CN102823213B

CN102823213B - 在无线通信系统中发射上行链路控制信息的方法和装置

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Publication number: CN102823213B
Application number: CN201180017667.7A
Authority: CN
Inventors: 韩承希; 张志雄; 郑载薰; 赵汉奎; 权荣炫; 姜承显
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2010-03-03
Filing date: 2011-02-24
Publication date: 2016-01-06
Anticipated expiration: 2031-02-24
Also published as: US9572140B2; KR20110100143A; CN102823213A; US20120320951A1; US20170111896A1; US9900869B2; US20180132230A1; US20140355555A1; US8848763B2; KR101802518B1; US10341997B2

Abstract

公开了一种用于在无线通信系统中通过终端来发射上行链路控制信息（UCI）的方法和装置。该UCI发射方法包括步骤：通过对于UCI比特流执行信道编译来产生编码信息比特流；通过对于该产生的编码信息比特流执行调制来产生复调制符号；基于正交序列来块形扩展该复调制符号；以及，向基站发射该扩展的复调制符号。通过用于循环地重复该UCI比特流的信道编译来产生该编码信息比特流。

Description

在无线通信系统中发射上行链路控制信息的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信，并且更具体地，涉及用于一种在无线通信系统中发射上行链路控制信息的方法和设备。

背景技术

已经提出了用于宽带无线通信系统以最大化无线电资源的效率的有效的发射/接收方法和利用。能够以低复杂度来减小符号间的干扰（ISI）的正交频分复用（OFDM）系统被考虑为下一代无线通信系统之一。在OFDM中，串行输入数据符号被转换为N个并行数据符号，然后通过在分离的N个子载波中的每个上被承载而被发射。该子载波在频率维度上保持正交性。每个正交信道经历相互独立的频率选择衰落，并且增大发射的符号的间隔，由此最小化符号间的干扰。

当系统使用OFDM来作为调制方案时，正交频分多址（OFDMA）是多址方案，其中，通过独立地向多个用户提供可用子载波的一些来实现多址。在OFDMA中，向各个用户提供频率资源（即，子载波），并且各个频率资源通常不彼此重叠，因为它们被独立地提供到多个用户。结果，以相互排他的方式向各个用户分配频率资源。在OFDMA系统中，可以通过使用频率选择调度来获得用于多个用户的频率分集，并且可以根据用于子载波的置换规则来不同地分配子载波。另外，使用多个天线的空间复用方案可以被使用以提高空间域的效率。

可以通过物理上行链路控制信道（PUCCH）来发射上行链路控制信息（UCI）。UCI可以包括各种类型的信息，诸如调度请求（SR）、用于混合自动重传请求（HARQ）的确认/否认（ACK/NACK）信号、信道质量指示符（CQI）、预编码矩阵指示符（PMI）、秩指示符（RI）等。PUCCH根据格式来承载不同类型的控制信息。

上行链路控制信息可以进行信道编译并且被发射。诸如简单重复、单工编译（simplexcoding）、RM编译、穿孔（punctured）RM编译、咬尾卷积编译（TBCC）、低密度奇偶校验（LDPC）编译和涡轮（turbo）编译的各种类型的编码方法的任何一种可以被用作信道编译方法。该信道编译方法中的每种根据信道环境和系统而具有优点和缺点，并且该信道编译方法的一些可以根据信息长度来具有不同的信道编译性能。此外，在该信道编译方法的一些中，可以不对于具有约束长度或更小的长度的信息执行信道编译。

因此，需要一种用于对于具有约束长度或更小的长度的信息有效率地执行信道编译的方法。

发明内容

本发明提供了一种用于在无线通信系统中发射上行链路控制信息的方法和设备。

在一个方面，提供了一种用于在无线通信系统中通过用户设备（UE）来发射上行链路控制信息（UCI）的方法。所述方法包括：通过对于UCI比特流执行信道编译来产生编码信息比特流；通过对于所述产生的编码信息比特流执行调制来产生复调制符号；基于正交序列来块形扩展所述复调制符号；以及，向基站发射扩展的复调制符号，其中，通过用于循环和重复所述UCI比特流的信道编译来产生所述编码信息比特流。

所述UCI比特流的长度可以小于从约束长度K确定的参考值M。

M可以是M=K-1。

所述编码信息比特流可以进行速率匹配。

可以通过穿孔特定比特来执行所述速率匹配。

可以使用循环缓冲器来执行所述速率匹配。

可以通过依序读取所述UCI比特流来执行所述速率匹配。

可以向所述编码信息比特流应用小区特定加扰或UE特定加扰。

所述复调制符号可以是通过QPSK调制产生的正交相移键控（QPSK）符号。

可以将所述复调制符号块形扩展为多个单载波-频分多址（SC-FDMA）符号。

所述正交序列可以是沃尔什码。

可以在时隙级上跳跃所述正交序列。

在另一个方面，提供了一种在无线通信系统中的用户设备。所述用户设备包括：射频（RF）单元，其被配置来发射或接收无线电信号；以及，处理器，其被配置来连接到所述RF单元，并且被配置来用于通过对UCI比特流执行信道编译来产生编码信息比特流，通过对所述产生的编码信息比特流执行调制来产生复调制符号，基于正交序列来块形扩展所述复调制符号，以及，向基站发射扩展的复调制符号，其中，通过用于循环和重复所述UCI比特流的信道编译来产生所述编码信息比特流。

提出了当上行链路控制信息的长度是约束长度或更小时的有效率的信道编译方法。

附图说明

图1示出无线通信系统。

图2示出在3GPPLTE中的无线电帧的结构。

图3示出单个下行链路时隙的资源网格的示例。

图4示出下行链路子帧的结构。

图5示出上行链路子帧的结构。

图6示出在正常CP结构中的PUCCH格式1a/1b。

图7示出在扩展CP结构中的PUCCH格式1a/1b。

图8示出PUCCH格式2/2a/2b。

图9示出在SC-FDMA系统中的发射器的结构的示例。

图10示出其中子载波映射器将复数值的符号移动到频域的各个子载波的方案的示例。

图11示出使用成簇的DFT-sOFDM发射方案的发射器的一个示例。

图12示出使用成簇的DFT-sOFDM发射方案的发射器的另一个示例。

图13示出使用成簇的DFT-sOFDM发射方案的发射器的另一个示例。

图14示出构成载波聚合系统的发射器和接收器的示例。

图15和16示出构成载波聚合系统的发射器和接收器的另一个示例。

图17是上行链路共享信道（UL-SCH）传送信道的处理过程的示例。

图18是数据信道和控制信道在3GPPLTE中被映射到的物理资源元素的示例。

图19是扩展的PUCCH格式的示例。

图20是扩展的PUCCH格式的另一个示例。

图21是用于以扩展的PUCCH格式的调制的QPSK符号的时间扩展的示例。

图22是用于以扩展的PUCCH格式的调制的QPSK符号的时间扩展的示例。

图23是扩展的PUCCH格式的另一个示例。

图24是扩展的PUCCH格式的另一个示例。

图25示出可以在信道编译中使用的重复编译方法。

图26是发射上行链路控制信息的建议方法的实施例。

图27是根据发射上行链路控制信息的建议方法的信道编译的实施例。

图28是发射上行链路控制信息的建议方法的另一个实施例。

图29是根据发射上行链路控制信息的建议方法的信道编译的实施例。

图30是根据发射上行链路控制信息的建议方法的信道编译的实施例。

图31是改善的重复编译方法的示例。

图32是发射上行链路控制信息的建议方法的另一个实施例。

图33是其中实现本发明的实施例的BS和UE的框图。

具体实施方式

下面的技术可以用于各种无线通信系统，诸如码分多址（CDMA）、频分多址（FDMA）、时分多址（TDMA）、正交频分多址（OFDMA）和单载波-频分多址（SC-FDMA）等。CDMA可以被实现为诸如通用陆地无线电接入（UTRA）或CDMA2000的无线电技术。TDMA可以被实现为诸如全球移动通信系统（GSM）/通用分组无线电业务（GPRS）/用于GSM演进的增强数据率（EDGE）的无线电技术。OFDMA可以通过诸如电气与电子工程师协会（IEEE）802.11（Wi-Fi）、IEEE802.16（WiMAX）、IEEE802.20和E-UTRA（演进UTRA）等的无线电技术来实现。IEEE802.16e、IEEE802.16m的演进提供了与基于IEEE802.16e的系统的反向兼容性。UTRA是通用移动电信系统（UMTS）的一部分。3GPP（第三代合作伙伴计划）LTE（长期演进）是使用E-UTRA的演进UMTS（E-UMTS）的一部分，它在下行链路中使用OFDMA并且在上行链路中使用SC-FDMA。LTE-A（高级）是3GPPLTE的演进。

以下，为了清楚，将主要说明LTE-A，但是本发明的技术思想不意味着限于此。

图1示出无线通信系统。

无线通信系统10包括至少一个基站（BS）11。各个BS11向特定的地理区域15a、15b和15c（它们一般被称为小区）提供通信服务。每个小区可以被划分为多个区域（其被称为扇区）。用户设备（UE）12可以是固定或移动的，并且可以被称为其他名称，诸如MS（移动站）、MT（移动终端）、UT（用户终端）、SS（订户站）、无线装置、PDA（个人数字助理）、无线调制解调器、手持装置。BS11一般指的是与UE12进行通信的固定站，并且可以被称为其他名称，诸如eNB（演进节点B）、BTS（基站收发系统）、接入点（AP）等。

通常，UE属于一个小区，并且UE所属的小区被称为服务小区。向服务的小区提供通信服务的BS被称为服务BS。无线通信系统是蜂窝系统，因此存在与服务小区相邻的不同的小区。与服务小区相邻的不同的小区被称为相邻小区。向相邻小区提供通信服务的BS被称为相邻BS。基于UE来相对地确定服务小区和相邻小区。

