CN102783110B - 在无线通信系统中发射上行链路控制信息的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种在无线通信系统中利用用户设备发射上行链路控制信息(UCI)的方法和装置。用户设备对UCI的信息比特执行信道编码以生成编码的信息比特；调制生成的编码信息比特以生成复调制符号；基于正交序列，将复调制符号块形扩展成多个单载波频分多址(SC-FDMA)符号；并且将扩展的复调制符号发射到基站。

Description

在无线通信系统中发射上行链路控制信息的方法和装置
技术领域
本发明涉及无线通信，更确切地说，本发明涉及用于在无线通信系统中由用户设备发射上行链路控制信息的方法和装置。
背景技术
针对带宽无线通信系统已经提出了有效传输/接收方法和使用，以将无线电资源的效能最大化。将能够减少具有低复杂性的符号间干扰（ISI）的正交频分复用（OFDM）系统考虑为下一代无线通信系统之一。在OFDM中，将序列输入数据符号转换成N个平行数据符号，并且随后通过承载在单独的N个子载波的每个上来被发射。这些子载波在频域中保持正交性。每个正交信道经历相互独立的频选择性衰落，并且被发射的符号的间隔增加，从而将帧间符号干扰最小化。
当系统将OFDM使用为调制方案时，正交频分多址（OFDMA）是多址方案，在该多址方案中通过将一些可用子载波独立地提供到多个用户来实现多址。在OFDMA中，频率资源（即，子载波）被提供给各自用户，并且各个频率资源通常彼此不重叠，因为它们被独立地提供给多个用户。因此，以相互排斥方式能够将频率资源分配给各个用户。在OFDMA系统中，通过使用频率选择性调度能够获得用于多个用户的频率分集，并且根据用于这些子载波的置换规则能够不同地分配这些子载波。此外，能够使用利用多天线的空间复用方案，以增加空间域的效率。
能够使用MIMO技术，以提高使用多传输天线和多接收天线的数据传输和接收的效率。MIMO技术可以包括空频分组码(SFBC)、空时分组码(STBC)、循环延迟分集(CDD)、频率切换发射分集(FSTD)、时间切换发射分集(TSTD)、预编码矢量切换(PVS)、用于实施分集的空间复用(SM)。能够将根据接收天线的数量和传输天线的数量的MIMO信道矩阵分解成多个独立信道。这些独立信道的每个被称为层或流。将这些层的数量称为秩。
通过物理上行链路控制信道(PUCCH)能够发射上行链路控制信息（UCI）。UCI能够包括诸如调度请求（SR）、用于混合ARQ(HARQ)的肯定确认/否定确认(ACK/NACK)信号、信道质量指示符（CQI）、预编码矩阵指示符(PMI)、秩指示符(RI)等。PUCCH根据格式承载各种控制信息。
需要一种用于有效地发射各种类型的UCI的方法。
发明内容
技术问题
本发明提供了一种在无线通信系统中通过用户设备发射上行链路控制信息的方法和装置。
技术方案
在一方面，提供了一种用于在无线通信系统中通过用户设备发射上行链路控制信息（UCI）的方法。该方法包括对UCI的信息比特执行信道编码以生成编码信息比特，调制所生成的编码信息比特以生成复调制符号，基于正交序列将复调制符号块形扩展（block-wise spreading）成多个单载波频分多址(SC-FDMA)符号，并且将扩展的复调制符号发射到基站。
UCI的信息比特可以包括用于每个小区的混合自动重传请求(HARQ)-肯定确认(ACK)信息比特的级联。
基于每个小区的传输模式可以确定用于每个小区的HARQ-ACK信息比特。
如果每个小区的传输模式是单个码字传输模式，则用于每个小区的HARQ-ACK信息比特可以是1比特。
如果每个小区的传输模式不是单个码字传输模式，则用于每个小区的HARQ-ACK信息比特可以是2比特。
从两个用于每个小区的HARQ-ACK信息比特，一个比特可以指示关于第一码字的HARQ-ACK信息，并且另一个比特可以指示关于第二码字的HARQ-ACK信息。
生成编码信息比特包括：获得指示多个配置小区的每个的状态信息的状态信息比特；通过组合多个配置小区的每个的状态信息比特生成合成状态信息比特流；以及将合成状态信息比特流编码成二进制流。
基于由无线电资源控制（RRC）信令给出的多个配置小区的数量可以确定二进制流的长度。
可以将多个配置小区的每个的状态信息映射成预先确定的状态索引。
可以预先确定在二进制流中的多个配置小区的每个的状态信息比特的位置。
不能解码物理下行链路控制信道（PDCCH）的配置小区的状态信息比特可以被设置成0。
在另一方面，提供了一种无线通信系统中的用户设备。该用户设备包括用于发射或接收无线电信号的射频（RF）单元，以及连接到RF单元的处理器，并且被配置用于对UCI的信息比特执行信道编码以生成编码信息比特，调制所生成的编码信息比特以生成复调制符号，基于正交序列将复调制符号块形扩展成多个单载波频分多址(SC-FDMA)符号。
在另一方面，提供了一种在无线通信系统中解码上行链路控制信息（UCI）的方法。该方法包括获得对于已经实施信道解码的二进制流；将获得的二进制流解码成合成状态信息；并且从合成状态信息获得每个配置小区的状态信息。
有益效果
基于配置小区的数量和传输模式，能够确定混合自动重传请求(HARQ)-肯定确认(ACK)所需要的码本的大小。
附图说明
图1示出无线通信系统。
图2示出在3GPP LTE中的无线电帧的结构。
图3示出单个下行链路时隙的资源网格的示例。
图4示出下行链路子帧的结构。
图5示出上行链路子帧的结构。
图6示出在正常CP结构中PUCCH格式1a/1b。
图7示出在扩展CP结构中PUCCH格式1a/1b。
图8示出PUCCH格式2/2a/2b。
图9示出在SC-FDMA系统中发射器的结构的示例。
图10示出其中子载波映射器将复值符号映射到频域的各自子载波的方案的示例。
图11示出使用分簇（cluster）DFT-s OFDM传输方案的发射器的示例。
图12示出使用分簇DFT-s OFDM传输方案的发射器的另一示例。
图13示出使用分簇DFT-s OFDM传输方案的发射器的另一示例。
图14示出构成载波聚合系统的发射器和接收器的示例。
图15和图16示出构成载波聚合系统的发射器和接收器的另一示例。
图17图示三个实体。
图18图示多个实体。
图19是根据本发明实施例的用于发射反馈信息的方法的示例。
图20是根据本发明的实施例通过状态比特编码器实施的用于编码上行链路控制信息的方法的示例。
图21是根据本发明的实施例当通过用于编码上行链路控制信息的方法发射相应的反馈信息时接收反馈信息的方法的示例。
图22是根据本发明实施例的通过状态比特解码器实施用于解码上行链路控制信息的方法的示例。
图23是图示在载波聚合系统中一个UL CC对应于五个DL CC的情况下的框图。
图24是扩展的PUCCH格式的示例。
图25是扩展的PUCCH格式的另一示例。
图26示出利用扩展的PUCCH格式对调制QPSK符号进行时间扩展的示例。
图27是利用扩展的PUCCH格式调对制QPSK符号进行时间扩展的另一示例。
图28是扩展的PUCCH格式的另一示例。
图29是实施本发明实施例的基站和终端的框图。
具体实施方式
以下技术可以用于各种无线通信系统，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。可以将CDMA实现为诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线电技术。可以将TDMA实现为全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线电业务(GPRS)/用于GSM演进的增强型数据速率(EDGE)的无线电技术。通过诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、E-UTRA(演进UTRA)等无线电技术可以实施OFDMA。IEEE 802.16m、IEEE802.16e的演进基于IEEE 802.16e提供与系统的向后兼容性。UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的部分。3GPP(第三代合作伙伴项目)LTE(长期演进)是使用E-UTRA的演进UMTS(E-UMTS)的部分，其在下行链路中使用OFDMA和在上行链路中使用SC-FDMA。LTE-A(先进的)是3GPP LTE的演进。
在下文为了阐明，将主要描述LTE-A，但是本发明的技术概念并非限于此。
图1示出了无线通信系统。
无线通信系统10包括至少一个基站（BS）11。各个基站11将通信服务提供到特定地理区域15a、15b和15c（通常称为小区）。可以将每个小区划分成多个区域（将其称为扇区）。用户设备(UE)12可以是固定或者移动的，并且可以称为诸如MS（移动站）、MT（移动终端）、UT（用户终端）、SS（订户站）、无线设备、PDA（个人数字助理）、无线调制解调器、手持设备等的其他名称。BS 11通常指与UE 12通信的固定站，并且可以称为诸如eNB(演进节点B)、BTS(基站收发系统)、接入点(AP)等其他名称。
通常，UE属于一个小区，并且UE所属的小区称为服务小区。向服务小区提供通信服务的BS称为服务BS。无线通信系统是蜂窝系统，所以存在与服务小区邻接的不同小区。与服务小区邻接的不同小区被称为相邻小区。向相邻小区提供通信服务的BS被称为相邻BS。基于UE可以相对地确定服务小区和相邻小区。
该技术能够用于下行链路和上行链路。通常，下行链路指从BS 11至UE 12的通信；并且上行链路指从UE 12至BS 11的通信。在下行链路中，发射器可以是BS 11的一部分，并且接收器可以是UE 12的一部分。在上行链路中，发射器可以是UE 12的一部分并且接收器可以是BS 11的一部分。
无线通信系统可以是多输入多输出（MIMO）系统、多输入单输出（MISO）系统、单输入单输出（SISO）系统、以及单输入多输出（SIMO）系统的任何一个。MIMO系统使用多个传输天线和多个接收天线。MISO系统使用多个传输天线和单个接收天线。SISO系统使用单个传输天线和单个接收天线。SIMO系统使用单个传输天线和多个接收天线。在下文中，传输天线指用于发射信号或流的物理或逻辑天线，并且接收天线指用于接收信号或流的物理或逻辑天线。
图2示出了在3GPP LTE中无线电帧的结构。
可以参考3GPP（第三代合作伙伴项目）TS 36.211 V8.2.0(2008-03)的“Technical Specification Group Radio Access Network;EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access(E-UTRA);Physical channels andmodulation(Release 8)（技术规范小组无线电接入网络；演进通用陆地无线电接入(E-UTRA)；物理信道和调制（版本8））”的第5段。参考图2，无线电帧包括10个子帧，并且一个子帧包括两个时隙。通过#0至#19可以对无线电帧中的时隙编号。用于发射一个子帧所花的时间称为传输时间间隔(TTI)。TTI可以是用于数据传输的调度单元。例如，无线电帧可以具有10毫秒的长度，子帧可以具有1毫秒的长度，并且时隙可以具有0.5毫秒的长度。
一个时隙在时域中包括多个正交频分复用（OFDM）符号并且在频域中包括多个子载波。由于3GPP LTE在下行链路使用OFDMA，所以OFDM用于表达符号周期。OFDM符号根据多址接入方案可以被称为其他名称。例如，当单载波频分多址(SC-FDMA)被用作上行链路多址接入方案时，可以将OFDM符号称为SC-FDMA符号。资源块（RB）、资源分配单元在时隙中包括多个连续子载波。无线电帧的结构仅为示例。即，包括在无线电帧中的子帧的数量、包括在子帧中的时隙的数量、或者包括在时隙中的OFDM符号的数量可以变化。
3GPP LTE限定一个时隙在正常循环前缀（CP）中包括七个OFDM符号，并且一个时隙在扩展CP中包括六个OFDM符号。
