PUCCH格式。

可以将用于新的PUCCH格式的区域(或PRB)限定如下。

1.除了在LTE中限定的PUCCH区域之外，还可以限定用于LTE-A的另外的PUCCH区域(或PRB)。

2.可以得出在LTE中限定的PUCCH区域(或PRB)的一部分。即，在根据LTE来限定PUCCH区域的同时，可以将PUCCH区域的一些资源用作用于新的PUCCH格式的资源。

将给出根据载波聚合情况的PUCCH格式的说明。不限制用于PUCCH格式适配的PUCCH格式。在说明书中描述的PUCCH格式适配被划分为下面两种类型。

1.根据载波聚合配置的PUCCH格式适配

2.基于向UE分配的PDCCH和/或PDSCH的数量的格式适配

A.仅基于PDCCH/PDSCH的数量的格式适配

B.基于承载PDCCH或PDSCH的DLCC的数量的格式适配

根据载波聚合配置的格式适配方案被描述为第一PUCCH格式适配方案。当小区特定或UE特定的聚合DLCC的数量(N)小于特定值(例如，2)时，HARQ-ACK/NACK资源可以如在LTE中那样对应于最低CCE索引。在此，聚合的DLCC可以是候选DLCC，从候选DLCC中检测PDCCH以用于交叉载波调度。而且，聚合的DLCC可以是配置为用于相应的小区的DLCC集合中的一些。而且，聚合的DLCC可以是激活的DLCC。在该情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N≥3时可以使用的方案包括：多序列调制(MSM)，其使用M(M≤N)个资源来执行同时发射；以及，HARQ-ACK/NACK复用(或序列选择)，其选择资源的一些并且发射所选择的资源。在该情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N＝1时，即，当不执行载波聚合(即，1DL-1UL配对)时，HARQ-ACK/NACK资源可以使用LTE规则和PUCCH格式1/1a1/b。

当超过N个DLCC被小区特定地或UE特定地聚合时，可以通过在第一、第二和第三实施例中描述的新的PUCCH格式来发射HARQ-ACK/NACK。可以配置PUCCH资源使得它对应于最低的CCE索引，而与用于新的资源信息格式的区域(或PRB)是否对于LTE专门限定或与LTE兼容地限定无关。在该情况下，所发射的HARQ-ACK/NACK信息可以对应于通过多个DLCC发射的数据。

基于向UE分配的PDCCH和/或PDSCH的数量的PUCCH格式适配被描述为第二PUCCH格式适配方案。虽然包括PDCCH的DLCC的数量通常等于包括PDSCH的DLCC的数量，但是当采用交叉载波调度时它们可能变得彼此不同。而且，如果用于每一个DLCC的PDCCH或PDSCH的数量限于1，则PDCCH/PDSCH的数量可以对应于用于PDSCH的DLCC的数量。用于HARQ-ACK/NACK资源的隐式规则可以与PDCCH相关。因为PDSCH的数量等于PDCCH的数量，所以基于PDCCH的数量进行下面的说明。而且，因为可以通过基于PUCCH的数量来延伸PUCCH格式适配而实现基于承载PDCCH/PDSCH的DLCC的数量的PUCCH格式适配，所以省略其详细描述。

当对于一个UE调度的PDCCH的数量(N)小于特定值时，根据LTE规则，用于HARQ-ACK/NACK发射的资源可以对应于最低CCE索引。在此，在该情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N≥3时使用的方案可以是使用M(M≤N)个资源来执行同时发射的MSM和选择一些资源并发射所选择的资源的HARQ-ACK/NACK复用(或序列选择)。在该情况下使用的PUCCH格式可以是LTEPUCCH格式1/1a/1b。当N＝1时，即，当仅调度一个UE的一个PDCCH时，HARQ-ACK/NACK资源可以使用LTE规则和PUCCH格式1/1a1/b。

当对于一个UE调度N个或更多的PDCCH时，可以通过新限定的PUCCH格式来发射HARQ-ACK/NACK。可以配置PUCCH资源使得它对应于最低的CCE索引，而与用于新的PUCCH格式的区域(或PRB)是否关于用于LTEPUCCH格式的区域而专门地或兼容地限定无关。在这种情况下，多个HARQ-ACK/NACK信息可以对应于通过多个DLCC发射的数据。

将给出错误处理的说明。为了说明方便，假定N＝2。如果调度器向一个UE发射2个PDCCH(其通常可以对应于通过2个DLCC发射的2个PDSCH)，则UE可能误检测已经调度了一个PDCCH。在该情况下，虽然BS预期通过新的PUCCH格式为两个或更多PDCCH接收HARQ-ACK/NACK信息，但是UE通过LTEPUCCH格式来发射HARQ-ACK/NACK信息，因为UE已经检测到一个PDCCH。BS识别对于一个PDCCH产生了DTX，因为BS接收到与预期的格式不同的PUCCH格式。