该技术可以用于下行链路或上行链路。通常，下行链路指的是从BS11至UE12的通信，并且上行链路指的是从UE12至BS11的通信。在下行链路中，发射器可以是BS11的一部分，并且接收器可以是UE12的一部分。在上行链路中，发射器可以是UE12的一部分，并且接收器可以是BS11的一部分。

无线通信系统可以是多入多出（MIMO）系统、多入单出（MISO）系统、单入单出（SISO）系统和单入多出（SIMO）系统中的任何一种。MIMO系统使用多个发射天线和多个接收天线。SISO系统使用多个发射天线和单个接收天线。SISO系统使用单个发射天线和单个接收天线。SIMO系统使用单个发射天线和多个接收天线。以下，发射天线指的是用于发射信号或流的物理或逻辑天线，并且接收天线指的是用于接收信号或流的物理或逻辑天线。

图2示出在3GPPLTE中的无线电帧的结构。

可以参考3GPP（第三代合作伙伴计划）TS36.211V8.2.0（2008-03）“TechnicalSpecificationGroupRadioAccessNetwork;EvolvedUniversalTerrestrialRadioAccess(E-UTRA);Physicalchannelsandmodulation(Release8)（技术规范组无线电接入网络；演进的通用陆地无线电接入（E-UTRA）；物理信道和调制（版本8））”的第5段。参见图2，无线电帧包括10个子帧，并且一个子帧包括两个时隙。在无线电帧中的时隙被编号为#0至#19。发射一个子帧所花费的时间被称为发射时间间隔（TTI）。TTI可以是用于数据发射的调度单元。例如，无线电帧可以具有10ms的长度，子帧可以具有1ms的长度，并且时隙可以具有0.5ms的长度。

一个时隙在时域中包括多个正交频分复用（OFDM）符号，并且在频域中包括多个子载波。因为3GPPLTE在下行链路中使用OFDMA，所以使用OFDM符号来表达符号周期。OFDM符号可以根据多址方案被称为其他名称。例如，当单载波频分多址（SC-FDMA）被用作上行链路多址方案时，OFDM符号可以被称为SC-FDMA符号。资源块（RB）、资源分配单元在一个时隙中包括多个连续的子载波。无线电帧的结构仅是示例。即，在无线电帧中包括的子帧的数量、在子帧中包括的时隙的数量或在时隙中包括的OFDM符号的数量可以改变。

3GPPLTE定义一个时隙在正常循环前缀（CP）中包括7个OFDM符号，并且一个时隙在扩展的CP中包括6个OFDM符号。

无线通信系统可以被划分为频分双工（FDD）方案和时分双工（TDD）方案。根据FDD方案，在不同的频带上进行上行链路发射和下行链路发射。根据TDD方案，在同一频带处、在不同时间段期间进行上行链路发射和下行链路发射。TDD方案的信道响应大体是互易的。这意味着下行链路信道响应和上行链路信道响应在给定的频带中几乎是相同的。因此，基于TDD的无线通信系统有益在：可以从上行链路信道响应获得下行链路信道响应。在TDD方案中，对于上行链路和下行链路发射，时分整个频带，因此可以同时执行由BS进行的下行链路发射和由UE进行的上行链路发射。在其中以子帧为单位区分上行链路发射和下行链路发射的TDD系统中，在不同的子帧中执行上行链路发射和下行链路发射。

图3示出单个下行链路时隙的资源网格的示例。

下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号，并且在频域中包括N_RB个资源块（RB）。在下行链路时隙中包括的资源块的数量N_RB取决于在小区中设置的下行链路发射带宽。例如，在LTE系统中，N_RB可以是60至110中的任何一个。一个资源块在频域中包括多个子载波。上行链路时隙可以具有与下行链路时隙相同的结构。

在资源网格上的每个元素被称为资源元素。在时隙中可以通过一对索引(k,l)来区分在资源网格上的资源元素。在此，k(k=0，...,N_RB×12-1)在频域中是子载波索引，并且l在时域中是OFDM符号索引。

在此，示出了一个资源块包括由在时域中的7个OFDM符号和在频域中的12个子载波组成的7×12个资源元素，但是在资源块中的OFDM符号的数量和子载波的数量不限于此。OFDM符号的数量和子载波的数量可以根据循环前缀（CP）的长度和频率间隔等来改变。例如，在正常CP的情况下，OFDM符号的数量是7，并且在扩展CP的情况下，OFDM符号的数量是6。可以将128、256、512、1024、1536和2048之一选择性地用作在一个OFDM符号中的子载波的数量。

图4示出下行链路子帧的结构。

下行链路子帧在时域中包括两个时隙，并且该时隙中的每个在正常CP中包括7个OFDM符号。在子帧中的第一时隙的前三个OFDM符号（相对于1.4MHz带宽最多4个OFDM符号）对应于控制信道被分配到的控制区域，并且其他剩余的OFDM符号对应于物理下行链路共享信道（PDSCH）被分配到的数据区域。

PDCCH可以承载下行链路共享信道（DL-SCH）的发射格式和资源分配、上行链路共享信道（UL-SCH）的资源分配信息、在PCH上的寻呼信息、在DL-SCH上的系统信息、诸如经由PDSCH发射的随机接入响应的较高层控制消息的资源分配、相对于在特定UE组中的单独UE的一组发射功率控制命令和因特网协议语音（VoIP）的激活等。可以在控制区域中发射多个PDCCH，并且UE可以监控多个PDCCH。在多个连续控制信道元素（CCE）之一或集合上发射PDCCH。CCE是用于根据无线信道的状态来提供编译率的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。根据在CCE的数量和由CCE提供的编译率之间的关联关系来确定PDCCH的格式和PDCCH的比特的可用数量。

BS根据要向UE发射的DCI来确定PDCCH格式，并且向DCI附接循环冗余校验（CRC）。根据PDCCH的拥有者或目的来在CRC上屏蔽唯一无线电网络临时标识符（RNTI）。在用于特定UE的PDCCH的情况下，可以在CRC上屏蔽UE的唯一标识符，例如，小区-RNTI（C-RNTI）。或者，在用于寻呼消息的PDCCH的情况下，可以在CRC上屏蔽寻呼指示标识符，例如，寻呼-RNTI（P-RNTI）。在用于系统信息块（SIB）的PDCCH的情况下，可以在CRC上屏蔽系统信息标识符，例如，系统信息-RNTI（SI-RNTI）。为了指示随机接入响应，即，对于UE的随机接入前导码的发射的响应，可以在CRC上掩蔽随机接入-RNTI（RA-RNTI）。

图5示出上行链路子帧的结构。

上行链路子帧可以在频域中被划分为控制区域和数据区域。用于发射上行链路控制信息的物理上行链路控制信道（PUCCH）被分配到控制区域。用于发射数据的物理上行链路共享信道（PUCCH）被分配到数据区域。如果由较高层指示，则用户设备可以支持PUCCH和PUSCH的同时发射。

PUSCH被映射到上行链路共享信道（UL-SCH）、传输信道。在PUSCH上发射的上行链路控制信息数据可以是传送块，在TTI期间发射的UL-SCH的数据块。传送块可以是用户信息。或者，上行链路数据可以是复用数据。该复用数据可以是通过复用用于UL-SCH的传送块和控制信息而获得的数据。例如，对数据复用的控制信息可以包括信道质量指示符（CQI）、预编码矩阵指示符（PMI）、HARQ或秩指示符（RI）等。或者，上行链路数据可以仅包括控制信息。

下面的说明是关于PUCCH。

在RB对中分配用于一个UE的PUCCH。属于该RB对的RB在第一时隙和第二时隙中的每个中占用不同的子载波。属于被分配到PUCCH的RB对的、由RB占用的频率在时隙边界处改变。这被称为分配到PUCCH的RB对在时隙边界处被跳频。因为UE通过不同的子载波在时间上发射UL控制信息，所以可以获得频率分集增益。在附图中，m是位置索引，用于指示在子帧中向PUCCH分配的RB对的逻辑频域位置。

PUCCH根据格式而承载不同类型的控制信息。PUCCH格式1承载调度请求（SR）。在该情况下，可以使用通断键控（OOK）方案。PUCCH格式1a承载通过相对于一个码字使用比特相移键控（BPSK）调制的确认/否认（ACK/NACK）。PUCCH格式1b承载通过相对于两个码字使用正交相移键控（QPSK）调制的ACK/NACK。PUCCH格式2承载通过使用QPSK调制的CQI。PUCCH格式2a和2b承载CQI和ACK/NACK。

表1示出根据PUCCH格式的调制方案和在子帧中的比特的数量。

[表1]

PUCCH格式	调制方案	每个子帧的比特的数量M_bit
			1	N/A	N/A
1a	BPSK	1
			1b	QPSK	2
2	QPSK	20
			2a	QPSK+BPSK	21
2b	QPSK+QPSK	22

表2示出被用作每个时隙的PUCCH解调参考信号的OFDM符号的数量。

[表2]

PUCCH格式	正常循环前缀	扩展循环前缀
			1,1a,1b	3	2
2	2	1
			2a,2b	2	N/A

表3示出解调参考信号根据PUCCH格式被映射到的OFDM符号的位置。

[表3]

通过使用用于每个UE的计算机产生的恒幅零自相关（CG-CAZAC）序列，通过使用不同资源，可以发射ACK/NACK信号，该不同的资源包括不同的循环移位值和不同的沃尔什/离散傅立叶变换（DFT）正交码。如果可用于循环前缀值是6并且沃尔什/DFT代码的数量是3，则可以在一个PRB中复用具有信号天线端口的18个UE。

图6示出在正常CP结构中的PUCCH格式1a/1b。在第三至第五SC-FDMA符号中发射上行链路参考信号。在图6中，可以在逆快速傅立叶变换（IFFT）调制之后在时域中调制w₀、w₁、w₂和w₃，或者可以在IFFT调制之前在频域中调制w₀、w₁、w₂和w₃。