可以将无线通信系统分成频分双工（FDD）方案和时分双工（TDD）方案。根据FDD方案，在不同频带上进行上行链路传输和下行链路传输。根据TDD方案，在相同频带上在不同时间周期进行上行链路传输和下行链路传输。TDD方案的信道响应基本上相互的。这表示下行链路信道响应和上行链路信道响应在所给频带上几乎相同的。因此，基于TDD的无线通信系统是有利的，在于能够从上行链路信道响应获得下行链路信道响应。在TDD方案中，整个频带被时分成上行链路和下行链路传输，以便能够同步执行通过BS的下行链路传输和通过UE的上行链路传输。在其中在子帧单元中区别上行链路传输和下行链路传输的TDD系统中，在不同子帧中执行上行链路传输和下行链路传输。
图3示出单个下行链路时隙的资源网格的示例。
下行链路时隙在时域中包括多个OFDM符号和在频域中包括NRB个资源块（RB）。包括在下行链路时隙中的资源块的NRB数量取决于在小区中设置的下行链路传输带宽。例如，在LTE系统中，NRB可以是60至110中的任何一个。一个资源块在频域中包括多个子载波。上行链路时隙可以与下行链路时隙具有相同的结构。
将资源网格上的每个元素称为资源元素。通过时隙中的一对索引(k,l)能够区别在资源网格上的资源元素。此处，k(k=0,...,NRB×12-1)是在频域中的子载波索引，并且l是时域中的OFDM符号索引。
此处，图示一个资源块包括由在时域中的七个OFDM符号和在频域中的12个子载波组成的7x12个资源元素，但是资源块中的OFDM符号的数量和子载波的数量不限于此。根据循环前缀（CP）的长度、频率间隔等，可以更改OFDM符号的数量和子载波的数量。例如，在正常CP的情形下，OFDM符号的数量是7，并且在扩展CP的情形下，OFDM符号的数量是6。可以选择128、256、512、1024、1536和2048中的一个用作一个OFDM符号中的子载波的数量。
图4示出了下行链路子帧的结构。
下行链路子帧包括时域中的两个时隙，并且时隙中的每个在正常CP中包括七个OFDM符号。在子帧中的第一时隙的前三个OFDM符号（相对于1.4MHz带宽最多四个OFDM符号）对应于控制信道被分配的控制区域，并且其他剩余OFDM符号对应于物理下行链路共享信道(PDSCH)被分配的数据区域。
PDCCH可以承载下行链路共享信道(DL-SCH)的传输格式和资源分配、上行链路共享信道(UL-SCH)的资源分配信息、关于PCH的寻呼信息、关于DL-SCH的系统信息、诸如经由PDSCH发射的随机接入响应的较高层控制消息的资源分配、在特定UE组中相对于各个UE的传输功率控制命令的集合、经由互联网协议的语音(VoIP)的激活等。在控制区域中可以发射多个PDCCH，并且UE能够监控多个PDCCH。在一个连续控制信道元素（CCE）或多个连续控制信道元素（CCE）的聚合上发射PDCCH。CCE是根据无线信道状态用于提供编码速率的逻辑分配单元。CCE对应于多个资源元素组。根据CCE的数量和通过CCE提供的编码速率之间的相关联的关系可以确定PDCCH的格式和PDCCH的比特的可用数量。
BS根据将被发射到UE的DCI可以确定PDCCH格式，并且将循环冗余校验（CRC）附加到DCI。根据PDCCH的所有者或目的可以在CRC上掩蔽独特的无线电网络临时标识符(RNTI)。在用于特定UE的PDCCH的情形下，UE的独特标识符，诸如小区RNTI(C-RNTI)可以在CRC上被掩蔽。或者，在用于寻呼消息的PDCCH的情形下，例如寻呼RNTI(P-RNTI)的寻呼指示标识符可以在CRC上被掩蔽。在用于系统信息块（SIB）的PDCCH的情形下，例如系统信息-RNTI(SI-RNTI)的系统信息标识符可以在CRC上被掩蔽。为了指示随机接入响应，即对诸如UE的随机接入前导的传输的响应，可以在CRC上掩蔽随机接入-RNTI(RA-RNTI)。
图5示出上行链路子帧的结构。
在频域中可以将上行链路子帧分成控制区域和数据区域。将用于发射上行链路控制信息的物理上行链路控制信道（PUCCH）分配给控制区域。用于发射数据的物理上行链路共享信道(PUSCH)被分配至数据区域。
PUSCH被映射到上行链路共享信道(UL-SCH)、传输信道。在PUSCH上发射的上行链路数据可以是在TTI期间发射的UL-SCH的传输块、数据块。传输块可以是用户信息。或者，上行链路数据可以是多路复用的数据。多路复用的数据可以是通过将用于UL-SCH的传输块和控制信息复用而获得的数据。例如，复用成数据的控制信息包括CQI、预编码矩阵指示符(PMI)、HARQ、秩指示符(RI)等。或者上行链路数据可以仅包括控制信息。
下文描述关于PUCCH。
在RB对中分配用于一个UE的PUCCH。属于RB对的RB在第一时隙和第二时隙的每个中占据不同的子载波。通过属于分配至PUCCH的RB对的RB占据的频率在时隙边界（slot boundary）处变化。这就是所谓的分配至PUCCH的RB对在时隙边界上跳频。因为UE通过不同子载波超时发射UL控制信息，所以能够获得频率分集增益。在附图中，m是位置索引，该位置索引指示在子帧中分配到PUCCH的RB对的逻辑频域位置。
PUCCH根据格式承载各种控制信息。PUCCH格式1承载调度请求（SR）。在该情形下，能够使用开关键控（OOK）方案。PUCCH格式1a承载相对于一个码字通过使用位相移键控(BPSK)而调制的肯定确认/否定确认(ACK/NACK)。PUCCH格式1b承载相对于两个码字通过使用正交相移键控(QPSK)调制的ACK/NACK。PUCCH格式2承载通过使用QPSK调制的信道质量指示符(CQI)。PUCCH格式2a和2b承载CQI和ACK/NACK。
表1示出根据PUCCH格式调制方案和在子帧中比特的数量。
[表1]
  PUCCH格式   调制方案   每子帧的比特的数量，Mbit
  1   N/A   N/A
  1a   BPSK   1
  1b   QPSK   2
  2   QPSK   20
  2a   QPSK+BPSK   21
  2b   QPSK+QPSK   22
表2示出每时隙用作PUCCH解调参考信号的OFDM符号的数量。
[表2]
  PUCCH格式   正常循环前缀   扩展循环前缀
  1,1a,1b   3   2
  2   2   1
  2a,2b   2   N/A
表3示出根据PUCCH格式解调参考信号被映射到的OFDM符号的位置。
[表3]
对于每个UE能够通过使用不同资源发射ACK/NACK信号，所述不同资源包括通过使用计算机生成的恒定零振幅自相关(CG-CAZAC)序列的不同循环移位值和不同的沃尔什/离散傅立叶变换（DFT）正交码。如果可用循环移位值是6，并且沃尔什/DFT代码的数量是3，则在一个PRB中能够多路复用具有信号天线端口的18个UE。
图6示出在正常CP结构中的PUCCH格式1a/1b。在第3至第5SC-FDMA符号中发射上行链路参考信号。在图6中，w0,w1,w2和w3在快速傅立叶逆变换(IFFT)调制之后，能够在时域中被调制，或者在IFFT调制之前在频域中被调制。
图7示出在扩展CP结构中的PUCCH格式1a/1b。在第3和第4SC-FDMA符号中可以发射上行链路参考信号。在图7中，w0,w1,w2和w3在IFFT调制之后能够在时域中被调制，或者在IFFT调制之前在频域中被调制。
通过使用RRC信令可以给出包括SR的ACK/NACK资源、指派给UE用于持续调度的循环移位、沃尔什/DFT代码、PRB等。针对用于动态ACK/NACK的非持续调度，通过与用于ACK/NACK的PDSCH相对应的PDCCH的最低CCE索引可以给出被分配的资源。
表4是具有用于PUCCH格式1/1a/1b的长度4的正交序列的示例。
[表4]
  序列索引noc(ns)   正交序列[w(0)…w(NSF PUCCH-1)]
  0   [+1 +1 +1 +1]
  1   [+1 -1 +1 -1]
  2   [+1 -1 -1 +1]
表5是具有用于PUCCH格式1/1a/1b的长度3的正交序列的示例。
[表5]
  序列索引noc(ns)   正交序列[w(0)…w(NSF PUCCH-1)]
  0   [1 1 1]
  1   [1ej2π/3ej4π/3]
  2   [1ej4π/3ej2π/3]
表6是在PUCCH格式1/1a/1b中用于参考信号传输的正交序列的示例。
[表6]
  序列索引noc2(ns)   正常循环前缀   扩展循环前缀
  0   [1 1 1]   [1 1]
  1   [1ej2π/3ej4π/3]   [1 -1]
  2   [1ej4π/3ej2π/3]   N/A
表7是在正常CP结构中当Δshift PUCCH=2时ACK/NACK信道化的示例。
[表7]
在表7中，Δshift PUCCH是CAZAC序列的小区特定的循环移位值，并且在正常CP结构和扩展CP结构中具有值1至3的任何一个。δoffset PUCCH是小区特定的循环移位偏移，并且可以具有值0至Δshift PUCCH-1中的任何一个。同时，nOC是用于ACK/NACK的正交序列的索引，并且nOC’是用于参考信号的正交序列的索引。nCS是CAZAC序列的循环移位值，并且n’是用于在RB中信道化的ACK/NACK资源索引。
表8是其中PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b在PRB中被混合的结构的信道化的示例。
[表8]
参考表8，分配用于PUCCH格式1/1a/1b的循环移位值0至3，分配用于PUCCH格式2/2a/2b的循环移位值5至10。分配在PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b之间的循环移位值4和11作为保护间隔移位。
同时，对于帧间小区干扰（ICI）随机化，基于符号能够执行循环移位跳频。此外，对于ICI随机化，在时隙级别中，在ACK/NACK信道和资源之间能够执行CS/正交覆盖(OC)重新映射。
用于PUCCH格式1/1a/1b的资源能够由在符号级别中指示循环移位的ncs、在时隙级别中指示正交覆盖的noc、以及在频域中指示资源块的nRB构成。能够将nr定义为表示PUCCH格式1/1a/1b资源ncs、noc、nRB的索引。即，nr=(ncs,noc,nRB)。
PUCCH格式2/2a/2b能够承载诸如CQI、预编码矩阵指示符(PMI)、秩指示符(RI)、CQI+ACK/NACK等控制信息。能够将里德密勒（Reed-Muller）(RM)信道编码方案应用到PUCCH格式2/2a/2b。
表9示出在3GPP LTE的上行链路控制信息（UCI）的信道编码中使用的(20,A)RM代码的示例。比特流a0,a1,a2,...,aA-1被用作使用表9的(20,A)RM代码的信道编码块的输入。
[表9]
i Mi,0 Mi,1 Mi,2 Mi,3 Mi，4 Mi,5 Mi,6 Mi,7 Mi,8 Mi,9 Mi,10 Mi,11 Mi,12
  0   1   1   0   0   0   0   0   0   0   0   1   1   0
  1   1   1   1   0   0   0   0   0   0   1   1   1   0
  2   1   0   0   1   0   0   1   0   1   1   1   1   1
  3   1   0   1   1   0   0   0   0   1   0   1   1   1
  4   1   1   1   1   0   0   0   1   0   0   1   1   1
  5   1   1   0   0   1   0   1   1   1   0   1   1   1
  6   1   0   1   0   1   0   1   0   1   1   1   1   1
  7   1   0   0   1   1   0   0   1   1   0   1   1   1