BS对于UE的DTX状态的识别可能影响在基于递增冗余(IR)的HARQ中的性能。当例如因为UE不知道已经发射了PDCCH的事实而产生DTX时，UE不能在软缓冲器中存储与PDCCH对应的PDSCH的解码的软比特结果值。因此，在产生DTX时，BS必须不改变冗余版本(RV)或在HARQ重发的情况下发射尽可能多的系统比特。然而，如果BS不知道UE的DTX状态并且使用不同的RV值来执行重发，则系统吞吐量可能因为在重发期间改变RV并且丢失系统比特而减少。因为这个原因，在来自WCDMA的标准中，3GPP向BS用信号传送UE的DTX状态。

将给出用于HARQ-ACK/NACK的资源确定方法和以新的PUCCH格式的DTX处理方法的说明。在此，假定新的PUCCH格式可以同时发射包括与多个DLCC对应的HARQ-ACK/NACK和DLCC的DTX状态的信息。例如，如果存在5个DLCC并且每一个DLCC发射2个码字，则新的PUCCH格式可以承载至少12比特的信息用于支持用于5个DLCC的ACK/NACK和DTX。

虽然为了便利说明描述了对于每一个CC专门保留用于新的PUCCH格式的PUCCH资源的情况和共享多个CC的至少一些的情况，但是本发明不限于此。如果存在4个DLCC并且为每一个DLCC保留10个PUCCH资源，作为专门为每一个CC保留用于PUCCH发射的资源的示例，则可以保留40(＝10*4)个PUCCH资源，PUCCH资源索引0至9可以用于DLCC#0，PUCCH资源索引10至19可以用于DLCC#1，PUCCH资源索引20至29可以用于DLCC#2，并且PUCCH资源索引30至39可以用于DLCC#3(PUCCH资源堆叠)。如果存在4个DLCC并且为每一个DLCC保留10个PUCCH资源，作为由多个CC共享PUCCH资源的示例，则可以对于所有的DLCC共享PUCCH资源索引0至9。

如上所述，其中可以使用新的PUCCH格式的PUCCH区域(或PRB)可以被限定为用于LTE-A的新的区域(或资源的特定部分)或者可以使用在LTE中限定的一些资源来限定。而且，可以象在LTE中那样使用“最低CCE”，或者可以应用另一种隐式方法。

现在描述根据本发明的详细资源分配的示例。假定对于通过4个DLCC发射的4个PDSCH需要发射4个HARQ-ACK/NACK，并且通过一个ULCC(例如，锚定UL载波)来发射HARQ-ACK/NACK信号。在此，HARQ-ACK/NACK包括ACK、NACK、DTX和NACK/DTX。假定对于每一个DLCC保留10个PUCCH资源，使得保留总共40个PUCCH资源。虽然对于一个UE(即，UE#0)描述了本实施例，但是本实施例可以等同地被应用到多个UE。而且，虽然本实施例在专门资源定义中描述了顺序索引资源0至39，但是它也可以被应用到对于每一个DLCC存在4个PDSCH资源区域，每一个PDSCH资源区域具有索引0至9的情况。

图45图示与在UE#0处的下行链路分配载波索引(DACI)相关联地发射多个PDCCH的示例。在该情况下，根据新的PUCCH格式来发射对于PDSCH的所有DLCC的状态，并且因此，难以应用基于CCE的LTE的隐式映射。在本实施例中，假定向对于每一个CC一个PDCCH被发射到UE#0，UE#0成功地解码所有的PDCCH以不产生DTX，并且在每一个DLCC中的CCE索引从0开始。而且，CCE索引可以包括先前的DLCC的CCE索引。例如，用于DLCC#1的CCE索引可以是10至19。

DACI是向UE发射的PDCCH的计数器，并且对于每一个UE配置DACI。当发射多个PDCCH时，DACI可以指示PDCCH的阶。如果发射4个PDCCH，则如图45中所示，DACI具有值0至3。DACI可以被包括在对应的PDCCH的DCI字段中并且被用信号传送到对应的UE，或者通过其他信令方法用信号传送到UE。可以将在LTETDD中使用的下行链路分配索引(DAI)字段用作DACI字段。

DACI可以指示在所有的DLCC中的PDSCH的数量(或PDCCH的数量)。例如，如果在图45中所示的示例中DACI指示PDCCH的数量，则在PDCCH中的所有的DACI值可以是4。当DACI指示PDSCH的数量时，DACI可以被应用到UE以ACK/NACK捆绑模式发射ACK/NACK的情况。ACK/NACK捆绑是通过逻辑“与”操作来发射代表性ACK/NACK的方法。例如，当ACK/NACK结果的至少一个对应于NACK时发射作为代表值的NACK，并且当所有的ACK/NACK结果对应于ACK时发射作为代表值的ACK。如果虽然用于指示PDCCH的总数的DACI值是4但是被UE成功解码的PDCCH的数量是3，这意味着一个PDCCH未解码，则可以将NACK、DTX或NACK/DTX作为代表值传送到BS。因此，BS和UE可以使用DACI来知道DTX状态。当产生DTX时发射NACK的方法是示例性的，并且可以通过不发射任何信息来表示DTX状态。本发明不限于DTX信令方案。

为了便于说明，描述将DACI用作CC索引计数器的情况。DACI计数器可以被设置为使得它对应于用于交叉载波调度的载波指示器字段(CIF)。例如，如果CIF值是3比特，则DACI值也可以是3比特。