图7示出在扩展的CP结构中的PUCCH格式1a/1b。在第三和第四SC-FDMA符号中发射上行链路参考信号。在图7中，可以在IFFT调制之后在时域中调制w₀、w₁、w₂和w₃，或者可以在IFFT调制之前在频域中调制w₀、w₁、w₂和w₃。

可以通过使用RRC信令来给出ACK/NACK资源，所述ACK/NACK资源包括SR、向UE分配以用于永久调度的循环移位、沃尔什/DFT代码或PRB等。对于用于动态ACK/NACK的非永久调度，可以通过与用于ACK/NACK的PDSCH相对应的PDCCH的最低CCE索引来给出分配的资源。

表4是用于PUCCH格式1/1a/1b的具有长度4的正交序列的示例。

[表4]

序列索引n_oc(n_s)	正交序列[w(0)…w(N_SF ^PUCCH-1)]
		0	[+1 +1 +1 +1]
1	[+1 -1 +1 -1]
		2	[+1 -1 -1 +1]

表5是用于PUCCH格式1/1a/1b的具有长度3的正交序列的示例。

[表5]

序列索引n_oc(n_s)	正交序列[w(0)…w(N_SF ^PUCCH-1)]
		0	[1 1 1]
1	[1 e^j2π/3 e^j4π/3]
		2	[1 e^j4π/3 e^j2π/3]

表6是用于以PUCCH格式1/1a/1b的参考信号发射的正交序列的示例。

[表6]

序列索引n_oc2(n_s)	正常循环前缀	扩展循环前缀
			0	[1 1 1]	[1 1]
1	[1 e^j2π/3 e^j4π/3]	[1 -1]
			2	[1 e^j4π/3 e^j2π/3]	N/A

表7是当在正常的CP结构中Δ_shift ^PUCCH=2时的ACK/NACK信道化的示例。

[表7]

在表7中，Δ_shift ^PUCCH是CAZAC序列的小区特定的循环移位值，并且可以在正常CP结构或扩展CP结构中具有值1至3中的任何一个。δ_offset ^PUCCH是小区特定循环移位偏移，并且可以具有值0至Δ_shift ^PUCCH-1中的任何一个。同时，n_OC是用于ACK/NACK的正交序列的索引，并且n_OC’是用于参考信号的正交序列的索引。n_CS是CAZAC序列的循环移位值，并且n’是用于在RB中的信道化的ACK/NACK资源索引。

表8是其中在PRB中混合PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b的结构的信道化的示例。

[表8]

参见表8，分配用于PUCCH格式1/1a/1b的循环移位值0至3，并且，分配用于PUCCH格式2/2a/2b的循环移位值5至10。在PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b之间的循环移位值4和11被分配为保护移位。

同时，可以在用于小区之间干扰（ICR）随机化的符号基础上执行循环移位跳跃。另外，对于ICI随机化，可以在时隙级上在ACK/NACK信道和资源之间执行CS/正交覆盖（OC）重新映射。

用于PUCCH格式1/1a/1b的资源可以由下述部分组成：n_cs，其用于指示在符号级上的循环移位；n_oc，其用于指示在时隙级上的正交覆盖；以及，n_RB，其用于指示在频域中的资源块。可以将n_r定义为用于表示PUCCH格式1/1a/1b资源n_cs、n_oc、n_RB的索引。即，n_r=(n_cs,n_oc,n_RB)。

PUCCH格式2/2a/2b可以承载控制信息，诸如CQI、PMI、RI、CQI+ACK/NACK等。可以将雷德-密勒（RM）信道编译方案应用到PUCCH格式2/2a/2b。

表9示出在3GPPLTE的上行链路控制信息（UCI）的信道编译中使用的(20,A)RM代码的示例。比特流a₀,a₁,a₂,...,a_A-1被用作使用表9的(20,A)RM代码的信道编译块的输入。

[表9]

i	M_i,0	M_i,1	M_i,2	M_i,3	M_i,4	M_i,5	M_i,6	M_i,7	M_i,8	M_i,9	M_i,10	M_i，11	M_i,12
														0	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	1	0
1	1	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0
														2	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	1	1	1
3	1	0	1	1	0	0	0	0	1	0	1	1	1
														4	1	1	1	1	0	0	0	1	0	0	1	1	1
5	1	1	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	1
														6	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1
7	1	0	0	1	1	0	0	1	1	0	1	1	1
														8	1	1	0	1	1	0	0	1	0	1	1	1	1
9	1	0	1	1	1	0	1	0	0	1	1	1	1
														10	1	0	1	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1
11	1	1	1	0	0	1	1	0	1	0	1	1	1
														12	1	0	0	1	0	1	0	1	1	1	1	1	1
13	1	1	0	1	0	1	0	1	0	1	1	1	1
														14	1	0	0	0	1	1	0	1	0	0	1	0	1
15	1	1	0	0	1	1	1	1	0	1	1	0	1
														16	1	1	1	0	1	1	1	0	0	1	0	1	1
17	1	0	0	1	1	1	0	0	1	0	0	1	1
														18	1	1	0	1	1	1	1	1	0	0	0	0	0
19	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	0	0	0

可以通过下面的等式1来产生信道编译比特b₀,b₁,b₂,..,b_B-1。

<等式1>

b_{i} = Σ_{n = 0}^{A - 1} (a_{n} \cdot M_{i, n}) \mod 2

在等式1中，i=0,1,2,..,B-1。

表10示出用于宽带报告的CQI反馈UCI字段的大小的示例。表11是假定单天线端口并且假定发射分集或开环空间复用PDSCH发射的情况。

[表10]

字段	比特宽度
		宽带CQI	4

表11是用于宽带报告的CQI和PMI反馈UCI字段的示例。表11是闭环空间复用PDSCH发射的情况。

[表11]

表12是用于宽带报告的RI反馈UCI字段的大小的示例。

[表12]

在该情况下，a₀和a_A-1分别表示最高有效位（MSB）和最低有效位（LSB）。在扩展CP结构中，A可以高达11，除了同时发射CQI和ACK/NACK的情况之外。QPSK调制可以被应用到通过使用RM代码被编码为20比特的控制信息。另外，可以在QPSK调制前加扰编码的控制信息。

图8示出PUCCH格式2/2a/2b。图8（a）示出正常的CP结构，并且图8（b）示出扩展的CP结构。在图8（a）中，在第二和第六SC-FDMA符号中发射参考信号。在图8（b）中，在第四SC-FDMA符号中发射参考信号。

在正常CP结构中，一个子帧除了用于参考信号发射的SC-FDMA符号之外包括10个QPSK数据符号。即，每个QPSK符号可以通过使用20比特的编码CQI、通过在SC-FDMA符号级中的循环移位被扩展。

另外，SC-FDMA符号级循环移位跳跃可以被应用来用于ICI随机化。可以通过使用循环移位根据码分复用（CDM）来复用参考信号。例如，如果可用循环移位值的数量是12，则可以在一个PRB中复用12个UE。即，可以通过使用循环移位/正交覆盖/资源块和循环移位/资源块来复用以PUCCH格式1/1a1/b和PUCCH格式2/2a/2b的多个UE中的每个。

可以通过等式2来确定用于在时隙n_s中的PUCCH发射的PRB。

<等式2>

在等式2中，n_PRB表示PRB索引。N_RB ^UL是使用N_SC ^RB的倍数表达的上行链路带宽配置。N_SC ^RB是在频域中的资源块的大小，并且使用子载波的数量表达。当PRB被映射到PRB时，可以以外PRB和内PRB的顺序来映射PUCCH。另外，可以以PUCCH格式2/2a/2b、ACK/NACK组合格式和PUCCH格式1/1a1/1b的顺序来映射它。

在PUCCH格式1/1a1/1b中，可以通过等式3来确定m。

<等式3>

在等式3中，N_RB ⁽²⁾表示使用可以在每个时隙中在PUCCH格式2/2a/2b中使用的资源块表达的带宽。n_PUCCH ⁽¹⁾表示用于PUCCH格式1/1a1/1b发射的资源的索引。N_cs ⁽¹⁾表示用于在PUCCH格式1/1a1/1b和格式2/2a/2b的混合结构中使用的资源块中的PUCCH格式1/1a1/1b的循环移位值的数量。

在PUCCH格式2/2a/2b中，通过等式4来确定m。

<等式4>

在LTE-A系统中，UL采用SC-FDMA发射方案。其中在DFT扩展后执行IFFT的发射方案被称为SC-FDMA。SC-FDMA也可以被称为离散傅立叶变换扩展（DFT-s）OFDM。在SC-FDMA中，可以降低峰值与平均功率比率（PAPR）或立方度量（CM）。如果使用SC-FDMA发射方案，则可以增大在具有有限功耗的UE中的发射功率效率，因为可以避免功率放大器的非线性失真时间段。结果，可以增大用户吞吐量。

图9示出在SC-FDMA系统中的发射器的结构的示例。

参见图9，发射器50包括离散傅立叶变换（DFT）单元51、子载波映射器52、逆快速傅立叶变换（IFFT）单元53和循环前缀（CP）插入单元54。发射器50可以包括加扰单元（未示出）、调制映射器（未示出）、层映射器（未示出）和层变换器（未示出），它们可以被置于DFT单元51之前。

DFT单元51通过对输入符号执行DFT来输出复数值符号。例如，当输入Ntx符号时（其中，Ntx是自然数），DFT大小是Ntx。DFT单元51可以被称为变换预编码器。子载波映射器52将复数值的符号映射到频域的各个子载波。复数值的符号可以被映射到与对于数据发射分配的资源块相对应的资源元素。子载波映射器52可以被称为资源元素映射器。IFFT单元53通过对输入符号执行IFFT来输出用于数据的基带信号（即，时域信号）。CP插入单元54复制用于数据的基带信号的后部的一些，并且向用于数据的基带信号的前部内插入复制的部分。可以甚至在多路径信道中保持正交性，因为通过CP插入来防止符号间干扰（ISI）和载波间干扰（ICI）。