  8   1   1   0   1   1   0   0   1   0   1   1   1   1
  9   1   0   1   1   1   0   1   0   0   1   1   1   1
  10   1   0   1   0   0   1   1   1   0   1   1   1   1
  11   1   1   1   0   0   1   1   0   1   0   1   1   1
  12   1   0   0   1   0   1   0   1   1   1   1   1   1
  13   1   1   0   1   0   1   0   1   0   1   1   1   1
  14   1   0   0   0   1   1   0   1   0   0   1   0   1
  15   1   1   0   0   1   1   1   1   0   1   1   0   1
  16   1   1   1   0   1   1   1   0   0   1   0   1   1
  17   1   0   0   1   1   1   0   0   1   0   0   1   1
  18   1   1   0   1   1   1   1   1   0   0   0   0   0
  19   1   0   0   0   0   1   1   0   0   0   0   0   0
通过以下等式1能够生成信道编码比特b0、b1、b2……bB-1。
<等式1>
b i = &Sigma; n = 0 A - 1 ( a n &CenterDot; M i , n ) mod 2
在等式1中，i=0、1、2、…、B-1。
表10示出用于宽带报告的CQI反馈UCI字段的大小的示例。表11是其中假定单个天线端口，并且假定发射分集或开环空间多路复用PDSCH传输的情形。
[表10]
  字段   比特宽度
  宽带CQI   4
表11是用于宽带报告的CQI和PMI反馈UCI字段的示例。表11是闭环空间多路复用PDSCH传输的情形。
[表11]
表12是用于宽带报告的RI反馈UCI字段的大小的示例。
[表12]
在该情形下，a0和aA-1分别表示最高有效比特(MSB)和最低有效比特(LSB)。在扩展CP结构中，除了其中同步发射CQI和ACK/NACK的情形，A能够多达11。通过使用RM代码，能够将QPSK调制应用到编码成20比特的控制信息。此外，在QPSK调制之前能够将编码的控制信息加扰。
图8示出了PUCCH格式2/2a/2b。图8(a)示出正常CP结构，并且图8(b)示出扩展CP结构。在图8(a)中，在第2和第6SC-FDMA符号中发射参考信号。在图8(b)中，在第4SC-FDMA符号中发射参考信号。
在正常CP结构，除了用于参考信号传输的SC-FDMA符号，一个子帧包括10个QPSK数据符号。即，通过使用20比特编码的CQI在SC-FDMA符号级别中通过循环移位能够扩展每个QPSK符号。
此外，能够将SC-FDMA符号级别循环移位跳频应用于ICI随机化。通过使用循环移位根据码分复用（CDM）能够复用参考信号。例如，如果可用循环移位值的数量是12，则在一个PRB中能够复用12个UE。即，通过使用循环移位/正交覆盖/资源块和循环移位/资源块，能够复用在PUCCH格式1/1a/1b和PUCCH格式2/2a/2b中的多个UE的每个。
通过等式2能够确定在时隙ns中用于PUCCH传输的PRB。
<等式2>
在等式2中，nPRB表示PRB索引。NRB UL是利用NSC RB的倍数表达的上行链路带宽配置。NSC RB在频域中是资源块的大小，并且利用子载波的数量来表达。当PUCCH被映射到PRB时，能够以外部的PRB和内部的PRB的顺序映射该PUCCH。此外，能够以PUCCH格式2/2a/2b、ACK/NACK组合格式、以及PUCCH格式1/1a/1b映射。
在PUCCH格式1/1a/1b中，通过等式3能够确定m。
<等式3>
在等式3中，NRB (2)表示利用在每个时隙中在PUCCH格式2/2a/2b中能够使用的资源块表示的带宽。nPUCCH (1)表示用于PUCCH格式1/1a/1b传输的资源的索引。Ncs (1)表示在以PUCCH格式1/1a/1b和格式2/2a/2b的混合结构使用的资源块中用于PUCCH格式1/1a/1b的循环移位值的数量。
在PUCCH格式2/2a/2b中，通过等式4能够确定m。
<等式4>
在LTE-A系统中，UL采用SC-FDMA传输方案。其中在DFT扩展之后执行IFFT的传输方案被称为SC-FDMA。也可以将SC-FDMA称为离散傅立叶变换扩展(DFT-s)OFDM。在SC-FDMA中，可以降低峰均功率比(PAPR)或立方度量(CM)。如果使用SC-FDMA传输方案，则可以增加在具有限制功率消耗的UE中的传输功率效率，因为可以避免功率放大器的非线性失真周期。因此，可以增加用户吞吐量。
图9示出在SC-FDMA系统中发射器的结构的示例。
参考图9，发射器50包括离散傅立叶变换（DFT）单元、子载波映射器52、快速傅立叶逆变换（IFFT）单元53、以及循环前缀（CP）插入单元54。发射器50可以包括加扰单元（未示出）、调制映射器（未示出）、层映射器（未示出）、以及层交换器（layer permutotor）（未示出），其可以位于DFT单元51的前面。
DFT单元51通过对输入符号执行DFT输出复值符号。例如，当输入Ntx符号时（其中，Ntx是自然数），DFT大小是Ntx。可以将DFT单元51称为变换预编码器。子载波映射器52将复值符号映射到频域的各个子载波。可以将复值符号映射到与分配用于数据传输的资源块相对应的资源元素。可以将子载波映射器52称为资源元素映射器。IFFT单元53通过对输入符号执行IFFT来输出用于数据的基带信号（即，时域信号）。CP插入单元54复制用于数据的基带信号的后面部分中的一些，并且将复制部分插入到用于数据的基带信号的前面部分。即使在多路径信道也可以保持正交性，因为通过CP插入可以防止符号间干扰（ISI）和载波间干扰（ICI）。
图10示出其中子载波映射器将复值符号映射到频域的各个子载波的方案的示例。
参考图10（a），子载波映射器将从DFT单元输出的复值符号映射到在频域中彼此连续的子载波。“0”被插入到复值符号不被映射的子载波。这被称为集中式映射（localilzed mapping）。在3GPP LTE系统中，使用集中式映射方案。参考图10（b），子载波映射器在从DFT单元（L是自然数）输出的每两个连续复值符号插入(L-1)个“0”。即，将从DFT单元输出的复值符号映射到在频域中以相等间隔分布的子载波。这被称为分布式映射。如果子载波映射器使用如图10（a）中所示的集中式映射方案或者如图10（b）中的分布式映射方案，则保持单个载波特性。
分簇DFT-s OFDM传输方案是现有SC-FDMA传输方案的修正，并且是一种将经过预编码器的数据符号分成多个子块，将这些子块分离并且在频域中映射这些字块的方法。
图11示出了使用分簇DFT-s OFDM传输方案的发射器的示例。
参考图11，发射器70包括DFT单元71、子载波映射器72、IFFT单元73、以及CP插入单元74。发射器70还可以包括加扰单元（未示出）、调制映射器（未示出）、层映射器（未示出）、以及层交换器（未示出），其位于DFT单元71的前面。
将从DFT单元71输出的复值符号分成N个子块（N是自然数）。通过子块#1、子块#2、…、子块#N可以表示N个子块。子载波映射器72在频域中分布N个子块，并且将N个子块映射到子载波。可以在每两个连续子块中插入空（NULL）。在一个子块内的复值符号可以被映射到频域中彼此连续的子载波。即，在一个子块内可以使用集中式映射方案。
在单个载波发射器或多载波发射器中可以使用图11的发射器70。如果在单个载波发射器中使用发射器70，则所有N子块与一个载波相对应。如果在多载波发射器中使用发射器70，则N个子块的每个可以对应于一个载波。可选地，即使在多载波发射器中使用发射器70，则N个子块的多个子块可以对应于一个载波。同时，在图10的发射器70中，通过一个IFFT单元73生成时域信号。因此，为了在多载波发射器中使用图10的发射器70，在连续载波分配情形下在连续载波之间的子载波间隔必须被对准（align）。
图12示出使用分簇DFT-s OFDM传输方案的发射器的另一示例。
参考图12，发射器80包括DFT单元81、子载波映射器82、多个IFFT单元83-1、83-2、…、83-N（N是自然数），以及CP插入单元84。发射器80还可以包括加扰单元（未示出）、调制映射器（未示出）、层映射器（未示出）、以及层交换器（未示出），其可以位于DFT单元71的前面。
在N个子块的每个上可以单独执行IFFT。第n个IFFT单元83-n通过在子块#n上执行IFFT输出第n个基带信号(n=1、2、…、N)。第n个基带信号和第n个载波信号相乘，以生成第n个无线电信号。在添加从N个子块生成的N个无线电信号之后，通过CP插入单元84插入CP。在其中分配至发射器的载波彼此不连续的非连续载波分配情形下，可以使用图12的发射器80。
图13是使用分簇DFT-s OFDM传输方案的发射器的另一示例。
图13是基于组块（chunk）的执行DFT预编码的特定组块DFT-sOFDM系统。这可以被称为Nx SC-FDMA。参考图13，发射器90包括码块划分单元91、组块划分单元92、多个信道编码单元93-1、…、93-N、多个调制器94-1、…、94-N、多个DFT单元95-1、…、95-N、多个子载波映射器96-1、…、96-N、多个IFFT单元97-1、…、97-N、以及CP插入单元98。此处，N可以是通过多载波发射器使用的多载波的数量。信道编码单元93-1、…、93-N的每个可以包括加扰单元（未示出）。也可以将调制器94-1、…、94-N称为调制映射器。发射器90还可以包括位于DFT单元95-1、…、95-N前面的层映射器（未示出）和层交换器（未示出）。
码块划分单元91将传输块划分成多个码块。组块划分单元92将码块分成多个组块。此处，码块是通过多载波发射器发射的数据，并且组块可以是通过多载波之一发射的数据片段。发射器90基于组块执行DFT。可以在非连续载波分配情形或连续载波分配情形中使用发射器90。
同时，3GPP LTE-A系统支持载波聚合系统。通过参考描述载波聚合系统，在此处可以合并3GPP TR 36.815 V9.0.0(2010-3)。
载波聚合系统隐含当无线通信系统旨在支持宽带时通过聚合具有小于目标宽带的带宽的一个或多个载波配置宽带的系统。载波聚合系统也能够称为诸如多载波系统、带宽聚合系统等其他术语。能够将载波聚合系统划分成其中载波彼此连续的连续载波聚合系统和其中载波彼此分离的非连续载波聚合。在连续载波聚合系统中，载波之间可以存在保护间隔带（guard band）。当聚合一个或多个载波时作为目标的载波能够直接使用在遗留（legacy）系统中使用的带宽，以提供与遗留系统的向后兼容性。例如，3GPP LTE系统能够支持1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz和20MHz的带宽，并且3GPP LTE-A系统能够通过仅使用3GPP LTE系统的带宽配置20MHz或更高的宽带。可选地，在不必须直接使用遗留系统的带宽的情形下，通过定义新带宽能够配置该宽带。
在载波聚合系统中，UE根据容量能够同时发射或接收一个或多个载波。LTE-A UE能够同时发射或接收多个载波。当构成载波聚合系统的每个载波与LTE版本8系统兼容时，LTE版本8UE能够仅发射或接收一个载波。因此，当在上行链路中使用的载波的数量等于在下行链路中使用的载波的数量时，有必要进行配置，以使得所有CC与LTE版本8系统兼容。
为了有效率地使用多个载波，在媒体接入控制（MAC）中能够管理多个载波。为了发射/接收多个载波，发射器和接收器二者必须能够发射/接收多个载波。