可以从低频CC向高频CC计数DACI(或从高频CC至低频CC计数DACI)。另外，可以从主载波以升序来循环地计数DACI。如果在一个DLCC中发射多个PDCCH，则可以从低CCE索引向高CCE索引计数DACI。例如，当对于DLCC#1的PDSCH在DLCC#0中的PDCCH0的最低CCE索引是10并且对于DLCC#2的PDSCH在DLCC#0中的PDCCH1的最低CCE索引是20时，则PDCCH0可以具有比PDCCH1更低的DACI值。或者，可以在没有特定规则的情况下通过网络确定并且发射在每一个PDCCH中发射的DACI值。即，DACI可以不符合特定规则。

DACI可以被定义为与在LTETDD中使用的DAI的组合。例如，当存在4个DAI状态和5个DACI状态时，可以使用索引0至19来限定DAI和DACI的总共20个组合。即使在该情况下，本发明也适用。

DACI的主要目的是使得UE能够检测DTX。例如，如果在图45的示例中与DLCC#2对应的PDCCH的解码失败，则UE#0分别通过DCI0、DCI1和DCI3来获取DACI计数器值0、1和3。UE#0可以因为DACI＝2丢失而识别DCI2的盲解码已经失败(即，进入DTX状态)，并且向BS发射DTX状态。

然而，即使当使用DACI时，UE#0也不能知道最后的DCI的盲解码是否失败。换句话说，当即使BS已经向UE#0发射了最后的DCI，UE#0也未能解码最后的DCI时，UE#0也不能知道是否最后的DCI的解码失败或者BS不发射最后的DCI。参见图45，当虽然BS已经在DLCC#3中发射了DCI3但是UE#0未能解码DCI3时，UE#0不知道是否存在DCI3或DCI3的解码失败。

因此，本实施例提出了一种用于正确地向BS和UE提供用于所有DLPDSCH的ACK/NACK(包括DTX)状态的方法。具体地说，本实施例提出了一种用于使用PUCCH资源来发射ACK/NACK信息的方法，该PUCCH资源对应于在其上发射DACI计数器的最后值的PDCCH。

图46图示根据本发明的一个实施例。这个实施例示出下述情况：BS发射4个PDCCH，并且UE#0成功地解码所有的PDCCH。在该情况下，通过在检测的PDCCH中与具有最大DACI值3的PDCCH的最低CCE索引4对应的PUCCH资源34，来传递用于通过4个DLCC发射的4个PDSCH的HARG-ACK/NACK信息。如果以逆序来计数DACI(例如，3、2、1、0)，则可以通过与第一PDCCH(DLCC#0)的最低CCE索引2对应的PUCCH资源2来发射HARQ-ACK/NACK信息。

图47图示UE#0成功地解码与DCI2对应的PDCCH并且未能解码与DCI3对应的PDCCH的情况。在UE#0成功地解码DCI3的假设下BS预期通过PUCCH资源34从UE#0接收HARQ-ACK/NACK信息。然而，当UE#0成功地解码DCI2(不必考虑是否成功地解码了DCI0和DCI1，因为UE#0可以通过DACI来识别)但是未能解码DCI3时，UE#0通过与DCI2对应的PUCCH资源20来发射HARQ-ACK/NACK信息。因此，BS可以通过发射的资源来识别是否对于最后的DCI3出现了DTX。

图48图示了UE#0未能解码DCI0、DCI2和DCI3的情况。UE#0可以通过接收的DACI来识别是否DCI0的解码失败，因为它已经成功地解码了DCI1。然而，UE#0不能知道是否对于DCI2和DCI3产生了DTX。虽然UE#0不知道是否对于DCI2和DCI3产生了DTX，但是UE#0通过与在所检测的PDCCH中具有最大DACI值1的PDCCH的最低CCE索引6对应的PUCCH资源16来发射HARQ-ACK/NACK信息。因此，BS可以识别对于DCI2和DCI3产生了DTX。

图49图示下述情况：当通过一个DLCC来发射多个PDCCH时，在从低CCE索引至高CCE索引计数DACI的假设下，通过DLCC#3来发射2个PDCCH。在该情况下，UE#0通过与在所检测的PDCCH中具有最大DACI值3的PDCCH的最低CCE索引6对应的PUCCH资源36来发射HARQ-ACK/NACK信息。

图50图示下述情况：通过DLCC#3来发射2个PDCCH，并且具有较低CCE索引的DCI具有较大的DACI值。在该情况下，UE#0通过与在所检测的PDCCH中具有最大DACI值3的PDCCH的最低CCE索引4对应的PUCCH资源34来发射HARQ-ACK/NACK信息。

将参考图51和52给出限定用于DLCC的PUCCH使得共享该PUCCH的情况的说明。

图51图示在共享PDCCH的同时UE#0成功地解码用于DLCC的所有4个PDCCH的情况。在该情况下，UE#0通过与在所检测的PDCCH中具有最大DACI值3的PDCCH的最低CCE索引4对应的PUCCH资源4来发射HARQ-ACK/NACK信息。