图10示出其中子载波映射器向频域的各个子载波映射复数值的符号的方案的示例。

参见图10（a），子载波映射器将从DFT单元输出的复数值的符号映射到在频域中彼此连续的子载波。向复数值的符号未被映射到的子载波内插入‘0’。这被称为本地映射。在3GPPLTE系统中，使用本地映射方案。参见图10（b），子载波映射器对于从DFT单元输出的每两个连续复数值的符号插入（L-1）个‘0’（L是自然数）。即，从DFT单元输出的复数值的符号被映射到在频域中以相等的间隔分布的子载波。这被称为分布映射。如果子载波映射器使用如在图10（a）中的本地映射方案或如在图10（b）中的分布映射方案，则保持单载波特性。

成簇的DFT-sOFDM发射方案是现有SC-FDMA发射方案的修改，并且是将经受预编码器的数据符号划分为多个子块、分离该子块并且在频域中映射该子块的方法。

图11示出使用成簇的DFT-sOFDM发射方案的发射器的示例。

参见图11，发射器70包括DFT单元71、子载波映射器72、IFFT单元73和CP插入单元74。发射器70可以进一步包括加扰单元（未示出）、调制映射器（未示出）、层映射器（未示出）和层变换器（未示出），它们可以被置于DFT单元71之前。

从DFT单元71输出的复数值符号被划分为N个子块（N是自然数）。N个子块可以被表示为子块#1、子块#2、…、子块#N。子载波映射器72在频域中分布N个子块，并且向子载波映射该N个子块。可以每两个连续子块插入空（NULL）。在一个子块内的复数值符号可以被映射到在频域中彼此连续的子载波。即，可以在一个子块内使用局部映射方案。

可以在单载波发射器或多载波发射器这两者中使用图11的发射器70。如果在单载波中使用发射器70，则所有的N个子块对应于一个载波。如果在多载波发射器中使用发射器70，则N个子块中的每个对应于一个载波。可替选地，即使在多载波发射器中使用发射器70，则N个子块的多个子块可以对应于一个载波。同时，在图11的发射器70中，通过一个IFFT单元73来产生时域信号。因此，为了在多载波发射器中使用图11的发射器70，必须对齐在连续载波分配情况下在连续载波之间的子载波间隔。

参见图12，发射器80包括DFT单元81、子载波映射器82、多个IFFT单元83-1、83-2、…、83-N（N是自然数）和CP插入单元84。发射器80可以进一步包括加扰单元（未示出）、调制映射器（未示出）、层映射器（未示出）和层变换器（未示出），它们可以被置于DFT单元71之前。

对于N个子块中的每个单独地执行IFFT。第n个IFFT单元83-n通过对子块#n执行IFFT而输出第n个基带信号（n=1,2，..,N）。将第n个基带信号乘以第n个载波信号，以产生第n个无线电信号。在相加从N个子块产生的N个无线电信号后，CP插入单元84插入CP。图12的发射器80可以用在其中向发射器分配的载波不彼此连续的不连续载波分配情况中。

图13是使用成簇DFT-sOFDM发射方案的发射器的另一个示例。

图13是在组块（chunk）基础上执行DFT预编码的组块特定的DFT-sOFDM系统。这可以被称为NxSC-FDMA。参见图13，发射器90包括代码块划分单元91、组块划分单元92、多个信道编译单元93-1、…、93-N、多个调制器94-1、…、94-N、多个DFT单元95-1、…、95-N、多个子载波映射器96-1、…、96-N、多个IFFT单元97-1、…、97-N与CP插入单元98。在此，N可以是由多载波发射器使用的多个载波的数量。信道编译单元93-1、…、93-N中的每个可以包括加扰单元（未示出）。调制器94-1、…、94-N也可以被称为调制映射器。发射器90可以进一步包括层映射器（未示出）和层变换器（未示出），它们可以被置于DFT单元95-1、…、95-N之前。

代码块划分单元91将发射块划分为多个代码块。组块划分单元92将代码块划分为多个组块。在此，代码块可以是由多载波发射器发射的数据，并且组块可以是通过多个载波之一发射的数据片。发射器90在组块基础上执行DFT。发射器90可以用在不连续载波分配情况或连续载波分配情况中。

同时，3GPPLTE-A系统支持载波聚合系统。3GPPTR36.815V9.0.0(2010-3)可以通过引用结合于此，以描述载波聚合系统。

该载波聚合系统暗示通过下述方式来配置宽带的系统：当无线通信系统意欲支持宽带时，聚合具有比目标宽带的带宽小的带宽的一个或多个载波。该载波聚合系统也可以被称为其他术语，诸如多载波系统或带宽聚合系统等。该载波聚合系统可以被划分为其中载波彼此连续的连续载波聚合系统和其中载波彼此分离的不连续载波聚合系统。在连续载波聚合系统中，可以在载波之间存在保护带。作为当聚合一个或多个载波时的目标的载波可以直接地使用在传统系统中使用的带宽，以便提供与传统系统的反向兼容。例如，3GPPLTE系统可以支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽，并且3GPPLTE-A系统可以通过仅使用3GPPLTE系统的带宽来配置20MHz或更大的宽带。可替选地，可以通过定义新的带宽来配置宽带，而不必直接地使用传统系统的带宽。

在载波聚合系统中，UE可以根据容量来同时发射或接收一个或多个载波。LTE-AUE可以同时发射或接收多个载波。当构成载波聚合系统的载波中的每个与LTE版本8系统兼容时，LTE版本8UE可以仅发射或接收一个载波。因此，当在上行链路中使用的载波的数量等于在下行链路中使用的载波的数量时，必须配置成使得所有的CC与LTE版本8系统兼容。

为了有效率地使用多个载波，可以在媒体接入控制（MAC）中管理多个载波。为了发射/接收多个载波，发射器和接收器这两者必须能够发射/接收多个载波。

图14示出构成载波聚合系统的发射器和接收器的示例。

在图14（a）的发射器中，一个MAC通过管理和操作所有n个载波来发射和接收数据。这也适用于图14（b）的接收器。从接收器的角度看，可以每个CC存在一个传送块和一个HARQ实体。可以对于多个CC同时地调度UE。图14的载波聚合系统可以应用于连续载波聚合系统和不连续载波聚合系统这两者。由一个MAC管理的各个载波不必彼此连续，这导致在资源管理上的灵活性。

图15和图16是构成载波聚合系统的发射器和接收器的其他示例。

在图15（a）的发射器和图15（b）的接收器中，一个MAC仅管理一个载波。即，1:1映射MAC和载波。在图16（a）的发射器和图16（b）的接收器中，对于一些载波，1:1映射MAC和载波，并且关于剩余的载波，一个MAC控制多个CC。即，基于在MAC和载波之间的映射关系，各种组合是可能的。

图14至图16的载波聚合系统包括n个载波。各个载波可以是彼此连续的或可以彼此分离。该载波聚合系统可以应用于上行链路和下行链路发射这两者。在TDD系统中，每个载波被配置来能够执行上行链路发射和下行链路发射。在FDD系统中，可以通过将多个CC对于上行链路使用和下行链路使用划分来使用它们。在通常的TDD系统中，在上行链路发射中使用的CC的数量等于在下行链路发射中使用的CC的数量，并且，每个载波具有相同的带宽。FDD系统可以通过下述方式来配置不对称载波聚合系统：允许载波的数量和带宽在上行链路和下行链路发射之间不同。

同时，从UE的角度看，每个调度的分量载波存在一个传送块和一个混合自动重传请求（HARQ）实体。每个传送块被映射到仅单个分量载波。UE可以同时被映射到多个分量载波。

图17是上行链路共享信道（UL-SCH）传送信道的处理过程的示例。数据以每个发射时间间隔（TTI）最多一个传送块的形式来到达编译单元。在图17中所示的UL-SCH传送信道的处理过程可以被应用到每个上行链路小区的UL-SCH传送信道中的每个。

参见图17，在步骤S100处，循环冗余校验（CRC）被附接到传送块。当附接CRC时，可以支持错误检测。传送块的大小可以是A，奇偶校验位的大小可以是L，并且B=A+L。

在步骤S110，CRC已经被附接到的传送块被分段为多个代码块，并且CRC附接到代码块中的每个。代码块中的每个的大小可以被表示为Kr，并且r是代码块数量。

在步骤S120，对每个代码块执行信道编译。在此，可以使用涡轮编译方案来执行信道编译。因为涡轮编译方案的编译率是1/3，所以产生三个编译流，并且具有代码块数量r的每个编译流具有Dr的大小。

在步骤S130，对已经被执行信道编译的每个代码块执行速率匹配。当代码块数量是r时，已经被执行速率匹配的比特的数量可以被表示为Er。

在步骤S140，级联已经被执行速率匹配的代码块。G是其中级联代码块的比特的总数。在比特的总数上，从在N_L个传送层上的给定的传送块排除用于发射控制信息的比特。在此，可以将控制信息与UL-SCH发射复用。

在步骤S141至S143，对控制信息执行信道编译。控制信息可以包括CQI和/或包括PMI的CQI、HARQ确认（ACK）和RI。或者，以下假定CQI包括PMI。根据不同的编译符号的数量来向每个控制信息应用不同的编译率。当通过PUSCH发射控制信息时，独立地执行对于CQI的信道编译、对于RI的信道编译和对于HARQ-ACK的信道编译。在本实施例中，假定在步骤S141处CQI进行信道编译，在步骤S142处RI进行信道编译，并且在步骤S143处HARQ-ACK进行信道编译，但是不限于此。