图14示出构成载波聚合系统的发射器和接收器的示例。
在图14（a）的发射器中，一个MAC通过管理和操作所有n个载波来发射和接收数据。其也可以应用到图14（b）的接收器。从接收器的视角，每CC可以存在一个传输块和一个HARQ实体。针对多个CC可以同步调度UE。图14的载波聚合系统能够应用连续载波聚合系统和非连续载波聚合系统二者。通过一个MAC管理的各个载波不需要彼此连续，这就资源管理方面而言是很灵活的。
图15和图16是构成载波聚合系统的发射器和接收器的另一示例。
在图15（a）的发射器和图15（b）的接收器中，一个MAC仅管理一个载波。即，MAC和载波是1:1映射。在图16（a）的发射器和图16（b）的接收器中，对于这些载波，MAC和载波是1:1映射，并且关于剩余载波，一个MAC控制多个CC。即，基于在MAC和载波之间的映射关系的各种组合是可能的。
图14至图16的载波聚合系统包括n个载波。各个载波可以彼此连续或者可以彼此分离。载波聚合系统能够应用到上行链路和下行链路传输二者。在TDD系统中，将每个载波配置成能够执行上行链路传输和下行链路传输。在FDD系统中，通过将其划分成上行链路使用和下行链路使用，能够使用多个CC。在典型的TDD系统中，在上行链路传输中使用的CC的数量与在下行链路传输中使用的相等，并且每个载波具有相同带宽。FDD系统通过允许载波的数量和带宽在上行链路和下行链路传输之间不同，能够配置非对称载波聚合系统。
同时，从UE的视角，每调度分量载波存在一个传输块和一个混合自动重传请求(HARQ)实体。仅将每个传输块映射到单个分量载波。能够将UE同步映射到多个分量载波。
在下文，将描述一种根据本发明编码上行链路控制信息的方法。
图17图示三个实体。通过用于下行链路或上行链路的任意信道能够发射关于这三个实体的反馈信息。如果假定对于每个实体允许五种状态，则五种状态的反馈所需要的比特的数量可以是log25=2.2319<3。因此，分配三个比特用于每个实体的反馈，并且分配总计九个比特以发射三个实体的反馈信息。然而，三个实体能够采取总计15种状态，并且15种状态的反馈所需要的比特的数量可以变成log215=3.9069<4。因此，剩余五个比特未被使用。
因此，为了有效地发射多个实体的反馈信息，本发明提供了一种通过将反馈信息编码成二进制比特流来发射反馈信息以使得对于相应的状态信息利用最优比特大小可以实施信道编码或调制的方法。而且，本发明提供了一种用于在接收器将编码的二进制比特流进行解码以返回相应的状态信息的方法。本发明将反馈信息编码为闭合形式，从而消除编码表。因此，本发明不需要存储器存储编码表。然而，本发明仍允许用于生成编码表并且将该表存储到存储器用于稍后使用的实施。同时，在下文中，实体可以表示码字、下行链路分量载波(DL CC)、上行分量载波(UL CC)、基站、终端、中继站或者微微/毫微微（pico/femto）小区。而且，在下文中，反馈信息可以对应于包括HARQACK/NACK信号、DTX  （非连续传输）、信道质量指示符(CQI)、预编码矩阵指示符(PMI)、秩指示符(RI)、以及协方差矩阵的控制信号中的一个。
图18图示多个实体。总计存在N个实体并且假定用于实体#i的状态信息的数量（即，反馈信息量）是M(i)。因此，反馈的总量变成N*M(i)。
图19是根据本发明实施例的用于发射反馈信息的方法的示例。
参考图19，在步骤S100，将用于每个实体的反馈的状态信息组合在一起并编码成二进制流。通过状态比特编码器可以实施编码成二进制流，将稍后在图20中对此进行描述。
在步骤S101能够实施用于二进制流的信道编码。对于信道编码方案，能够使用包括重复、单纯形编码(simplex coding)、RM编码、打孔RM编码、截尾卷积编码(TBCC)、低密度奇偶校验(LDPC)编码、以及turbo编码的各种类型的编码方法中的一个。通过考虑到将被应用的调制符号顺序和将被映射的资源，可以将速率匹配应用到作为信道编码的结果生成的编码信息比特。对于生成的编码信息比特，可以将使用与小区ID相对应的加扰码的特定小区加扰或使用与UE ID相对应的加扰码的特定UE加扰（例如无线电网络临时标识符(RNTI)）应用于帧间小区干扰（ICI）的随机化。
在步骤S102，通过调制器可以调制编码信息比特。对于调制方案，可以使用各种类型的调制方法，包括二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、16QAM（正交振幅调制）、以及64QAM。可以调制作为编码信息比特生成的复调制符号。
图20是根据本发明实施例的用于通过状态比特编码器实施的编码上行链路控制信息的方法的示例。
在步骤S110中，状态比特编码器获得用于每个实体的状态信息S(i)。在步骤S111，状态比特编码器组合状态信息S(i)和生成合成状态信息。在步骤S112，状态比特编码器将合成状态信息编码成二进制流。
在下文中，将更加详细地描述根据本发明用于编码上行链路控制信息的方法。
假定用于实体i的状态信息是S(i)。随后，根据等式5能够生成合成状态信息Stotal。如果假定实体的数量是N，则i=0、…、N-1，并且如果实体i的状态的数量，即实体i的反馈数量是M(i)，则0≤S(i)<M(i)。
<等式5>
Stotal＝S(0)+K0·M(0)
其中Kn＝S(n+1)+Kn+1·M(n+1)
n＝0，…，N-1
KN-1＝0
此时，Stotal可以是十进制数(decimal number)。等式5是随着i从其最小值增加时生成Stotal的算数等式的一个示例。然而，无论i的数量级如何，能够生成Stotal。在随后的描述中，假定根据等式5生成Stotal。
如果每个实体的状态的数量彼此相同，即，如果每个实体的反馈的量彼此相同，则通过等式6能够表示M=M(n)，n=0、…、N-1和等式5。
<等式6>
Stotal＝S(0)+…+S(N-1)·MN-1
换言之，每个数字的编号，其为根据等式6的Stotal的M-nary表达式，现在表示用于每个实体的状态信息。
如果将根据等式5生成的Stotal变换成二进制流，则可以将二进制流表示为[b0 b1…bL-1]，并且通过等式7可以获得每一单个的二进制值bn。
<等式7>
stotal＝b0+…+bL-1·2L-1
Stotal＝bL-1+bL-2·21…+b0·2L-1
此时，能够将L表示为如果如等式7所表示的到二进制流的转换是根据等式6，则能够将L表示为
同时，能够改变在根据等式7生成的二进制流内的二进制值的顺序。换言之，能够将交织应用到二进制流。引入交织以加强随机化效果。例如，通过应用随机化交织模式中的一个能够生成当L=4是[b0 b1b2 b3],[b2 b0 b3 b1]时生成的二进制流。能够以更改在等式7的第一等式中以随机方式出现的bn的顺序的方式，应用交织模式。而且，能够应用通过考虑汉明间距(hamming distance)被优化的交织模式。实施交织的交织器可以是随机交织器或者预先确定的交织器，或者是通过将由PN代码生成的物理小区ID(PCI)或者UE-ID（例如：小区无线电网络临时标识符(C-RNTI))合并成种子(seed)而生成的随机交织器。也可以将交织应用到通过信道编码生成的编码信息比特。在下文描述中，假定在没有考虑交织的情形下，通过等式7的第一等式生成二进制流。
图21是根据本发明实施例当通过用于编码上行链路控制信息的方法发送相应的反馈信息时接收反馈信息的方法的示例。
在步骤S200中，解调滤波的复符号。用于调制复调制符号使用的调制方案可用于解调方案。换言之，能够使用各种类型的解调方案，包括BPSK、QPSK、16QAM和64QAM。当解调经滤波的复符号时，可以计算对数似然比（LLR）值。
在步骤S201，对于LLR值实施信道解码。对于信道编码使用的信道编码方案也可用作信道解码方案。换言之，针对信道解码方法，可以使用包括简单重复、单纯形编码、RM编码、打孔RM编码、TBCC、LDPC编码和turbo编码的各种类型的解码方案之一。通过信道解码，可以重新构造合并状态信息的二进制流。
在步骤202，将二进制流解码成用于每个实体的状态信息。通过状态比特解码器可以实施对用于每个实体的状态信息进行解码，将在图22中稍后对此进行描述。
图22是根据本发明实施例的通过状态比特解码器实施用于解码上行链路控制信息的方法的示例。
状态比特解码器获得对其已经在步骤S210实施信道解码的二进制流。
在步骤S211，状态比特解码器将获得的二进制流解码成合成状态信息。
在步骤S212，状态比特解码器从合成状态信息获得用于每个实体的状态信息。
现在，将更加详细地描述根据本发明用于解码上行链路控制信息的方法。以用于上行链路控制信息编码方法的方法的倒序，实施用于解码上行链路控制信息的方法。
如果假定通过解调接收到的信号并实施信号解码而获得的比特流是[b0’b1’…bL-1’]，则通过等式8能够计算从比特流获得的合成状态信息Stotal’。
<等式8>
S′total＝b′0+…+b′L-1·2L-1
通过等式9能够计算用于每个实体的状态信息S(i)’。
<等式9>
S′total＝S′(0)+K′0·M(0)
其中K′n＝S′(n+1)+K′n+1·M(n+1)
n＝0，…，N-1
K′N-1＝0
如果每个实体的反馈的量彼此相同，即，如果M=M(n)，n=0、1、…、N-1，则通过等式10能够计算用于每个实体的状态信息S(i)’。
<等式10>
S′total＝S′(0)+…+S′(N-1)·MN-1
在下文，将参考特定实施例描述根据本发明编码上行链路控制信息的方法。
首先，将描述在包括五个DL CC的载波聚合系统中每个DL CC发射两个码字的情形下，用于编码上行链路控制信息的方法的示例。
图23是图示其中在载波聚合系统中一个UL CC对应于五个DL CC的情形的框图。为了便于描述，本发明假定非对称载波聚合系统由五个DL CC和一个UL CC构成。然而，本发明不限于上述假定。因此，也能够将本发明应用到各种DL-UL配置。参考图23，在DL CC#0至#4的每个PDSCH上发射下行链路数据，并且响应该数据通过PUCCH、扩展PUCCH、或UL CC#0的PUSCH能够发射诸如ACK/NACK信号或DTX信号的反馈信息。
如果将本发明应用到图23的载波聚合系统，则每个DL CC可以对应于一个实体，并且反馈信息变成ACK/NACK信号或DTX信号。同时，假定支持关于两个码字的ACK/NACK状态和DTX状态的两个比特。换言之，由于对于每个DL CC需要五条状态信息，所以需要总计3125(=55)条状态信息。
能够将状态索引映射到用于一个DL CC的五条状态信息中的每个。表13至表16是将状态索引映射到状态信息的一个示例。此时，映射状态索引和ACK/NACK/DTX状态可以考虑汉明间距。同时，也应该注意的是，表13至表16仅是示例，并且能够以各种方式映射状态索引和状态信息。同时，对于所有CC，以相同方式能够实施状态索引和状态信息的映射。
[表13]
  状态索引   信息(码字0/码字1)
  0   ACK/ACK
  1   NACK/ACK
  2   NACK/NACK
  3   ACK/NACK
  4   DTX
[表14]
  状态索引   信息(码字0/码字1)
  0   DTX
  1   ACK/ACK
  2   NACK/ACK
  3   NACK/NACK
  4   ACK/NACK
[表15]
  状态索引   信息(码字0/码字1)
  0   ACK/ACK
  1   NACK/ACK
  2   DTX
  3   ACK/NACK
  4   NACK/NACK
[表16]
  状态索引   信息(码字0/码字1)
  0   DTX
  1   ACK/NACK
  2   NACK/NACK
  3   NACK/ACK
  4   ACK/ACK
而且，对于每个CC能够不同地映射状态索引和状态信息。由于对于每个CC不同地应用映射，所以通过在CC中组合状态信息能够进一步促进随机化以生成合成状态信息。表17和表18是其中对于每个CC不同地映射状态索引和状态信息的一个示例。表17对应于其中对于每个DLCC通过循环移位实施状态索引和状态信息的映射的情形。表18对应于其中反映状态索引和状态信息的映射的情形。例如，将在DL CC#0分别映射到状态索引0至4的状态信息映射到用于DL CC#1的状态索引4至0。