图52图示UE#0未能解码DACI＝3的DCI3的情况。在该情况下，UE#0通过与在所检测的PDCCH中具有最大DACI值2的PDCCH的最低CCE索引0对应的PUCCH资源0来发射HARQ-ACK/NACK信息。因此，BS可以识别对于DCI3产生了DTX。

图53图示用于DLCC的PUCCH部分地重叠的情况。UE#0以与上面的情况相同的方式来发射HARQ-ACK/NACK信息。

现在将描述用于解决对于最后的DACI值的DTX问题的另一种方案。具体地说，提出了同时使用用于指示PDCCH计数值的参数和用于指示PDCCH的数量的参数的方案。

例如，如果DACI0用作PDCCH计数器(例如，DACI当它是3比特时计数0至7)，则DACI1可以发射用于指示所分配的PDCCH(或PDSCH)的数量的信息(例如，DACI当它是3比特时发射1至8；不必发射0)。例如，当发射4个PDCCH时，每一个PDCCH可以承载下面的信息。

–DCI0:DACI0＝0,DACI1＝4

–DCI1:DACI0＝1,DACI1＝4

–DCI2:DACI0＝2,DACI1＝4

–DCI3:DACI0＝3,DACI1＝4

在此，可以使用DACI0来另外限定DACI1。或者，可以通过一个或多个PDCCH发射DACI1。或者，如果DCI之一被限制使得对其不允许交叉载波调度，则对应的DCI的CIF字段可以用于承载DACI1。或者，可以通过RRC信令或广播信令来发射DACI0和DACI1。

用于解决在最后的DACI值中的DTX问题的另一种方法使用RRC信令。在该方法中，可以通过RRC信令向特定UE分配唯一的PUCCH资源。该PUCCH资源可以是由多个UE共享的资源或被分配用于SPS或ACK/NACK重复的资源。当在至少一个PDCCH中产生DTX时，特定UE通过RRC信令通过向其分配的PUCCH资源来发射HARQ-ACK/NACK信息。当未产生DTX时，UE以隐式的方式来执行动态ACK/NACK操作。相反，UE可以在未产生DTX时使用向其分配的PUCCH资源来发射HARQ-ACK/NACK信息，并且可以在产生DTX时隐式地执行动态ACK/NACK操作。在该情况下，DACI可以简单地指示所发射的PDCCH的数量。当DACI指示所发射的PDCCH的数量时，不可能知道哪个PDCCH丢失，并且仅可以识别是否产生DTX。用于动态ACK/NACK操作的隐式规则是使用下述部分来发射HARQ-ACK/NACK信息：与在最大CC索引的PDCCH中具有最大CCE索引的PDCCH的最低CCE索引对应的PUCCH资源；与在最大CC索引的PDCCH中具有最低CCE索引的PDCCH的最低CCE索引对应的PUCCH资源；与在最低CC索引的PDCCH中具有最低CCE索引的PDCCH的最低CCE索引对应的PUCCH资源；或者，与在最低CC索引的PDCCH中具有最大CCE索引的PDCCH的最低CCE索引对应的PUCCH资源。

如果DACI被限定为计数器，则能够使用具有最大DACI值的PDCCH的最低CCE使用来执行隐式映射。

图54图示下述情况：根据隐式规则，通过在最大CC索引的PDCCH中的具有最低CCE索引的PDCCH的最低CCE索引来限定PUCCH资源，并且对于任何PDCCH都不产生DTX。因为不产生DTX，所以UE#0通过与在检测的PDCCH中具有最大DACI值3的PDCCH的最低CCE索引4对应的PUCCH资源34来发射HARQ-ACK/NACK信息。HARQ-ACK/NACK信息可以是对于所有的PDSCH的控制信息捆绑的信息。

图55图示对于DCI1产生DTX的情况。在该情况下，UE#0识别对于与DACI＝2对应的DCI产生DTX，因为UE#0已经成功地执行了用于DACI＝0、DACI＝1和DACI＝3的解码。UE#0通过RRC用信号传送的PUCCH资源100来发射HARQ-ACK/NACK信息，因为已经产生了DTX。HARQ-ACK/NACK信息可以是对于所有PDSCH的控制信息捆绑的信息。

图56图示UE#0未能检测具有最后DACI值的PDCCH的情况。在该情况下，UE#0不能知道是否对于与DACI＝3对应的DCI产生了DTX。因此，UE#0识别未产生DTX，并且通过与在检测的PDCCH中具有最大DACI值2的PDCCH的最低CCE索引6对应的PUCCH资源36来发射HARQ-ACK/NACK信息。BS预期通过对应于DCI2的PUCCH资源34或通过RRC用信号传送的PUCCH资源100来接收HARQ-ACK/NACK信息(组合的ACK/NACK)，其中，DCI2对应于具有最大DACI值的PDCCH。然而，UE#0通过与DCI3对应的PUCCH资源36来发射HARQ-ACK/NACK信息，并且因此，BS识别对于DCI2产生了DTX。

可以组合上述方法。例如，可以组合格式适配和用于检测DTX的方案(即，使用承载最后DACI值的PDCCH的CCE索引的方案、同时发射DACI0和DACI1的方案和使用RRC信令的方案)。