在步骤S150处，对于数据和控制信息执行复用。在此，HARQ-ACK信息存在于子帧的两个时隙中，并且它可以被映射到与解调参考信号（DMRS）相邻的资源。通过复用数据和控制信息，数据和控制信息可以被映射到不同的调制符号。同时，如果在上行链路小区的子帧中发射一个或多个UL-SCH传送块，则可以在具有最高调制和编译方案（MCS）的UL-SCH传送块上将CQI信息与数据复用。

在步骤S160，执行信道交织。可以与PUSCH资源映射相结合地执行信道交织。调制符号可以进行通过信道交织向发射波形的时间第一映射。HARQ-ACK信息可以被映射到与上行链路DRMS相邻的资源，并且RI信息可以被映射到由HARQ-ACK信息使用的资源的外围。

图18是在3GPPLTE中数据信道和控制信道被映射到的物理资源元素的示例。水平轴指示虚拟子载波，即，离散傅立叶变换（DFT）的输入，并且垂直轴指示SC-FDMA符号。在每个时隙的第四SC-FDMA符号中映射参考信号。以时间第一的方式来映射数据和CQI。可以以串联的方式来复用数据和CQI。编码的HARQ-ACK被映射到在参考信号已经被映射到的SC-FDMA符号侧处的SC-FDMA符号。用于HARQ-ACK的资源可以被置于虚拟子载波的最后部分中。RI可以进行向HARQ-ACK已经被映射到的资源元素侧的速率匹配，而与是否发射HARQ-ACK无关。HARQ-ACK和RI被映射到的SC-FDMA符号的数量可以最大是4。

下面描述扩展的PUCCH格式。在根据LTE版本8的FDD发射方案的一种配置载波中，根据BPSK或QPSK调制方案、通过PUSCH或PUCCH来发射具有最大2比特的ACK/NACK信息。扩展的PUCCH格式可以替换LTE版本8的PUCCH格式1/1a/1b或2/2a/2b，以便在载波聚合系统中发射更多的有效载荷。

图19是扩展PUCCH格式的示例。图19的扩展的PUCCH格式可以是DFT-sOFDM发射方案被应用到的PUCCH格式。虽然图19的扩展的PUCCH格式不限于特定的PUCCH格式，但是为了便利说明，下面的说明将基于用于承载ACK/NACK的PUCCH格式1的正常CP结构。扩展的PUCCH格式也可应用于用于诸如CQI/PMI/RI的UCI发射的PUCCH格式2/2a/2b。即，扩展的PUCCH格式可应用于任何控制信息。例如，可以使用扩展的PUCCH格式，所述扩展的PUCCH格式被提出来在支持高达13比特有效载荷的PUCCH格式2中支持13（或更大）比特有效载荷。

参见图19，对于用于每个分量载波的信息比特（例如，ACK/NACK等）执行信道编译（步骤200）。信道编译可以是各种类型的编译方案中的任何一种，诸如简单重复、单工编译、RM编译、穿孔RM编译、TBCC、LDPC编译或涡轮编译。通过考虑要应用的调制符号顺序以及要映射的资源，可以速率匹配作为信道编译的结果而产生的编码信息比特。对于用于产生的编码信息比特的小区之间接口（ICI）随机化，可以使用利用与小区标识符（ID）相对应的加扰代码的小区特定加扰或利用与UEID（例如，无线电网络临时标识符（RNTI））相对应的加扰代码的UE特定加扰。

编码信息比特经由划分器被分布到每个时隙（步骤201）。编码信息比特可以以不同的方式分布到两个时隙。例如，编码信息比特的第一部分可以被分布到第一时隙，并且编码信息比特的最后部分可以被分发到第二时隙。可替选地，通过使用交织方案，可以向第一时隙分发偶数编码信息比特，并且可以向第二时隙分发奇数编码信息比特。经由调制器来调制向每个时隙分发的编码信息比特（步骤201）。可以通过调制编码信息比特来产生QPSK符号。同时，可以以逆序来布置调制器和划分器。

对在每个时隙中的QPSK符号执行DFT预编码，以在每个时隙中产生单载波波形（步骤203）。除了DFT预编码之外，可以执行与其对应的沃尔什预编码等的操作。然而，以下假定执行DFT预编码，除非另外指定。

通过使用具有索引m的正交码，使用SC-FDMA符号级对于被执行DFT预编码的QPSK符号执行时间扩展，其中，通过动态信令或无线电资源控制（RRC）信令来预定或确定该索引m（步骤204）。如果扩展因子（SF）是4，则可以通过w_m=[w₀w₁w₂w₃]来表达索引m的正交码。如果正交码是沃尔什码并且SF是4，则它可以被表达为w₀=[1111]、w₁=[1-11-1]、w₂=[11-1-1]、w₃=[1-1-11]。如果正交码是DFT代码，则它可以被表达为w_m=[w₀w₁...w_k-1]，其中，w_k=exp(j2πkm/SF)。另外，除了沃尔什码和DFT代码之外的另一个代码可以被用作正交码。SF暗示通过其来将数据扩展的因子，并且可以与要复用的UE的数量或天线的数量相关。SF可以根据系统来改变，并且可以是预定的或可以通过DCI或RRC信令被报告到UE。另外，可以通过在时隙级中改变索引来应用对于SC-FDMA符号级应用的正交码。即，正交码可以在时隙级中跳跃。

如上所述产生的信号被映射到在PRB中的子载波，然后通过逆快速傅立叶变换（IFFT）被转换为时域的信号，并且通过附接循环前缀（CP）经由射频（RF）单元被发射。

图20是扩展PUCCH格式的另一个示例。参见图20，对于诸如用于每个分量载波的ACK/NACK的信息执行信道编译（步骤210），并且，经由划分器向每个时隙分发编码信息比特（步骤211）。经由调制器来调制向每个时隙分发的编码信息比特，并且通过索引m的正交码来时间扩展作为调制结果而产生的QPSK符号（步骤212）。如果SF＝4，则可以通过w_m=[w₀w₁w₂w₃]来表达索引m的正交码。使用SC-FDMA级对于时间扩展的QPSK符号执行DFT编码（步骤213），并且，以这种方式产生的信号被映射到在PRB中的子载波。即，图20的扩展的PUCCH格式与图19的扩展的PUCCH格式在下述意义上不同：在DFT预编码前执行时间扩展。

图21是用于具有扩展的PUCCH格式的调制的QPSK符号的时间扩展的示例。在图21中示出在正常CP中时间扩展QPSK符号的情况。参见图21，在一个时隙中在5个SC-FDMA符号上将QPSK符号时间扩展。参考信号被映射到在每个时隙中的第二和第六SC-FDMA符号。这是在LTE版本8中参考信号以PUCCH格式2/2a/2b被映射到的相同位置。当将QPSK符号时间扩展时，可以使用具有索引m的正交码，该索引m是通过动态信令或RRC信令被预定或确定的。如果SF＝5，则可以通过w_m=[w₀w₁w₂w₃w₄]来表达具有索引m的正交码。另外，正交码可以在时隙级中跳跃。

图22是用于具有扩展的PUCCH格式的调制QPSK符号的时间扩展的示例。在图22中示出在扩展CP中时间扩展QPSK符号的情况。参见图22，在一个时隙中在5个SC-FDMA符号上将QPSK符号时间扩展。参考信号被映射到在每个时隙中的第四SC-FDMA符号。这是在LTE版本8中参考信号以PUCCH格式2/2a/2b被映射到的相同位置。当将QPSK符号时间扩展时，可以使用具有索引m的正交码，该索引m是通过动态信令或RRC信令被预定或确定的。如果SF＝5，则可以通过w_m=[w₀w₁w₂w₃w₄]来表达具有索引m的正交码。另外，正交码可以在时隙级中跳跃。

图23是扩展PUCCH格式的另一个示例。图23的扩展PUCCH格式对应于对于在子帧内的两个时隙执行联合编译，并且不使用频分复用（FDM）方案的复用的情况。参见图23，首先，对于诸如用于每个配置载波的ACK/NACK的信息比特执行信道编译（步骤S220）。在本实施例中，可以产生48个编码比特，因为应用QPSK调制方案，并且通过包括12个子载波的1个PRB对于两个时隙执行映射。通过调制器来调制编码信息比特（步骤S221）。在本实施例中，因为应用QPSK调制方案，所以产生24个QPSK符号。QPSK符号通过分频器被扩展为时隙（步骤222）。可以根据各种方法来向两个时隙中扩展QPSK符号。可以逆转调制器和分频器的顺序。通过分频器来对于被扩展到每个时隙内的QPSK符号执行DFT扩展（步骤S223）。在本实施例中，执行12点DFT预编码，因为12个QPSK符号被扩展到每个时隙内。通过索引m的正交码对于已经在SC-FDMA符号级中被执行DFT预编码的QPSK符号执行时间扩展（步骤S104）。正交码可以在时隙级中跳跃。

图24是扩展PUCCH格式的另一个示例。图24的扩展PUCCH格式示出对于在子帧内的两个时隙执行联合编译并且应用FDM方案的复用的情况。

参见图24，首先，对于诸如用于每个配置载波的ACK/NACK的信息比特执行信道编译（步骤S230）。在本实施例中，可以产生24个编码比特，因为应用QPSK调制方案并且通过在包括12个子载波的1个PRB内的6个子载波对于两个时隙执行映射。通过调制器来调制编码信息比特（步骤S231）。在本实施例中，产生24个QPSK符号，因为应用QPSK调制方案。通过分频器将QPSK符号扩展到每个时隙内（步骤S232）。可以以各种方式将QPSK符号扩展到两个时隙内。可以逆转调制器和分频器的顺序。通过分频器对于被扩展到每个时隙内的QPSK符号执行DFT预编码（步骤S233）。在本实施例中，执行6点DFT预编码，因为6个QPSK符号被扩展到每个时隙内。通过索引m的正交码对于已经在SC-FDMA符号级中被执行DFT预编码的QPSK符号执行时间扩展（步骤S234）。正交码可以在时隙级中跳跃。