[表17]
[表18]
此时，当UE检测DTX状态时，能够应用在LTE版本-8中使用的下行链路指派索引（DAI）的概念。在LTE版本-8中，DAI能够指定被指派的PDSCH和被映射的PDCCH的累积数量。通过PDCCH能够发射DAI。换言之，为了检测DTX状态，UE通过使用DAI的概念能够计算实际上被发射的DL CC。例如，如果基站通过DL CC#0、DL CC#1和DLCC#2的PDSCH能够发射下行链路数据，则对于DL CC#0、DL CC#1和DL CC#2的PDSCH传输，可以将0、1和2指派给PDCCH内的各个DAI值。因为其通过DAI能够知晓UE是否不能解码DL CC#2的PDCCH，所以能够检测在相应DL CC中的DTX状态的发生。通过DAI能够知晓被发射的DL CC的总数。此时，对于每个DL CC可以将DAI值设置为3。
现在，假定根据表13映射状态索引和状态信息。如果假定对于总计五个DL CC通过PDSCH发射下行链路数据，则UL CC#0必须发射用于五个DL CC的状态信息。假定UE如下为每个DL CC提供反馈。UE将ACK/NACK作为状态信息提供给DL CC#0。因此，状态索引是3并且S(0)=3。UE将ACK/ACK作为状态信息提供给DL CC#1。因此，状态索引是0并且S(1)=0。UE将DTX作为状态信息提供给DL CC#2。随后，状态索引是4并且S(2)=4。UE将NACK/NACK作为状态信息提供给DL CC#3。因此，状态索引是2并且S(3)=2。并且UE将NACK/ACK作为状态信息提供给DL CC#4。因此，状态索引是1并且S(4)=1。在本实施例中，由于M=M(n),n=0、…、N-1，所以根据等式6，能够如等式11中所示计算合成状态信息。
<等式11>
Stotal＝S(0)+S(1)·M1+S(2)·M2+S(3)·M3+S(4)·M4
＝3+0·51+4·52+2·53+1·54
＝978
同时，二进制流的长度是等式12示出通过使用等式7的第一等式计算的二进制流[b0…b11]。
<等式12>
[b0…b11]＝[0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 0 0]
UE对于二进制流执行信道编码，并且通过应用诸如QPSK的调制方案来实施调制，并且将调制的二进制流发射到基站。基站接收和解调二进制流，并且通过使用LLR值执行信道编码。如果假定在信道解码之后没有发现错误比特，则能够如等式13中所示表示接收到的比特。由于二进制流不具有错误比特，所以等式13给出与等式12所表示相同的二进制流。
<等式13>
[b′0…b′11]＝[0 1 0 0 1 0 1 1 1 1 0 0]
如果发射器，即UE已经执行交织，则可以实施解交织。如果在信道编码之后发射器已经执行交织，则在信道解码之前接收器可以执行解交织。
如果通过等式8将等式13接收到的二进制流解码为合成状态信息，则可以通过如下等式14表示该解码结果。
<等式14>
S′total＝b′0+…+b′L-1·2L-1
＝0+1·21+0·22+0·23+1·24+0·25+
1·26+1·27+1·28+1·29+0·210+0·211
＝978
如果通过使用等式10得出等式14的合成状态信息S’total，则能够检测用于每个DL CC的状态信息。换言之，由于用于DL CC#0的状态信息是S’(0)=3，则检测ACK/NACK状态。由于用于DL CC#1的状态信息是S’(1)=0，则检测ACK/ACK状态。由于用于DL CC#2的状态信息是S’(2)=4，则检测DTX状态。由于用于DL CC#3的状态信息是S’(3)=2，则检测NACK/NACK状态。由于用于DL CC#4的状态信息是S’(4)=1，则检测NACK/ACK状态。
在下文，将描述针对其中在包括五个DL CC的载波聚合系统中每个DL CC发射一个或两个码字的情形下编码上行链路控制信息的方法的示例。
在提供用于通过其发射一个码字的DL CC的状态信息期间，能够映射状态索引和状态信息，如表19中所示。当被发射的码字是1时所需要的状态信息的数量从5减少至3。在状态索引和状态信息之间的映射不限于表19中所示的映射关系。
[表19]
  状态索引   信息(仅码字0)
  0   ACK
  1   NAK
  2   DTX
在本发明中，假定当根据表19执行对于通过其发射一个码字的DLCC的状态索引和状态信息之间的映射时，根据表13执行用于通过其发射两个码字的DL CC的状态索引和状态信息之间的映射。换言之，根据通过每个DL CC发射的码字的数量改变状态信息的数量。上述情形可以考虑应用状态减少。例如，如果DL CC#0和DL CC#1分别发射两个码字和一个码字，则用于DL CC#0的状态信息的数量是5，并且用于DLCC#1的状态信息的数量是3。因此，能够生成总计15条状态信息（即，4比特）。通过根据传输模式确定的秩，能够确定通过DL CC发射的码字的数量。表20图示通过LTE版本9定义的传输模式的一个示例。
[表20]
  传输模式   注释
  1   从单个eNB天线端口传输
  2   发射分集[z1]
  3   开环空间复用
  4   闭环空间复用
  5   多用户MIMO
  6   闭环秩-1预编码
  7   使用特定UE的参考信号传输
  8   双层波束形成
参考表20，当传输模式是3、4、5或8时能够发射两个码字，并且秩的数量是两个或更多。对于剩余的传输模式，仅能够发射一个码字。此时，秩可以与与层的数量一样或不同。
如果假定对于五个DL CC的全部通过PDSCH发射下行链路数据，则UL CC#0必须发射用于关于五个UL CC的所有状态信息。假定当DLCC#1和#4发射一个码字时，则DL CC#0、#2和#3发射两个码字。如下假设UE为每个DL CC提供反馈。终端将NACK/NACK作为状态信息提供给DL CC#0。因此，状态索引是2并且S(0)=2和M(0)=5。UE将NACK作为状态信息提供给DL CC#1。因此，状态索引是1并且S(1)=1和M(1)=3。UE将DTX作为状态信息提供给DL CC#2。因此，状态索引是4并且S(2)=4和M(2)=5。UE将ACK/NACK作为状态信息提供给DL CC#3。因此，状态索引是3并且S(3)=3和M(3)=5。UE将DTX作为状态信息提供给DL CC#4。因此，状态索引是2并且S(4)=2和M(4)=3。
能够如等式15中所示计算根据等式5的合成状态信息Stotal。
<等式15>
K4＝0
K3＝S(4)+K4·M(4)＝2+0·3＝2
K2＝S(3)+K3·M(3)＝3+2·5＝13
K1＝S(2)+K2·M(2)＝4+13·5＝69
K0＝S(1)+K1·M(1)＝1+69·3＝207
Stotal＝S(0)+K0·M(0)
＝2+207·5
＝1037
同时，二进制流的长度是
如果上述长度与其中五个DL CC的全部发射两个码字的情形相比较，则能够得知二进制流的长度减少1比特。同时，由于二进制流经信道编码并且最后生成相同大小的编码信息比特，所以能够获得减少码速率（CR）的有益效果。因此，能够进一步减少误报率。
如果通过使用等式7的第一等式计算二进制流[b0…b10]，则能够如等式16中所示的表示该结果。
<等式16>
[b0…b10]＝[1 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1]
UE将信道编码应用到二进制流，并且通过应用诸如QPSK的调制方案调制二进制流，并且将二进制流发射到基站。基站接收和解调二进制流，并且通过使用LLR值执行信道解码。如果在信道解码之后没有发现错误比特，则可以如等式17所示表示接收到的比特。因为没有发现错误的比特，所以等式17提供与等式16相同的二进制流。
<等式17>
[b′0…b′10]＝[1 0 1 1 0 0 0 0 0 01]
如果根据等式8将等式17的接收到的二进制流解码成合成状态信息，则如等式18中所示表示该结果。
<等式18>
S′total＝b′0+…+b′L-1·2L-1
＝1+0·21+1·22+1·23+0·24+0·25+
0·26+0·27+0·28+0·29+1·210
＝1037
如果根据等式9计算等式18的合成状态信息Stotal’，则能够检测用于每个DL CC的状态信息。换言之，由于用于DL CC#0的状态信息是S’(0)=2，所以检测NACK/NACK状态。由于用于DL CC#1的状态信息是S’(1)=1，所以检测NACK状态。由于用于DL CC#2的状态信息是S’(2)=4，所以检测DTX状态。由于用于DL CC#3的状态信息是S’(3)=3，所以检测ACK/NACK状态。由于用于DL CC#4的状态信息是S’(4)=2，所以检测DTX状态。
在由5个DL CC构成的载波聚合系统中，在其中每个DL CC发射一个或多个码字的情形下，状态减少不可以应用于编码反馈信息。换言之，用于DL CC发射一个码字的状态信息的数量可以是5，其与用于DLCC发射两个码字的状态信息的数量相同。表21是当DL CC发射一个码字时映射状态索引和状态信息的一个示例。
[表21]
参考表21，由于Tx侧编码状态信息不需要五个状态索引，分别将ACK状态、NACK状态和DTX状态映射到状态索引0、2和4，并且不能使用状态索引1和3。Rx侧解码状态信息可以简单地遵循在Tx侧的映射关系（表21的方法1），或者状态索引1和3可以分别用于表示ACK和NACK状态。Rx侧的上述操作隐含地增加汉明间距，从而减少误报率。由于本实施例假定在实施信道解码之后没有发现错误比特，所以在方法0和方法1之间没有区别。对于发射一个码字的DL CC的状态索引和状态信息之间的映射不限于表21中所示的映射关系。在本实施例中，假定当用于发射一个码字的DL CC的状态索引和状态信息的映射遵循表21的映射关系时，用于发射两个码字的DL CC的状态索引和状态信息的映射遵循表13的映射关系。
如果五个DL CC的全部都通过PDSCH发射下行链路数据，则ULCC#0必须发射用于五个DL CC的所有五个状态信息。现在，假定当DLCC#1和#4发射一个码字时DL CC#0、#2、和#3发射两个码字。假定UE如下提供用于每个DL CC的反馈。UE将NACK/NACK作为状态信息提供给DL CC#0。因此，状态索引是2并且S(0)=2和M(0)=5。UE将NACK作为状态信息提供给DL CC#1。因此，状态索引是1并且S(1)=1和M(1)=3。UE将DTX作为状态信息提供给DL CC#2。因此，状态索引是4并且S(2)=4和M(2)=5。UE将ACK/NACK作为状态信息提供给DL CC#3。因此，状态索引是3并且S(3)=3和M(3)=5。UE将DTX作为状态信息提供给DL CC#4。因此，状态索引是2并且S(4)=2和M(4)=3。
可以如等式19中所示计算根据等式5的合成状态信息Stotal。
<等式19>
K4＝0
K3＝S(4)+K4·M(4)＝4+0·5＝4
K2＝S(3)+K3·M(3)＝3+4·5＝23
K1＝S(2)+K2·M(2)＝4+23·5＝119
K0＝S(1)+K1·M(1)＝2+119·5＝597
Stotal＝S(0)+K0·M(0)
＝2+597·5
＝2987
同时，二进制流的长度是
如果通过使用等式7的第一等式计算二进制流[b0…b10]，则通过等式20所示能够表示该结果。
<等式20>
[b0…b11]＝[1 1 0 1 0 1 0 1 1 1 0 1]
UE将信道编码应用到二进制流，并且通过应用诸如QPSK的调制方案调制二进制流，并且将二进制流发射到基站。基站接收和解调二进制流，并且通过使用LLR值执行信道解码。如果在信道解码之后没有发现错误比特，则可以如等式21所示表示接收的比特。由于没有发现错误的比特，所以等式21提供与等式20相同的二进制流。