示例5

将参考图57来描述基于DFT或以具有PUCCH格式1/1a1/1b的PUCCH的形式来复用新的PUCCH格式的方案。新的PUCCH格式不限于特定格式，并且包括未在LTE中限定的所有其他发射方案。

图57示出限定用于LTEPUCCH的PRB和用于LTE-APUCCH的PRB并且M个PRB对于不同的格式共存的情况。可以限定M个共存区域以有效地使用资源而没有浪费，并且特别地，M可以是1。或者，M可以被定义为多个，以便将LTEPUCCH区域替换为LTE-APUCCH格式。PUCCH可以具有用于发射一个或多个UCI的格式。共存区域和PRB的数量可以通过高层信令(例如，RRC信令)被配置为偏移值，或者被隐式地用信号传送使得根据特定规则LTE资源索引被替换为LTE-A的新的PUCCH格式资源索引。

为了通过M个PRB来限定PUCCH格式1/1a/1b和新的PUCCH格式，需要考虑下面的需要。LTE支持PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2的不同格式的共存。然而，需要另外的装置来用于不同格式(例如，在图29中所示的格式)和PUCCH格式1/1a/1b的共存。

例如，当在图29中所示的新的PUCCH格式和PUCCH格式1/1a/1b共存时，这两个格式可以被不同的正交覆盖复用，因为与PUCCH格式1/1a/1b相比，在图29中所示的新的PUCCH格式没有循环移位资源。同时，LTE执行改变在SC-FDMA符号级应用的循环移位值的循环移位跳跃。即，逐个符号地改变通过组合基本序列和循环移位而获得的最终序列。上述新的PUCCH格式的DFT预编码的频域信号没有与符号改变对应的改变。然而，对于新的PUCCH格式和PUCCH格式1/1a/1b的共存，需要采用相同的循环移位跳跃图案。当不应用同一循环移位跳跃图案时，破坏了正交覆盖的正交性，并且因此，不能复用不同的PUCCH格式。

为了解决这个问题，本实施例提出了向新的PUCCH格式应用循环移位以复用新的PUCCH格式和现有的PUCCH格式的方案。虽然可以象在LTE中那样以在频域中的相位旋转序列的形式来限定循环移位，但是当存在DFT预编码器时可以在DFT前在时域中来限定循环移位。

等式18示出在DFT预编码前在时域中的循环移位的应用。

[等式18]

${\tilde{y}}_t\left(i\right)=y_t\left(\right(i+n_{CS,NEW}\left){\mathrm{modN}}_L\right)$

在此，表示在时域中循环移位的符号序列。向DFT预编码器输入或其等同信息。在等式18中，y_t(i)表示(扩展)调制符号序列，并且在进行预编码前是时域信号，i是0、1、…、N_L-1，并且N_L对应于y_t(i)的长度、DFT预编码器的大小或在SC-FDMA符号中控制信息被映射到的子载波的数量。当控制信息被映射到SC-FDMA符号的所有子载波时，如图29a中所示，N_L对应于N_SC，其中，N_SC表示在RB中的子载波的数量(例如，12)。在等式18中，n_CS,NEW表示在0至N_L-1的范围中的循环移位值。

等式19示出在DFT预编码后在频域中的循环移位的应用。等式19等同于等式18。

[等式19]

${\tilde{y}}_f\left(i\right)=e^{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n_{CS,NEW}/N_L}\&CenterDot;y_f\left(i\right)$

在此，表示在频域中循环移位的复数符号序列。或其等同信息被映射到SC-FDMA符号的子载波。在等式19中，y_f(i)是用于表示从DFT预编码器输出的复数符号序列或其等同信息的频域信号，i是0、1、…、N_L-1，并且N_L表示y_t(i)的长度、DFT预编码器的大小或在SC-FDMA符号中控制信息被映射到的子载波的数量。当控制信息被映射到SC-FDMA符号的所有子载波时，如图29a中所示，N_L＝N_SC。N_SC表示在RB中的子载波的数量(例如，12)，并且，n_CS,NEW表示在0至N_L-1的范围中的循环移位值。

可以象在LTE中那样在时隙和/或SC-FDMA符号级跳跃用于新的PUCCH格式的循环移位。在该情况下，可以将n_CS,NEW限定为n_CS,NEW(l)或n_CS,NW(n_s,l)。在此，l表示SC-FDMA符号索引，并且n_S表示时隙索引。而且，可以对于每一个天线端口限定用于新的PUCCH图案的循环移位或循环移位跳跃图案。即，可以将n_CS,NEW定义为或在此，p表示天线端口。通常可以从小区特定的参数限定用于新的PUCCH格式的循环移位跳跃图案(例如，或)，并且可以使用与用于LTEPUCCH格式相同的图案。

可以仅对用于控制信息或对于控制信息和RS两者限定用于新的PUCCH格式的循环移位跳跃图案。即，可以象在LTE中那样对于每一个SC-FDMA符号限定用于新的PUCCH格式的循环移位跳跃图案，并且仅对于新的PUCCH格式的控制信息或对于整个新的PUCCH格式来限定。而且，可以隐式地/显式地用信号传送用于新的PUCCH格式的循环移位跳跃图案。例如，可以通过网络给出或通过UE隐式地推断用于新的PUCCH格式的循环移位值。如果也象在LTEPUCCH格式中那样在新的PUCCH格式中的循环移位(CS)区域中限定RS，则可以使用与在RS中使用的CS相同的值或使用从该值推断的(或与该值对应的)CS值作为开始值来向控制信息区域应用CS跳跃。