所产生的信号被映射到在PRB内的子载波。在图24中，SC-FDMA信号根据交织方法被映射到子载波。即，当SC-FDMA信号被映射到子载波时，它被以特定间隔映射到子载波。图24图示SC-FDMA信号以2个子载波间隔被映射，但是SC-FDMA信号可以以诸如3/4/6个子载波的各种间隔被映射。

图25示出可以在信道编译中使用的重复编译方案。重复编译表示基于系统所需的数据的大小将给定数据重复几次。重复编译具有比普通信道编译方案差的性能，但是它在编码和解码处理中非常简单并且容易被包含到硬件内。因此，在需要具有短长度的数据的大小的系统中广泛使用重复编译。在此，如果系统所需的数据的大小不是给定数据的大小的倍数，则可以省略编码数据的最后重复数据块的数据的一些。在此，在最后重复数据块中省略的数据可以是数据的第一或最后部分，或者可以是根据特定规则而不连续的比特。

同时，需要查看现有的定义的信道编译方案是否被应用到扩展PUCCH格式。对于在LTE版本8中定义的信道编译方案，可以参考下文：3GPPTS36.212V8.8.0(2009-12)“3^rdGenerationPartnershipProject;TechnicalSpecificationGroupRadioAccessnetwork;EvolvedUniversalTerrestrialRadioAccess(E-UTRA);Multiplexingandchannelcoding(release8)（第三代合作伙伴计划；技术规范组无线电接入网络；演进的通用陆地无线电接入（E-UTRA）；复用和信道编译（版本8））”的第五段。

1）用于PUCCH的RM编译：用于PUCCH的RM编译被定义为用于CQI的编码的(20,A)。在此，A是从1至13的整数之一，并且它指示信息比特的大小。因为没有改变地输出信道编译的结果20比特，所以不能没有改变地向扩展的PUCCH格式应用RM编译。

2）用于PUSCH的RM编译：用于PUSCH的RM编译被定义为用于CQI的编码的(32,O)。在此，O是从1至11的整数之一，并且它指示信息比特的大小。因为没有改变地输出信道编译的结果32比特，所以不能没有改变地向扩展的PUCCH格式应用RM编译。

3）TBCC：TBCC可以用于广播信道（BCH）的信道编译、DCI或11比特或更大的UCI。TBCC可以灵活地控制通过速率匹配编码的信息比特的长度。已经公知，TBCC在小长度的信息比特上具有比涡轮编译更好的性能。然而，TBCC不利之处在于：它不能被应用到小于6比特的信息比特，因为它具有约束长度7。

4）涡轮编译：涡轮编译可以用于PDSCH或PUSCH的信道编译。象TBCC那样，涡轮编译可以灵活地控制通过速率匹配编码的信息比特的长度。已经公知，涡轮编译在小于100比特的信息比特上具有比TBCC差的性能。此外，涡轮编译不能被应用到信息比特的长度小于3的情况，因为它通过级联2个卷积编译而形成，每个卷积编译具有约束长度3。

因为这个原因，所提出的发明提出了可应用于扩展PUCCH格式的信道编译方案。本发明可以灵活地控制编码的信息比特的长度，因为与卷积编译、TBCC或涡轮编译一起使用它。通常，诸如卷积编译、TBCC或涡轮编译的编译方案可应用于具有约束长度或更大的信息比特，并且因此，本发明提出了一种对于具有约束长度或更小的信息比特执行信道编译的方法。根据所提出的发明，可以有效率地发射上行链路控制信息。

以下，下面简述TBCC。当约束长度是K时，TBCC方案的信道编译可以被应用到具有长度K-1或更大的信息比特流。这是因为当解码编码信息比特流时，信息比特的前K-1个比特被用作寄存器的初始值。在LTE版本8中定义的TBCC能够应用于6比特或更大的信息比特流，因为它具有约束长度7。本发明提供了一种用于当信息比特的长度小于K-1时对于信息比特流执行信道编译并且发射该信息比特流的方法。以下将通过对于信息比特流执行信道编译而产生的比特流称为编码信息比特流。

图26是提出的发射上行链路控制信息的方法的实施例。

在步骤S300，UE任意地向信息比特流填充（M-N）个比特。N是信息比特的长度。

M是从约束长度确定的特定值。可以以各种方式来确定M。例如，M可以等于K。或者，M可以是在其中每个大于K的整数之中的最小整数（M=K+1）。或者，M可以是在其中每个小于K的整数之中的最大整数（M=K-1）。或者，M可以是在其中每个小于K-1的整数之中的最大整数（M=K-2）。或者，M可以是可以支持的信息比特的大小的最小值。以下假定M＝K-1。

也可以以各种方式来确定填充的（M-N）比特。例如，填充的（M-N）比特可以是由0形成的0比特流。在该情况下，接收终端可以查看相关的0比特流的值是否全是0，并且查看是否已经无错地接收到N个信息比特流。即，该0比特流可以用于虚拟CRC。

或者，填充的（M-N）比特可以是通过CRC编码N个信息比特流而获得的CRC值。

或者，填充的（M-N）比特可以是预定模式。该预定模式可以是先前随机化的模式，以便改善信道编译的性能。例如，填充的（M-N）比特可以是[1010…]，即，其中交错地布置1和0的形式。或者，填充的（M-N）比特可以是信息比特流的互补形式。即，当信息比特流是[100]时，填充的（M-N）比特可以是[011]。或者，可以应用其中编码信息比特流的长度是M的另一种信道编译方案。在此，信道编译方案可以特别是分组码，诸如RM代码或基于格雷（Golay）的代码。因为仅对于具有不能支持TBCC的短长度的信息比特流提供信道编译方案，所以可以使用代码表而不是解码器来执行解码。

或者，填充的（M-N）比特可以是信息比特流的简单重复。例如，如果信息比特流必须是[010]并且编码信息比特流必须是6比特，则编码信息比特流可以是该信息比特流的简单重复[010010]。

向回参见图26，在步骤S310，UE通过对于其上填充了（M-N）比特的信息比特流执行信道编译来产生编码信息比特流。在步骤S320，UE发射编码信息比特流。

图27是根据提出的发射上行链路控制信息的方法的信道编译的一个实施例。

通过获取具有约束长度K＝7的TBCC来描述如图26中所示的提出的用于发射上行链路控制信息的方法。在TBCC的情况下，信道编译仅对于6比特或更大的信息比特流是可能的，因为K＝7。在本实施例中，假定信息比特流具有2比特。如果假定M=K-1=6，则将比特4(6-2)向0比特流填充。

假定2比特的信息比特流是[a₀a₁]，已经被填充4比特的0比特流的6比特的[a₀a₁0000]变为TBCC的输入。在此，可以在信道编译终端或速率匹配终端中包括子块交织器。以1/3的编译率对于6比特的信息比特流执行TBCC，由此产生[b₀b₁b₂b₃b₄b₅b₆b₇b₈b₉b₁₀b₁₁b₁₂b₁₃b₁₄b₁₅b₁₆b₁₇]，即，18比特的编码信息比特流。通过速率匹配来产生具有期望长度的比特。在此，通过速率匹配产生的比特流的长度可以是适合于扩展的PUCCH格式的48比特。可以基于循环缓冲器来执行速率匹配。编码信息比特流在速率匹配后被调制、被扩展为SC-FDMA符号，被转换为物理信号，然后通过RF单元被发射。

可以在接收终端中以与图27的信道编译的顺序相反的顺序来执行解码，并且可以最后获得[a₀’a₁’a₂’a₃’a₄’a₅’]。在此，[a₀’a₁’]是信息比特流，并且[a₂’a₃’a₄’a₅’]是接收终端已知的0比特流。因此，可以对于[a₀’a₁’]执行解码。[a₂’a₃’a₄’a₅’]是发射终端和接收终端已知的值，并且可以用于查看是否已经在接收终端中精确地解码了信息比特。即，[a₂’a₃’a₄’a₅’]可以用于虚拟CRC。

已经主要描述了TBCC，但是本发明也可以被应用到涡轮编译。在涡轮编译中，通过级联其中每个具有K＝3的两个卷积码来执行信道编译。当信息比特是1比特时，可以填充2比特，并且可以根据本发明执行涡轮编译。

图28是提出的用于发射上行链路控制信息的方法的另一个实施例。

在步骤S400中，UE通过根据基于M的信息比特流的长度对于信息比特流执行信道编译来产生编码信息比特流。

可以对于具有M或更大的长度的信息比特流执行TBCC或涡轮编译。

下述的各种信道编译方案可以被应用到具有小于M的长度的信息比特流。

1）可以对于具有小于M的长度的信息比特流执行诸如RM编译、穿孔RM编译或TCIF编译的块编译。

2）可以对于具有小于M的长度的信息比特流执行信道编译，该信道编译具有与被应用到具有M或更大的长度的信息比特流的不同的信道编译方案。例如，如果对于具有M或更大的长度的信息比特流执行TBCC，则可以对于具有小于M的长度的信息比特流执行穿孔RM编译。或者，如果信道编译方案虽然它们具有相同的类型但是具有不同的多项式，则可以应用不同方案的信道编译。例如，假定133、171、165（八进制）的TBCC被应用到具有M或更大的长度的信息比特流，可以对于具有小于M的长度的信息比特流执行a₀a₁a₂、b₀b₁b₂、c₀c₁c₂（八进制）的TBCC。

3）可以对于具有小于M的长度的信息比特流执行重复编译。例如，当信息比特流是[a₀]并且编译率是1/3时，可以根据重复编译来将[a₀a₀a₀]产生为编码信息比特流。此外，当信息比特流是[a₀a₁]并且编译率是1/3时，可以根据重复编译将[a₀a₀a₀a₁a₁a₁]产生为编码信息比特流，或者，可以通过向重复编译应用交织来将[a₀a₁a₀a₁a₀a₁]产生为编码信息比特流。