<等式21>
[b′0…b′11]＝[1 1 0 1 0 1 0 1 1 1 0 1]
如果根据等式8将等式21的接收到的二进制流解码成合成状态信息，所以如等式22所示表示该结果。
<等式22>
S′total＝b′0+…+b′L-1·2L-1
＝1+1·21+0·22+1·23+0·24+1·25+
0·26+1·27+1·28+1·29+0·210+1·211
＝2987
如果根据等式9计算等式22的合成状态信息Stotal’，能够检测用于每个DL CC的状态信息。换言之，由于用于DL CC#0的状态信息是S’(0)=2，所以检测NACK/NACK状态。由于用于DL CC#1的状态信息是S’(1)=1，所以检测NACK状态。由于用于DL CC#2的状态信息是S’(2)=4，所以检测DTX状态。由于用于DL CC#3的状态信息是S’(3)=3，所以检测ACK/NACK状态。由于用于DL CC#4的状态信息是S’(4)=2，所以检测DTX状态。
在下文，将描述扩展的PUCCH格式。通过扩展的PUCCH格式可以发射上述的ACK/NACK反馈信息。在用于更多净荷传输的载波聚合系统中，扩展的PUCCH格式能够取代LTE版本-8的PUCCH格式1/1a/1b或2/2a/2b。如ACK/NACK反馈信息所示，对于其中为每个分量载波发射CQI/PMI RI的情形，净荷也增加。因此，需要新的PUCCH格式。
图24是扩展的PUCCH格式的示例。图24的扩展的PUCCH格式可以是应用DFT-s OFDM传输方案的PUCCH格式。虽然图24的扩展的PUCCH格式不限于特定PUCCH格式，为了便于描述，下文描述将基于用于承载ACK/NACK的PUCCH格式1的正常CP结构。也能够将扩展的PUCCH格式应用到用于诸如CQI/PMI/RI的UCI传输的PUCCH格式2/2a/2b。即，扩展的PUCCH格式可应用于任何控制信息。例如，可以使用提出的扩展的PUCCH格式，以在支持多达13比特净荷的PUCCH格式2中支持13（或更高）比特净荷。
参考图24，在用于每个分量载波的信息比特（例如：ACK/NACK等）上可以执行信道编码（步骤300）。信道编码可以是各种类型的编码方案中的任何一个，诸如简单重复、单纯形编码、RM编码、打孔RM编码、截尾卷积编码(TBCC)、低密度奇偶校验(LDPC)编码、或turbo编码。通过考虑到将被应用的调制符号顺序和将被映射的资源，能够速率匹配作为信道编码的结果生成的编码信息比特。对于用于生成的编码信息比特的小区间干扰（ICI）随机化，可以利用使用与小区标识符（ID）相对应的加扰码的小区特定的加扰或使用与UE ID（例如无线电网络临时标识符(RNTI)）相对应的加扰码的UE特定的加扰。
经由划分器（divider）可以将编码信息比特分布到每个时隙（步骤301）。能够以各种方式将编码信息比特分布到两个时隙。例如，能够将编码信息比特的第一部分分布到第一时隙，并且编码信息比特的最后部分可以分布到第二时隙。可选地，通过使用交织方案，能够将偶数编码信息比特分布到第一时隙，并且能够将奇数编码信息比特分布到第二时隙。经由调制器可以调制分布到每个时隙的编码信息（步骤302）。通过调制编码信息比特能够生成QPSK符号。同时，能够以相反顺序设置调制器和划分器。
在每个时隙中对QPSK符号执行离散傅立叶变换(DFT)预编码，以在每个时隙中生成单个载波波形（步骤303）。除了DFT预编码之外，能够执行与此相对应的沃尔什预编码的操作。然而，下文假定执行DFT预编码，除非另有说明。
通过使用具有通过动态信令或无线电资源控制（RRC）信令而预先确定或确定的索引m的正交码，在对其执行DFT预编码的QPSK符号上以SC-FDMA符号级别执行时间扩展（步骤304）。如果扩展因子（SF）是4，则通过wm=[w0 w1 w2 w3]能够表示索引m的正交码。如果正交码是沃尔什码并且SF是4，则其能够由w0=[1 1 1 1],w1=[1 -1 1 -1],w2=[1 1 -1-1],w3=[1 -1 -1 1]表示。如果正交码是DFT码，其能够通过wm=[w0 w1…wk-1]表示，其中wk=exp(j2πkm/SF)。此外，除了沃尔什码和DFT码的其他代码可以用作正交码。SF隐含通过其数据被扩展的因子，并且与被复用的UE的数量或天线的数量有关。SF可以根据系统变化。并且通过DCI或RRC信令可以被预先确定或者可以被报告给UE。此外，在时隙级别通过改变索引，能够应用以SC-FDMA符号级别应用的正交码。即，能够在时隙级别跳频正交码。
在PRB中将如上所述生成的信号映射到子载波，随后通过快速傅立叶逆变换（IFFT）被转换成时域的信号，并且通过附加循环前缀（CP）经由射频（RF）单元被发射。
图25是扩展的PUCCH格式的另一示例。参考图25，对用于每个分量载波的诸如ACK/NACK的信息比特执行信道编码（步骤310），并且经由划分器将编码信息比特分布到每个时隙（步骤311）。经由调制器调制分布到每个时隙的编码信息比特，并且通过索引m的正交码来时间扩展作为调制结果生成的QPSK符号（步骤312）。如果SF=4，通过wm=[w0w1 w2 w3]能够表示索引m的正交码。在时间扩展QPSK符号上利用SC-FDMA级别执行DFT预编码（步骤313），并且以该种方式生成的信号被映射到PRB中的子载波。即，在DFT预编码之前执行时间扩展的意义上，图25的扩展的PUCCH格式与图24的扩展的PUCCH格式不同。
图26示出利用扩展的PUCCH格式对调制QPSK符号进行时间扩展的示例。图26示出其中在正常CP下时间扩展QPSK符号的情形。参考图26，在一个时隙中在5个SC-FDMA符号上时间扩展QPSK符号。在每个时隙中，将参考信号映射到第2和第6SC-FDMA符号。这与参考信号以LTE版本8中的PUCCH格式2/2a/2b被映射到的位置相同。当QPSK符号被时间扩展时，能够使用具有通过动态信令或RRC信令而预先确定或确定的索引m的正交码。如果SF=5，则具有索引m的正交码能够由wm=[w0 w1 w2 w3 w4]表示。此外，能够在时隙级别跳频正交码。
图27是利用扩展的PUCCH格式对调制QPSK符号进行时间扩展的另一示例。图27中示出其中在扩展CP下时间扩展QPSK符号的情形。参考图27，在一个时隙中的5个SC-FDMA符号上对QPSK符号进行时间扩展。在每个时隙中，将参考信号映射到第4个SC-FDMA符号。这与参考信号以LTE版本8中的PUCCH格式2/2a/2b被映射到的位置相同。当QPSK符号被时间扩展时，能够使用具有通过动态信令或RRC信令而预先确定或确定的索引m的正交码。如果SF=5，能够通过wm=[w0 w1 w2 w3w4]表示具有索引m的正交码。此外，能够在时隙级别跳频正交码。
图28是扩展的PUCCH格式的另一示例。图28的扩展的PUCCH格式是其中在子帧的两个时隙上执行联合编码的情形。参考图28，对用于每个分量载波的诸如ACK/NACK的信息比特执行信道编码（步骤320）。由于在本实施例中使用QPSK调制方案，并且通过由12个子载波构成的一个PRB在两个时隙上执行映射，所以能够生成48个编码比特。经由调制器可以调制编码信息比特（步骤321）。由于在本实施中使用QPSK调制方案，所以生成24个QPSK符号。经由划分器将QPSK符号分布到每个时隙（步骤322）。能够以各种方式将QPSK符号分布到两个时隙。经由该划分器对分布到每个时隙的QPSK符号执行DFT预编码（步骤323）。由于在本实施例中将12个QPSK符号分布到每个时隙，所以执行12点DFT预编码。通过使用具有索引m的正交码，以对其执行DFT预编码的QPSK符号上利用SC-FDMA符号级别执行时间扩展（步骤324）。能够在时隙级别跳频正交码。
将如上所述生成的信号映射到PRB中的子载波，随后通过IFFT转换成时域的信号，并且通过附加CP经由RF单元被发射。如果SF=4，则利用0.0625(=12/48/4)的编码率能够发射用于承载用于5个分量载波的ACK/NACK的12-比特信息，并且每一个PRB能够复用4个UE。
在应用根据本发明编码上行链路控制信息的方法中，通过各种方式可以确定提供作为反馈的比特的数量，即，通过各种方式可以确定码本的大小。
首先，将描述小区的概念。针对LTE-A系统能够应用小区的概念。从UE的视角，小区是一种包括下行链路资源的至少一个单元和可选地上行链路资源的实体。换言之，一个小区必定包括下行链路资源的至少一个单元，但是不必须包括上行链路资源。下行链路资源的一个单元对应于一个DL CC。通过下行链路资源发射的SIB2能够指定下行链路资源的载波频率和上行链路资源的载波频率之间的链接。
通过分配方法能够对小区的类型进行分类。首先，分配给整个系统的小区的数量可以是固定的。例如，分配给整个系统的小区的数量可以是8。通过上层的无线电资源控制（RRC）信令可以分配对整个系统分配的所有或部分小区。通过RRC信令分配的小区被称为配置小区。换言之，配置小区可以指示在分配给整个系统的小区中由系统分配使用的那个。可以通过媒体接入控制（MAC）信令来分配所有或部分配置小区。通过MAC信令分配的小区可以称为激活小区。除了激活小区之外的配置小区中的剩余小区可以称为去激活小区。通过L1/L2信令可以将整个或部分激活小区分配给UE。通过L1/L2信令分配的小区可以称为调度小区。调度小区通过使用在小区内的下行链路资源通过PDSCH能够接收数据，并且通过使用在小区内的上行链路资源通过PUSCH可以发射数据。由于假定在用于根据本发明的上行链路控制信息的方法的上文描述中多个DL CC都发射数据，因此在该情形中涉及的DL CC都可以被称为调度DL CC。
如上所述，当一起发射DAI时，基于通过CC内的传输模式和秩确定的发射的码字的数量和调度DL CC的数量，能够确定用于ACK/NACK反馈的码本的大小。然而，如果基于配置DL CC的数量而不是调度DL CC的数量来确定码本的大小，则不必须发射DAI。换言之，根据通过RRC信令指定的配置DL CC的数量，能够半静态地确定码本的大小。而且，根据通过由RRC信令指定的传输模式和DCI格式发射的秩的数量，能够动态地确定码本的大小。此时，通过DCI格式发射的秩的数量可以与预编码矢量信息一起表示。在3GPP TS 36.211 V8.9.0(2009-12)的6.3.4.2.3节“Technical Specification Group Radio AccessNetwork;Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA);Physicalchannels and modulation(Release 8)（技术规范小组无线电接入网络；演进通用陆地无线电接入(E-UTRA)；物理信道和调制（版本8））”中可以查阅上述描述。表22图示当天线端口的数量是2时预编码矩阵的码本。参考表22，根据层的数量和码本索引，3比特用于预编码信息，以提供总计七种状态的反馈。
[表22]
表23图示当天线端口的数量是4时预编码矩阵的码本。参考表23，根据层的数量和码本索引，6比特用于预编码信息，以提供总计64种状态的反馈。
[表23]
现在，将参考实施例描述用于根据配置的DL CC的数量、传输模式、以及秩的数量确定码本的大小的方法。例如，假定天线端口的数量是2并且配置的DL CC的总数是4。而且，还假定提供DTX状态作为反馈。如果DL CC#0的传输模式是3并且秩的数量是2，则能够提供总计5种状态作为反馈。如果DL CC#1的传输模式是4并且秩的数量是1，则能够提供总计3种状态作为反馈。如果DL CC#2的传输模式是8并且秩的数量是2，则能够提供总计5种状态作为反馈。如果DL CC#3的传输模式是1并且秩的数量是1，则能够提供总计3种状态作为反馈。基于上述，提供作为反馈的状态总数是225并且能够通过8比特来表示码本的大小。在用于表示码本的等式中，‘-1’指示排除其中所有状态都是DTX状态的情形。