LTE限定在时隙级的正交覆盖重新映射。在该情况下，可以应用相同的正交重新映射图案以用于在新的PUCCH格式中的复用。

在新的PUCCH格式中的CS跳跃是有益的，即便其图案不与在LTEPUCCH格式中使用的图案相同。将详细描述这一点。

当基于如在LTE中限定的基本序列来执行调制时，可以使用RS符号和控制信息来彼此区分信号的存在与否。当UCI是ACK/NACK信息时，信号的存在可以对应于在HARQ操作中对于所有发射块的反馈是DTX状态(即，全DTX状态)的情况。在例如PUCCH格式1/1a/1b中，因为RS和控制信息通过独立的OC来执行UE复用，所以通过在RS和控制信息符号中执行相干的组合并且在RS和控制信息符号之间执行非相干的组合而获得的最小红红匹配的滤波器输出，可以用于检测全DTX状态。然而，在图29中所示的新的PUCCH格式中，不基于基本序列来调制控制信息区域，并且因此，当控制信息用于检测全DTX状态时匹配的滤波器输出不能平均小区之间的干扰。即，因为在相邻的小区之间使用相同的OC图案并且因此匹配的滤波器输出不能去除小区之间的干扰，所以虚警必然增加。

为了解决上述问题，本实施例另外提出了一种用于通过在控制信息区域中进行小区特定的改变来去除小区之间的干扰的方案。在该情况下，容易检测全DTX状态，因为平均了小区之间的干扰。用于小区特定的改变的功能可以包括以物理小区ID(PCI)作为种子值的变量。在这个示例中，在控制信息区域中的改变不限于小区特定改变。然后，可以保证在小区中根据CDM/FDM复用的UE之间的正交性，并且当控制信息区域的改变元素是小区特定而不是UE特定时，可以对于小区之间的干扰提供干扰随机化。更具体地，可以给出下面的示例。假定对于RS符号结构，使用LTEPUCCH格式1/1a/1b等的那些，并且另外对于控制信息区域执行使用扰码(例如，LTEGold码)的调制，该扰码是由PN产生器使用UEID(例如，C-RNTI)作为种子值产生的。UE特定的扰码用于在控制信息解码期间的小区之间的干扰随机化。然而，在该情况下，加扰不是有益的，因为对于OC被应用到的区域执行相干组合，并且对于子载波区域或用于全DTX检测的预DFT区域的区域执行非相干组合。

1)(小区特定的)CS跳跃适用于控制信息SC-FDMA符号。

A.如果CS跳跃对应于LTE格式，则另外获得与LTE格式共存的上述优点。

B.可以将SC-FDMA符号编号/时隙编号/子帧编号/系统帧编号看作跳跃图案产生器的种子值。

2)(小区特定的)OC图案适用于控制信息SC-FDMA符号。

A.基于小区特定的偏移的OC资源分配是适用的。

B.小区特定的OC矩阵置换是适用的。

C.可以将SC-FDMA符号编号/时隙编号/子帧编号/系统帧编号看作跳跃图案产生器的种子值。

3)小区特定或UE特定的加扰(比特级或调制符号级)适用于控制信息SC-FDMA符号。可以将加扰应用到频域+时域、时域或在DFT阶段之前/之后。

A.在SC-FDMA符号级的小区特定的加扰

B.在SC-FDMA符号级和子载波级的小区特定加扰

C.在SC-FDMA符号级和在预DFT级的小区特定加扰

D.可以将SC-FDMA符号编号/时隙编号/子帧编号/系统帧编号看作跳跃图案产生器的种子值。

现在详细描述上面的情况的每一个。

1)(小区特定的)CS跳跃应用到控制信息SC-FDMA符号。

可以以与LTEPUCCH格式相同的图案来向新的PUCCH格式应用CS跳跃。首先，描述向LTEPUCCH格式应用的CS跳跃。等式20表示向LTEPUCCH格式1/1a/1b应用的CS跳跃，并且等式21表示向LTEPUCCH格式2/2a/2b应用的CS跳跃。

[等式20]

$\mathrm{\&alpha;}(n_s,l)=2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n_{cs}(n_s,l)/N_{sc}^{RB}$

[等式21]

$\mathrm{\&alpha;}(n_s,l)=2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n_{cs}(n_s,l)/N_{sc}^{RB}$

$n_{cs}(n_s,l)=\left(n_{cs}^{cell}\right(n_s,l)+n(n_s\left)\right){\mathrm{modN}}_{sc}^{RB}$

在此，n_oc(n_s)表示正交序列索引，α(n_s,l)表示被表示为相位的循环移位值，并且n_cs(n_s,l)表示被表示为索引的循环移位值。另外，表示小区特定的循环移位值(索引)，n_s表示时隙索引，l表示符号索引，并且表示在RB中的子载波的数量。对于每一个参数的细节，可以参考3GPPTS36.211，并且，通过引用其整体并入该技术规范。