在此，可以执行速率匹配如下。即，当信息比特流的长度是N并且作为重复编译的结果而产生的编码信息比特流的长度是N_encoded时，可以将重复编译执行次，并且可以然后执行速率匹配。例如，当N=5并且N_encoded=48时，可以将重复编译执行次，并且，对于作为48比特的50比特的编码信息比特流执行速率匹配。在速率匹配中，可以在编码信息比特流[b₀b₁…b₄₉]中省略两个特定比特元素。或者，可以将[b₀b₁…b₄₇]或者[b₂b₃…b₄₉]用作编码信息比特流。或者，可以以与编码信息比特流的顺序相反的顺序来使用[b₄₇b₄₆…b₀]或[b₄₉b₄₈…b₂]。

或者，可以通过使用循环缓冲器对于进行重复编译的编码信息比特流执行速率匹配。在此，以1/3的编译率来执行重复编译，并且，可以向重复编译应用到交织。例如，如果信息比特流是[a₀a₁]，则当通过以1/3的编译率应用交织来执行重复编译时，产生[a₀a₁a₀a₁a₀a₁]。可以通过期望长度的编码信息比特流对于[a₀a₁a₀a₁a₀a₁]执行速率匹配。假定在48比特的编码信息比特流中执行速率匹配，[a₀a₁a₀a₁a₀a₁]进行速率匹配，同时它从在前一个部分中的比特元素依序循环，直到它变为48比特。在这个示例中，将6比特的比特流重复8次，由此产生48比特的编码信息比特流。

或者，可以通过下式方式来产生编码信息比特流：依序循环和读取信息比特流，直到编码信息比特流具有期望的长度。例如，当信息比特流是[a₀a₁a₂a₃a₄]时，可以通过读取信息比特流直到满足48比特来产生编码信息比特流[a₀a₁a₂a₃a₄a₀a₁a₂a₃a₄…a₀a₁a₂]。

4）可以对于具有小于M的长度的信息比特流执行重复编译，但是，可以首先执行用于向信息比特流加上奇偶校验比特的预编码，并且可以然后对于已经被加上奇偶校验比特的信息比特流执行重复编译。

图29是根据提出的用于发射上行链路控制信息的方法的信道编译的实施例。如果信息比特流N的长度不是编码信息比特流的期望长度N_encoded的除数，则可以执行用于通过使得N+a成为N_encoded的除数的最少比特来产生奇偶校验比特的预编码，并且，可以然后对于长度N的信息比特流和a比特的奇偶校验比特执行N_encoded/(N+a)次重复编译。例如，当信息比特流的长度是5比特并且编码信息比特流的期望长度是24比特时，使得5+a(N+a)成为24(N_encoded)的除数的最小值a是1，并且因此，产生1比特的奇偶校验比特p。可以以各种方式来产生1比特的奇偶校验比特。例如，可以通过执行用于对于信息比特流的所有元素执行异或运算的单工编译来产生1比特的奇偶校验比特p。产生奇偶校验比特的方法不限于此。可以通过重复具有长度6的比特流来产生24比特的编码信息比特流，其中，将5比特的信息比特流[a₀a₁a₂a₃a₄]和1比特的奇偶校验比特p相加4次。

或者，可以预先确定奇偶校验比特的长度。当信息比特流的长度是N时，通过预编码已经被增加奇偶校验比特的信息比特流的长度是N_pre，并且，编码信息比特流的期望长度是N_encoded，可以将重复编译执行次，并且可以执行速率匹配。可以以各种方式来产生奇偶校验比特。例如，当N=4、N_pre=5和N_encoded=48时，将重复编译执行次，并且，对于在48比特中的50比特的编码信息比特流执行速率匹配。在这个速率匹配中，可以在编码信息比特流[b₀b₁…b₄₉]中省略两个特定比特元素。或者，[b₀b₁…b₄₇]或[b₂b₃…b₄₉]可以被用作编码信息比特流。或者，可以以与编码信息比特流的顺序相反的顺序来使用[b₄₇b₄₆…b₀]或者[b₄₉b₄₈…b₂]。

5）对于具有小于M的长度的信息比特流执行重复编译，但是，可以首先执行用于产生与信息比特流的期望长度的一半相对应的比特流的预编码，并且可以然后执行用于两次重复产生的比特流的重复编译。

图30是根据提出的用于发射上行链路控制信息的方法的信道编译的实施例。当信息比特流的长度是N时，编码信息比特流的期望长度是N_encoded，通过使用N_encoded/2比特预编码信息比特流来产生预编码信息比特流，并且，通过两次重复预编码信息比特流来产生N_encoded比特的编码信息比特流。例如，当N_encoded=48时，可以通过对于信息比特流执行预编码来产生48/2=24的预编码信息比特流，并且可以通过重复48/2=24的预编码信息比特流来产生具有长度48的编码信息比特流。在此，可以通过使用交织来重复预编码信息比特流。已经被应用交织的预编码信息比特流可以是在预编码信息比特流内的比特元素的顺序的改变。图29-（b）是其中通过使用交织来重复预编码信息比特流来产生编码信息比特流的情况的示例。已经被应用交织的预编码信息比特流可以被置于第一块或第二块中。

向回参考图28，在步骤S410，UE发射产生的编码信息比特流。

同时，传统的重复编译在编码数据的码字之间具有很小的最小距离。例如，当信息比特流的长度是N并且编码信息比特流的期望长度是N_encoded时，如果通过执行重复编译来产生编码信息比特流，则可以通过等式5来给出在编码数据的码字之间的最小距离d_min。

<等式5>

这是与所有的编码数据的长度作比较的很小的值，并且，重复编译的性能比其他信道编译方案的重复编译的性能差。

因此，可以提出具有与调制相关联的改善的信道编译性能的新的重复编译方案。提出的重复编译方案具有与现有的重复编译方案相同的复杂度，但是具有在码字之间的增大的最小距离，因此能够改善信道编译性能。

图31是改善的重复编译方法的示例。

改善的重复编译方案基于给定信息比特流的1的数量来确定在编码信息比特流中的奇数编号的重复块。更具体地，在信息比特流中查看1的数量。如果1的数量是奇数，则奇数编号的重复块反转地进行给定信息比特流的每个比特元素的比特反转，并且在重复编译时重复。偶数编号的重复块无改变地重复给定的信息比特流。当1的数量是偶数时，奇数编号的重复块象偶数编号的重复块那样重复给定的信息比特流。可以通过异或运算或(b₀+1)mod2的模运算来表示对于每个比特元素反转地执行比特反转。例如，如果数据是d₀=1100和d₁=1110并且编码信息比特流的长度N_encoded=8，则当应用改善的重复编译方案时，作为重复编译的结果将数据编码为c₀=11001100和c₁=00011110。在d₀=1100中的1的数量是2，并且因此，编码信息比特流的第一重复块和第二重复块具有其中无改变地重复d₀的形式。在d₁=1110中1的数量是3，并且因此，编码信息比特流的第一重复块，即，奇数编号的重复块反转地进行d₁=1110的比特反转，其变为0001，并且编码信息比特流的第二重复块，即，偶数编号的重复块无改变地重复d₁=1110。因此，在码字之间的最小距离变为4，并且因此，在码字之间的最小距离变为与现有的重复编译方案作比较的两倍。

可以根据等式6来确定根据改善的重复编译方案的在码字之间的最小距离。

<等式6>

即，在执行重复编译方案的处理中，可以在通过执行简单调制来无改变地在编码和解码时保持复杂度的同时改善重复编译的性能。

同时，改善的重复编译方案不限于上面的实施例，但是可以被应用到其中在给定的信息比特流中的1的数量是偶数而不是奇数的情况。此外，进行每个比特元素的反转、然后被重复的重复块可以是偶数编号的重复块而不是奇数编号的重复块。此外，可以应用其中在应用改善的重复编译方案后对于每个重复块改变位置的交织，并且，可以应用其中在重复块内改变信息比特的位置的交织。

可以提出用于发射已经被应用上述改善的重复编译方案的上行链路控制信息的方法。本发明可以当它与卷积编译、TBCC或涡轮编译组合时灵活地控制编码信息比特的长度。通常，诸如卷积编译、TBCC或涡轮编译的编码方法可以被应用到具有约束长度或更大的信息比特，并且因此本发明提供一种对具有约束长度或更小的信息比特执行信道编译的方法。根据提出的发明，能够有效率地发射上行链路控制信息。

此后，下面主要描述TBCC。在约束长度是K时，使用TBCC方案的信道编译能够应用于具有K-1或更大的长度的信息比特流。在LTE版本8中定义的TBCC作为约束长度7，并且其能够应用到6比特或更大的信息比特流。本发明提供了当信息比特的长度小于K-1时对信息比特流执行信道编译并且发射该信息比特流的方法。

图32是提出的发射上行链路控制信息的方法的另一个实施例。

在步骤S500，UE通过对于上行链路控制信息执行已经被应用重复编译方案的信道编译来产生编码信息比特流。

首先，可以从给定信息比特流的长度和约束长度K来确定参考值M。可以以各种方式来确定M。例如，M可以等于K。或者，M可以是在每个大于K的整数之中的最小整数（M=K+1）。或者，M可以是在每个小于K的整数之中的最大整数（M=K-1）。或者，M可以是在每个小于K-1的整数之中的最大整数（M=K-2）。或者，M可以是可以支持的信息比特的大小的最小值。M可以根据系统大于或小于K。以下假定M＝K-1。

可以对于具有M或更高的长度的信息比特流执行TBCC。

可以对具有小于M的长度的信息比特流执行改善的重复编译方案。

如果在信息比特流中的1的数量是奇数，则在重复块中的奇数编号的重复块进行信息比特流的反转并且重复。例如，当K＝7时，设置M＝6。当N=4和N_encoded=24时，N=4<M=6。因此，可以应用改善的重复编译方案。假定信息比特流是[a₀a₁a₂a₃]，并且在信息比特流中的1的数量是奇数，则可以通过等式7来确定编码信息比特流。