如果在上述实施例中而在诸如NACK状态的状态中未明确提供DTX状态，则在发射2个码字的情形下和在发射1个码字的情形下，对于每个配置的DL CC所要求的状态的数量变成4。换言之，DL CC#0能够提供总计4种状态的反馈。DL CC#1总计2种状态。DL CC#2总计4种状态。DL CC#3总计2种状态。因此，反馈状态总计总数是64，并且由6比特表示码本的大小。
同时，由于根据传输模式自动地确定用于秩的数量的最大值，在没有考虑由RRC信令指定的传输模式的情形下，根据秩基于配置的DLCC的数量和码字的数量，能够确定码本的大小。
而且，仅基于DL CC的数量和传输模式可以确定码本的大小。由于根据相应的传输模式可以确定能够在传输模式中发射的码字的最大数量，所以基于码字的最大数量能够确定码本的大小。例如，假定DL CC的总数是4并且提供DTX状态作为反馈。由于当DL CC#0的传输模式是3并且秩的数量是2时能够发射最多两个码字，所以能够提供总计五种状态作为反馈。以相同的方式，即使DL CC#1的传输模式是4并且秩的数量是1，仅当考虑传输模式时，能够提供总计五种状态作为反馈。当DL CC#2的传输模式是8并且秩的数量是2时，能够提供总计五种状态作为反馈。当DL CC#3的传输模式是1并且秩的数量是1时，能够提供总计三种状态作为反馈。因此，提供作为反馈的状态的总数是375并且通过9比特能够表示码本的大小。
如果在上述实施例中未明确提供DTX状态作为反馈，则DL CC#0能够提供总计4种状态作为反馈。DL CC#1总计4种状态。DL CC#2总计4种状态。DL CC#3总计2种状态。因此，提供作为反馈的状态总数是64，并且码本的大小变成7比特
而且，基于激活的DL CC的数量或调度的DL CC的数量而非使用配置的DL CC的数量，可以确定码本的大小。换言之，基于激活的DL CC的数量和码字的数量或基于调度的DL CC的数量和码字的数量，可以确定码本的大小。
同时，表24是传输块和码字之间映射关系的一个示例。参考表24，如果交换标记值是0，则传输块1被映射到码字0，而传输块2被映射到码字1。如果交换标记值是1，则传输块1被映射到码字1，而传输块2被映射到码字0。
[表24]
同时，即使传输模式允许两个码字的传输，有时存在仅发射一个码字的情形而与传输模式和秩的数量无关。例如，上述情形对应于其中如表25中所示允许仅发射两个传输块中的一个传输块的情形。上述情形也应用于其中仅针对一个码字需要重新传输或者由于采用单个天线后馈（fall-back）方法而使得一个码字的传输成为可能的情形。表25是传输块和码字之间的映射关系的另一示例。
[表25]
同时，根据码字的数量可以改变码本的大小。为了便于描述，假定基于配置的DL CC可以确定码本的大小，并且一起表示NACK状态和DTX状态。换言之，当NACK状态和DTX状态被映射到0时，能够ACK状态被映射到1。
如果假定根据传输模式使用四个配置DL CC，则通过每个配置的DL CC发射的码字的数量对于DL CC#0、#1和#3变成2，而对于DL CC#2变成1。而且，假定DL CC#0、#1和#2是将被激活的DL CC。此时，UE仅对已经成功检测PDCCH的DL CC发射ACK/NACK状态，并且当UE不能解码PDCCH时发射预指派值。此时，预指派值可以对应于0。码本由[a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1]或[a0 a1 b0 b1 c0 c1 d0 d1]构成。a0和a1是与DL CC#0的第一和第二码字的每个相对应的ACK/NACK比特。以相同的方式，b0和b1对应于与DL CC#1的第一和第二码字相对应的ACK/NACK比特；c0和c1,DL CC#2；以及d0和1,DL CC#3。换言之，能够预先确定对于每个DL CC的ACK/NACK比特的位置。[a0 a1b0 b1 c0 d0 d1]的码本指示基于由每个DL CC发射的码字的数量已经确定码本的大小，而[a0 a1 b0 b1 c0 d0 d1]的码本指示基于由每个DL CC发射的码字的最大数量确定码本的大小。
例如，假定激活的DL CC，DL CC#0,#1和#2通过PDCCH发射下行控制信号，并且仅DL CC#0和#2的PDCCH已被解码。同时，还假定已经成功解码与上述设置相对应的所有码字。如果码本是[a0 a1 b0 b2c0 c1 d0 d1]，则UE可以提供[1 1 0 0 1 0 0 0]作为反馈。由于DL CC#3是去激活的DL CC，所以与d0和d1相对应的ACK/NACK比特被映射到[0 0]。而且，由于DL CC#2仅发射一个码字，所以cl也可以被映射到0，c1是用于DL CC#2的第二码字的ACK/NACK比特。相似地，由于基站已经知晓DL CC#2不具有第二个码字，所以能够从用于映射的c0推出cl。例如，如果假定通过重复c0来映射cl，则UE能够提供[1 1 0 0 1 1 00]作为反馈。由于基站已经知晓c1、d0和d1的ACK/NACK比特还未被调度，所以通过在解码反馈信息时排除c1、d0和d1能够实施解码。而且，如果码本是[a0 a1 b0 b2 c0 d0 d1]，则UE提供[1 1 0 0 1 0 0]作为反馈。
图29是用于执行本发明一个实施例的基站和终端的框图。
基站800包括处理器810、存储器820和射频（RF）单元830。处理器810执行根据本发明的功能、流程和/或方法。无线接口协议的层由处理器810执行。存储器820被连接至处理器810，存储用于激活处理器810的各种信息。RF单元830被连接至处理器810，发射和/或接收无线信号。
UE 900包括处理器910、存储器920和RF单元930。处理器910执行根据本发明的功能、流程和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器910执行。处理器910对UCI的信息比特执行信道编码，以生成编码信息比特，调制生成的编码信息比特以生成复调制符号，并且基于正交序列，将复调制符号符号块形扩展（block-wise spread）为多个SC-FDMA符号。存储器920被连接至存储器910，存储用于激活处理器910的各种信息。RF单元930被连接至处理器910，发射和/或接收无线信号，并且将扩展的复调制符号发射至基站。
处理器810、910可以包括专用集成电路（ASIC）、其他芯片组、逻辑电路和/或数据处理设备。存储器820、920可以包括只读存储器（ROM）、随机接入存储器（RAM）、闪存、存储卡、存储介质和/或其他存储设备。RF单元830、930可以包括基带电路，以处理射频信号。当以软件执行这些实施例时，可以利用执行此所述的功能的模块（例如，流程、功能等）来执行此处描述的技术。这些模块能够被存储在存储器820、920中并且由处理器810、910来执行。可以在处理器810、910内或在处理器810、910外部执行存储器820、920，在这种情形下，能够经由本技术领域中已知的各种方式将那些通信地耦合至处理器810、910。根据此处描述的示例性系统，已经参考若干流程图描述了根据所公开的主题可以执行的方法论。然而出于简化目的，这些方法论被示出并被描述为一序列的步骤或块，但应明白并理解的是，所要求的主题不受这些步骤或块的顺序的限制，因为某些步骤可能以与此处所描绘并描述的不同顺序或与其他步骤同时发生。而且，本领域的技术人员应理解的是，在流程图中所图示的步骤不是排他性的，并且可以包含其他步骤或者示例流程图中的一个或多个步骤可以被删除，而不影响本公开的范围和精神。
以上已经描述的内容包括各个方面的示例。当然，不可能为了描述各个方面而描述每个可构想的组件和方法论的组合，但本领域的技术人员应明白的是，许多进一步的组合和排列是可能的。因此，本说明书旨在涵盖属于随附的权利要求精神和范围内的所有这些变更、修改和改变。

Claims (11)

1.一种用于在无线通信系统中在物理上行链路控制信道PUCCH上由用户设备发射上行链路控制信息UCI的方法，所述方法包括：
对所述UCI的信息比特执行信道编码，以生成编码信息比特，其中，所述UCI的信息比特包括用于服务小区的每个的混合自动重传请求肯定确认HARQ-ACK信息比特；
基于用户设备UE特定的加扰序列对所述编码信息比特进行加扰，以生成加扰的比特；
调制所述加扰的比特以生成复调制符号；
基于正交序列块形扩展所述复调制符号；以及
将扩展的复调制符号发射到基站，
其中，如果每个服务小区的传输模式是使用一个码字的传输模式，则用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特的数量是1比特，并且
其中，如果所述每个服务小区的传输模式不是使用一个码字的传输模式，则所述用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特的数量是2比特。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述使用一个码字的传输模式是传输模式1、2、5、6和7中的一个，
其中所述传输模式1表示从单个演进节点B，eNB，天线端口的传输，
其中所述传输模式2表示发射分集，
其中所述传输模式5表示多用户多输入多输出MIMO，
其中所述传输模式6表示闭环秩-1预编码，以及
其中所述传输模式7表示使用特定UE的参考信号的传输。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，如果每个服务小区的传输模式不是使用一个码字的传输模式，所述用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特中的一个与用于第一码字的HARQ-ACK信息比特相对应，并且
其中，所述用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特的剩余比特与用于第二码字的HARQ-ACK信息比特相对应。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，生成编码信息比特包括：
获得状态信息比特，所述状态信息比特指示多个配置小区的每个的状态信息；
通过将所述多个配置小区的每个的状态信息比特组合，生成合成状态信息比特流；以及
将所述合成状态信息比特流编码成二进制流。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，基于通过无线电资源控制RRC信令给出的所述多个配置小区的数量，确定所述二进制流的长度。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，将所述多个配置小区的每个的状态信息映射到预先确定的状态索引。
7.根据权利要求4所述的方法，其中，预先确定在所述二进制流中的所述多个配置小区的每个的状态信息比特的位置。
8.根据权利要求4所述的方法，其中，将不能解码物理下行链路控制信道PDCCH的配置小区的状态信息比特设置成0。
9.一种在无线通信系统中的用户设备，所述用户设备包括：
射频RF单元，所述射频RF单元用于发射或接收无线电信号；以及
处理器，所述处理器连接到所述RF单元，并且被配置成：
对上行链路控制信息UCI的信息比特执行信道编码，以生成编码信息比特，其中所述UCI的信息比特包括用于服务小区的每个的混合自动重传请求肯定确认HARQ-ACK信息比特；
基于用户设备UE特定的加扰序列对所述编码信息比特进行加扰，以生成加扰的比特；
调制所述加扰的比特以生成复调制符号；
基于正交序列块形扩展所述复调制符号，
其中，如果每个服务小区的传输模式是使用一个码字的传输模式，则用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特的数量是1比特，以及
其中，如果所述每个服务小区的传输模式不是使用一个码字的传输模式，则所述用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特的数量是2比特。