为了参考，通过下面的等式来确定

[等式22]

$n_{cs}^{cell}(n_s,l)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8N_{symb}^{UL}\&CenterDot;n_s+8l+i)\&CenterDot;2^i$

在此，是小区特定循环移位值，c()是伪随机序列产生函数，表示在时隙中的SC-FDMA符号的数量，n_s是时隙索引，并且l是SC-FDMA符号索引。

当未将用于新的PUCCH格式的CS跳跃限定为在LTEPUCCH格式中使用的相同图案时，可以限定用于新的PUCCH格式的CS跳跃使得它仅改变为小区特定图案。在该情况下，可以重新使用用于LTEPUCCH格式的小区特定的循环移位值(索引)

等式23表示在DFT预编码前在时域中的循环移位的应用。

[等式23]

${\tilde{y}}_t\left(i\right)=y_t\left(\right(i+n_{CS,NEW}\left){\mathrm{modN}}_L\right)$

$n_{CS,NEW}=n_{cs}^{cell}(n_s,l)$

在此，y_t(i)、i和N_L对应于等式18中的那些，对应于在等式22中限定的，并且可以对于每一个天线端口限定 $n_{CS,NEW}=n_{cs}^{cell}(n_s,l).$

等式24表示在DFT预编码后在频域中的循环移位的应用。等式23等同于等式24。

[等式24]

${\tilde{y}}_f\left(i\right)=e^{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n_{CS,NEW}/N_L}\&CenterDot;y_f\left(i\right)$

$n_{CS,NEW}=n_{cs}^{cell}(n_s,l)$

在此，y_t(i)、i和N_L对应于在等式19中限定的那些，和α(n_s,l)对应于在等式22中限定的那些，并且可以对于每一个天线端口限定 $n_{CS,NEW}=n_{cs}^{cell}(n_s,l).$

2)小区特定的OC对于控制信息SC-FDMA符号的应用

假定小区A的UE#0和小区B的UE#1分别使用OC索引0和1，OC索引的数量是4，并且对于小区A的UE#0和对于小区B的UE#1，在20个时隙中的OC图案如下。

–小区A:21323103413103231303

–小区B:23000201030201001121

最后，所应用的OC索引如下(分配的OC索引+跳跃图案)mod(OC的数量)。

-小区A:21323103413103231303

-小区B:30111312101312112232

3)用于控制信息SC-FDMA符号的小区特定的加扰

参见图29，当用于UE#0的扩展码(或正交覆盖码)是[w0w1w2w3]时，可以将小区特定的复数扰码限定为[c0c1c2c3]。在该情况下，可以将SC-FDMA符号级加扰应用为[c0*w0c1*w1c2*w2c3*w3]。虽然为了方便将扰码限定为复数值(例如，1或-1)，但是可以在比特级等同地限定它。例如，复数值1可以等同于比特0，并且复数值-1可以等同于比特1。而且，可以通过“异或”或取模运算来等同地实现复数值的相乘运算。

除了SC-FDMA符号级加扰之外，可以进一步执行在频域中的加扰。即，当扰码是c(k,n)时(在此，k是频率索引并且n是控制信息符号索引)，可以执行加扰，诸如d(k)*c(k,n)*w(n)。在此，d(k)表示被映射到每一个SC-FDMA符号作为DFT预编码的符号的信号，并且w(n)是扩展码(或正交覆盖码)。

图58示出仅当使用RS时和当使用RS和控制信息两者用于全DTX检测时获得的结果。与仅使用RS的情况相比，在一起使用RS和控制信息的情况下的最终的误检性能被改善大约2dB。

图59是示出BS和UE的配置的框图。

参见图59，无线通信系统包括BS110和UE120。BS包括处理器112、存储器114、RF单元116。处理器112可以被配置来实现由本发明提出的过程和/或方法。存储器114连接到处理器112，并且存储与处理器112的操作相关的信息。RF单元116连接到处理器112，发射和/或接收RF信号。UE120包括处理器122、存储器124和RF单元126。处理器112可以被配置来实现由本发明提出的过程和/或方法。存储器124连接到处理器122，并且存储与处理器122的操作相关的信息。RF单元126连接到处理器122，发射和/或接收RF信号。BS110和/或UE120可以包括单个天线或多个天线。

以下描述的本发明的实施例是本发明的元素和特征的组合。元件或特征可以被看作选择性的，除非另外说明。可以不与其他元素或特征组合地实施每一个元素或特征。而且，可以通过组合元素和/或特征的一部分来构造本发明的实施例。可以重新布置在本发明的实施例中描述的操作顺序。任何一个实施例的一些构造可以被包括在另一个实施例中，并且可以被替换为另一个实施例的对应的构造。对于本领域内的技术人员显然，在所附的权利要求中未彼此明确引用的权利要求可以组合以呈现为本发明的实施例，并且在提交申请后通过随后的修改被包括为新的权利要求。