<等式7>

\overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3} \overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3} \overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3}

可以对于每个重复块或比特交织等式7的编码信息比特流。

如果在信息比特流中的1的数量是偶数，则可以通过等式8来确定编码信息比特流。

<等式8>

a₀a₁a₂a₃a₀a₁a₂a₃a₀a₁a₂a₃a₀a₁a₂a₃a₀a₁a₂a₃a₀a₁a₂a₃

即，无改变地将信息比特流重复6次。可以对于每个重复块或比特来交织等式8的编码信息比特流。

此外，当N_encoded=48时，如果在信息比特流中的1的数量是奇数，则可以通过等式9来确定编码信息比特流。

<等式9>

\overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3} \overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3} \overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3}

\overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3} \overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3} \overset{&OverBar;}{a_{0}} \overset{&OverBar;}{a_{1}} \overset{&OverBar;}{a_{2}} \overset{&OverBar;}{a_{3}} a_{0} a_{1} a_{2} a_{3}

可以对于每个重复块或比特来交织等式9的编码信息比特流。

如果在信息比特流中的1的数量是偶数，则可以通过等式10来确定编码信息比特流。

<等式10>

即，无改变地将信息比特流重复12次。可以对于每个重复块或比特来交织等式10的编码信息比特流。

此外，如果在信息比特流中的1的数量不是奇数，而是偶数，则可以将在重复块中的奇数编号的重复块进行比特反转操作，然后重复。或者，进行每个比特元素的反转并且重复的重复块可以是偶数编号的重复块，而不是奇数编号的重复块，并且，可以对于全部编码信息比特流的一半的重复块而不是奇数编号的重复块或偶数编号的重复块执行比特反转操作。此外，可以应用其中对于每个重复块改变重复块的位置的块交织，并且可以应用其中在重复块内改变信息比特的位置的比特交织。

同时，可以根据信息比特流的长度N和编码信息比特流的长度N_encoded来与其他重复块不同地设置最后重复块。N和N_encoded可以具有等式11的关系。

<等式11>

2kN＜N＜(2k+1)N

在等式11中，k是整数。如果例如N和N_encoded满足等式11，则当N=5和N_encoded=24时，最后重复块可以是通过基于所有编码信息比特流的长度穿孔给定信息比特流中的一些而获得的比特流。或者，最后重复块可以是通过下述方式获得的比特流：对于给定信息比特流执行比特反转操作，并且基于所有编码信息比特流的长度来穿孔给定信息比特流中的一些。在此，穿孔的比特流中的一些可以是比特流的第一或最后部分，或者，可以从比特流的特定位置将比特流中的一些穿孔连续和不连续的必要长度。

或者，N和N_encoded可以具有等式12的关系。

<等式12>

(2k+1)N＜N＜(2k+2)N

在等式12中，k是整数。如果例如N和N_encoded满足等式12，则如果N=5并且N_encoded=48，则第2k+1重复块可以是根据信息比特流的简单重复的比特流，并且，第2k+2重复块可以是通过下述方式而获得的比特流：对于给定信息比特流执行比特反转操作，并且基于全部编码信息比特流的长度来穿孔给定信息比特流中的一些。或者，第2k+1重复块可以是通过对于信息比特流执行比特反转操作而获得的比特流，并且第2k+2重复块可以是通过基于全部编码信息比特流的长度穿孔给定信息比特流中的一些而获得的比特流。如果在已经被执行比特反转操作直到第2k+2重复块的重复块的数量和还没有被执行比特反转操作的重复块的数量之间的差是2或更高，则可以对于第2k+1重复块和第2k+2重复块这两者执行比特反转操作。在此，最后重复块可以是通过基于全部编码信息比特流的长度穿孔比特流中的一些而获得的比特流。在此，穿孔的比特流中的一些可以是比特流的第一或最后部分，或者，可以从比特流的特定位置起将比特流中的一些穿孔连续或不连续的必要长度。

向回参见图32，在步骤S510，UE发射编码信息比特流。

根据向图32的用于发射上行链路控制信息的方法应用的改善的重复编译方案来改善在码字之间的最小距离的性能。表13示出当编码信息比特流的长度是24时根据信息比特流的长度的最小距离性能。

[表13]

信息大小	1	2	3	4	5
						最小距离	12	12	12	12	8

表14示出当编码信息比特流的长度是48时根据信息比特流的长度的最小距离性能。

[表14]

信息大小	1	2	3	4	5
						最小距离	24	24	24	24	18

此外，可以根据信息比特流的长度来组合两个或更多的信道编译方案。例如，如果信息比特流的长度是1，则可以应用现有的简单重复编译方案。如果信息比特流的长度是2或更大，则可以应用改善的重复编译方案。表15示出当如上所述应用组合信道编译方案时、当编码信息比特流的长度是24时根据信息比特流的长度的最小距离性能。

[表15]

信息大小	1	2	3	4	5
						最小距离	24	12	12	12	8

表16示出当如果应用组合信道编译方案的情况下编码信息比特流的长度是48时的根据信息比特流的长度的最小距离性能。

[表16]

信息大小	1	2	3	4	5
						最小长度	48	24	24	24	18

此外，可以组合和应用三个或更多信道编译方案，而不是两个或更多信道编译方法。

图33是其中实现本发明实施例的BS和UE的框图。

BS800包括处理器810、存储器820和射频（RF）单元830。处理器810实现提出的功能、处理和/或方法。可以通过处理器810来实现无线电接口协议的层。存储器820连接到处理器810，并且它存储用于驱动处理器810的各种信息。RF单元830连接到处理器810，并且它发射和/或接收无线电信号。

UE900包括处理器910、存储器920和RF单元930。处理器910实现提出的功能、处理和/或方法。可以通过处理器910来实现无线电接口协议的层。处理器910通过对于UCI比特流执行信道编译来产生编码信息比特流，通过对于产生的编码信息比特流执行调制来产生复调制符号，并且基于正交序列来块形将复调制符号扩展。通过其中循环地重复UCI比特流的信道编译来产生编码信息比特流。存储器920连接到处理器910，并且它存储用于驱动处理器910的各种信息。RF单元930连接到处理器910，并且它向BS发射扩展的复调制符号。

处理器810、910可以包括专用集成电路（ASIC）、其他芯片集、逻辑电路和/或数据处理装置。存储器820、920可以包括只读存储器（ROM）、随机存取存储器（RAM）、快闪存储器、存储卡、存储介质和/或其他存储装置。RF单元830、930可以包括基带电路，以处理射频信号。当以软件来实现实施例时，可以使用执行在此所述的功能的模块（例如，过程和功能等）来实现在此所述的技术。该模块可以被存储在存储器820、920中，并且被处理器810、910执行。可以在处理器810、910内实现存储器820、920，或者，可以在处理器810、910外部实现存储器820、920，在该情况下，存储器820、920可以经由本领域中公知的各种手段可通信地耦合到处理器810、910。鉴于在此所述的示例性系统，已经参考几个流程图描述了可以根据所公开的主题实现的方法。虽然为了简化的目的将方法示出和描述为一系列步骤或块，但是应当明白和理解，所要求保护的主题不被步骤或块的顺序限制，因为一些步骤可以相对于在此描述和说明的其他步骤以不同的顺序或同时地出现。此外，本领域内的技术人员可以明白，在流程图中图示的步骤不是独有的，并且可以包括其他步骤，或可以删除在示例流程图中的步骤中的一个或多个，而不影响本公开的范围和精神。

已经上述的内容包括各个方面的示例。当然，不可能描述部件或方法的每种可设想的组合以用于描述各个方面的目的，但是本领域内的普通技术人员可以认识到，许多进一步的组合和置换是可能的。因此，本说明书意欲涵盖落在所附的权利要求的精神和范围内的所有这样的改变、修改和变化。

Claims

1.一种在无线通信系统中通过用户设备UE在物理上行链路控制信道PUCCH上发射上行链路控制信息UCI的方法，所述方法包括：

通过对用于多个分量载波的所述UCI的信息比特执行信道编译产生编码的信息比特，所述用于多个分量载波的UCI的所述信息比特的长度小于参考值M，通过基于所述用于多个分量载波的UCI的所述信息比特的序列的循环重复产生所述编码的信息比特；

通过基于UE特定的加扰序列加扰所述编码的信息比特产生加扰比特；

通过调制所述加扰比特产生复调制符号；

基于正交序列块形扩展所述复调制符号；以及

向基站发射扩展的复调制符号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述用于多个分量载波的UCI的所述信息比特是混合自动重传请求-确认HARQ-ACK信息比特。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，M＝11。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，对所述编码的信息比特进行速率匹配。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，使用循环缓冲器来执行所述速率匹配。

6.根据权利要求4所述的方法，其中，通过依序读取所述序列来执行所述速率匹配。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，所述编码的信息比特的长度是48。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述复调制符号是通过正交相移键控QPSK调制产生的QPSK符号。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，将所述复调制符号块形扩展为多个单载波-频分多址SC-FDMA符号。

10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述正交序列是沃尔什码。

11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述正交序列在时隙级上跳跃。

12.一种无线通信系统中的用户设备，所述用户设备包括：

射频RF单元，所述射频RF单元被配置来发射或接收无线电信号；以及

处理器，所述处理器连接到所述RF单元，并且被配置为：

通过对用于多个分量载波的上行链路控制信息UCI的信息比特执行信道编译产生编码的信息比特，所述用于多个分量载波的UCI的所述信息比特的长度小于参考值M，通过基于所述用于多个分量载波的UCI的所述信息比特的序列的循环重复产生所述编码的信息比特；

通过调制所述加扰比特产生复调制符号；

基于正交序列块形扩展所述复调制符号；以及

向基站发射扩展的复调制符号。

13.根据权利要求12所述的用户设备，其中，对所述编码的信息比特进行速率匹配。

14.根据权利要求12所述的用户设备，其中，M＝11。