在本发明的实施例中，关注于BS、中继器和MS之间的数据发射和接收关系进行描述。在一些情况下，可以由BS的上节点来执行被描述为由BS执行的特定操作。即，显然，在由包括BS的多个网络节点构成的网络中，可以由BS或除了BS之外的其他网络节点执行用于与MS进行通信而执行的各种操作。术语“BS”可以被替换为术语“固定站”、“节点B”、“增强的节点B(eNodeB或eNB)”、“接入点”等。术语“UE”可以被替换为术语“移动台(MS)”、“移动订户站(MSS)”、“移动终端”等。

可以通过例如硬件、固件、软件或其组合的各种手段来实现本发明的实施例。在硬件配置中，可以通过下述部分的一个或多个来实现根据本发明的实施例的方法：专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等。

在固件或软件配置中，可以以模块、过程、函数等的形式来实现本发明的实施例。例如，软件代码可以被存储在存储器单元中并且由处理器执行。存储器单元位于处理器的内部或外部，并且可以经由各种已知手段向处理器发射数据和从处理器接收数据。

本领域内的技术人员可以明白，在不偏离本发明的精神和必要特性的情况下，可以以除了在此阐述的具体方式之外的其他具体方式来执行本发明。因此，要在所有方面将上面的实施例解释为说明性的而不是限定性的。应当通过所附的权利要求和它们的合法等同内容而不是通过上面的说明来确定本发明的范围，并且在所附的权利要求的含义和等同范围内的所有改变旨在被涵盖在本发明中。

工业适用性

本发明可以用于在无线通信系统中的UE、BS或其他装置。具体地说，本发明适用于用于发射上行链路控制信息的方法及其设备。

Claims (16)

1.一种用于在无线通信系统中在用户设备UE处通过物理上行链路控制信道PUCCH发射控制信息的方法，所述方法包括：

联合编码多个控制信息以获得单个码字；

从所述单个码字获得调制符号序列；以及

在子帧的时隙内通过单载波频分多址SC-FDMA符号集的各个SC-FDMA符号发射复数符号序列集的每个复数符号序列，所述复数符号序列集的每个复数符号序列包括所述调制符号序列；

其中，所述复数符号序列集的每个复数符号序列是离散傅里叶变换(DFT)处理的序列并且在DFT步骤之前被循环移位。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述SC-FDMA符号集的每个SC-FDMA符号被正交码的各个元素覆盖。

3.根据权利要求1所述的方法，其中复数符号序列集的每个复数符号序列包括正交码的各个元素。

4.根据权利要求1所述的方法，其中不同的循环移位值被应用到所述复数符号序列集。

5.根据权利要求1所述的方法，其中依据SC-FDMA符号的索引确定应用到复数符号序列的循环移位值，通过所述SC-FDMA符号发射所述复数符号序列。

6.根据权利要求1所述的方法，其中依据所述时隙的索引确定应用到复数符号序列的循环移位值。

7.根据权利要求1所述的方法，其中使用小区特定循环移位值来确定应用到所述复数符号序列集的循环移位值。

8.根据权利要求7所述的方法，其中使用下面的等式来获得所述小区特定循环移位值：

$n_{cs}^{cell}(n_s,l)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8N_{symb}^{UL}\&CenterDot;n_s+8l+i)\&CenterDot;2^i$

其中，是小区特定循环移位值，c()是伪随机序列产生函数，是在一个时隙内的SC-FDMA符号的数量，n_s是时隙索引，以及l是SC-FDMA符号索引。

9.一种被配置为在无线通信系统中通过物理上行链路控制信道PUCCH发射控制信息的用户设备UE，所述UE包括：

射频RF单元；和

处理器，所述处理器被配置为：联合编码多个控制信息以获得单个码字，从所述单个码字获得调制符号序列，以及在子帧的时隙内通过单载波频分多址接入SC-FDMA符号集的各个SC-FDMA符号发射复数符号序列集的每个复数符号序列，所述复数符号序列集的每个复数符号序列包括所述调制符号序列，

其中，所述复数符号序列集的每个复数符号序列是离散傅里叶变换(DFT)处理的序列并且在DFT步骤之前被循环移位。

10.根据权利要求9所述的UE，其中所述SC-FDMA符号集的每个SC-FDMA符号被正交码的各个元素覆盖。

11.根据权利要求9所述的UE，其中所述复数符号序列集的每个复数符号序列包括正交码的各个元素。

12.根据权利要求9所述的UE，其中不同的循环移位值被应用到所述复数符号序列集。

13.根据权利要求9所述的UE，其中依据SC-FDMA符号的索引确定应用到复数符号序列的循环移位值，通过所述SC-FDMA符号发射所述复数符号序列。

14.根据权利要求9所述的UE，其中依据所述时隙的索引确定应用到复数符号序列的循环移位值。

15.根据权利要求9所述的UE，其中使用小区特定循环移位值来确定应用到所述复数符号序列集的循环移位值。

16.根据权利要求15所述的UE，其中使用下面的等式来获得所述小区特定循环移位值：

$n_{cs}^{cell}(n_s,l)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=0}^{7}c(8N_{symb}^{UL}\&CenterDot;n_s+8l+i)\&CenterDot;2^i$

其中，是小区特定循环移位值，c()是伪随机序列产生函数，是一个时隙内的SC-FDMA符号的数量，n_s是时隙索引，以及l是SC-FDMA符号索引。