10.根据权利要求9所述的用户设备，其中，所述使用一个码字的传输模式是传输模式1、2、5、6和7中的一个，
其中所述传输模式1表示从单个演进节点B，eNB，天线端口的传输，
其中所述传输模式2表示发射分集，
其中所述传输模式5表示多用户多输入多输出MIMO，
其中所述传输模式6表示闭环秩-1预编码，以及
其中所述传输模式7表示使用特定UE的参考信号的传输。
11.根据权利要求9所述的用户设备，其中，如果每个服务小区的传输模式不是使用一个码字的传输模式，所述用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特中的一个与用于第一码字的HARQ-ACK信息比特相对应，并且
其中，所述用于服务小区的每个的HARQ-ACK信息比特的剩余比特与用于第二码字的HARQ-ACK信息比特相对应。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012030319A2 (en) 2009-06-26 2012-03-08 Hypres, Inc. System and method for controlling combined radio signals
JP5443317B2 (ja) * 2010-04-30 2014-03-19 株式会社Ｎｔｔドコモ 移動端末装置及び無線通信方法
WO2011139064A2 (ko) * 2010-05-04 2011-11-10 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 기준 신호 전송 방법 및 장치
US8605669B2 (en) * 2010-05-06 2013-12-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) System and method for signaling control information in a mobile communication network
AU2011290808B2 (en) * 2010-08-16 2015-03-19 Nokia Solutions And Networks Oy Channel selection for carrier aggregation
CN102468917B (zh) 2010-11-15 2014-04-30 华为技术有限公司 上行控制信息的传输和接收方法、终端以及基站
WO2013048109A2 (ko) * 2011-09-26 2013-04-04 엘지전자 주식회사 무선접속시스템에서 pucch 포맷 3을 이용한 채널상태정보 전송 방법 및 장치
US20130083739A1 (en) * 2011-10-04 2013-04-04 Sharp Laboratories Of America, Inc. Devices for random access response scheduling
US9325454B2 (en) * 2012-02-24 2016-04-26 Futurewei Technologies, Inc. System and method for HARQ entity configuration
US9503224B2 (en) * 2012-03-19 2016-11-22 Lg Electronics Inc. Method and wireless equipment for performing HARQ
CN103378950B (zh) * 2012-04-20 2016-06-29 华为技术有限公司 一种信道状态信息反馈方法及装置
EP2894797B1 (en) * 2012-09-09 2020-01-15 LG Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting and receiving data
KR102117024B1 (ko) * 2012-11-28 2020-06-01 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템의 통신 방법 및 장치
US20140169409A1 (en) * 2012-12-14 2014-06-19 Futurewei Technologies, Inc. Systems and Methods for Open-loop Spatial Multiplexing Schemes for Radio Access Virtualization
US9166663B2 (en) * 2012-12-14 2015-10-20 Futurewei Technologies, Inc. System and method for open-loop MIMO communications in a SCMA communications system
US9876620B2 (en) * 2013-01-10 2018-01-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Uplink control information transmissions/receptions in wireless networks
CN104272688B (zh) * 2013-03-11 2017-10-10 华为技术有限公司 一种确定交织器的方法及设备
JP6513655B2 (ja) 2013-07-17 2019-05-15 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 大規模ｍｉｍｏ方式のためのグルーピングベース参照信号送信
US10123224B2 (en) * 2013-10-04 2018-11-06 Qualcomm Incorporated Defense against false detection of semi-persistent scheduling (SPS) activation or release
JP6356819B2 (ja) * 2014-01-29 2018-07-11 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． アップリンクアクセス方法、装置、およびシステム
US10454739B2 (en) * 2015-01-23 2019-10-22 Texas Instruments Incorporated Transmission scheme for SC-FDMA with two DFT-precoding stages
KR102309316B1 (ko) * 2015-06-02 2021-10-05 엘지전자 주식회사 차량용 디스플레이 장치 및 이를 구비한 차량
WO2017111808A1 (en) * 2015-12-24 2017-06-29 Intel IP Corporation Collision avoidance technology for an enhanced physical uplink control channel
EP3419190A4 (en) * 2016-03-10 2019-01-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Transmission diversity method, device and system
US10164659B2 (en) * 2016-05-12 2018-12-25 Mediatek Inc. QC-LDPC coding methods and apparatus
CN107547462A (zh) 2016-06-24 2018-01-05 华为技术有限公司 一种信号处理方法及装置
CN107733592B (zh) 2016-08-10 2020-11-27 华为技术有限公司 传输方案指示方法、数据传输方法、装置及系统
EP3504917A4 (en) * 2016-09-14 2020-04-01 Mediatek Inc. SHORT PUCCH IN NR NETWORKS
US10841829B2 (en) 2016-09-29 2020-11-17 Nokia Technologies Oy Radio bearer switching in radio access
US10708938B2 (en) 2016-10-31 2020-07-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmission of UL control channels with dynamic structures
KR102608632B1 (ko) * 2016-11-23 2023-12-01 삼성전자 주식회사 셀룰라 통신 시스템에서 상향링크 전송 방법 및 장치
US10050688B2 (en) 2017-01-16 2018-08-14 At&T Intellectual Property I, L.P. Single codeword, multi-layer serial interference cancellation (SIC) for spatial multiplexing
CN108347312B (zh) * 2017-01-25 2020-06-16 华为技术有限公司 控制信息的发送及接收方法、网络设备及终端设备
JP2020057825A (ja) 2017-02-02 2020-04-09 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
WO2018143891A1 (en) * 2017-02-06 2018-08-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Code block segmentation by ofdm symbol
US10644820B2 (en) 2017-02-06 2020-05-05 Huawei Technologies Co., Ltd. Waveform-coding for multicarrier wake up radio frame
CN110447196B (zh) * 2017-03-23 2022-05-24 三星电子株式会社 用于在通信系统中传输上行链路控制信道的方法和设备
CN108737017A (zh) * 2017-04-20 2018-11-02 华为技术有限公司 信息处理的方法、装置和通信设备
US10700912B2 (en) * 2017-05-19 2020-06-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and system for non-orthogonal multiple access communication
US11336343B2 (en) 2017-06-13 2022-05-17 Lg Electronics Inc. Method and device for performing communication using orthogonal or nonorthogonal code multiple access scheme in wireless communication system
JP2020504939A (ja) * 2017-06-15 2020-02-13 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 無線通信システムにおいて端末と基地局の間の確認応答情報を送受信する方法及びそれを支援する装置
CN109152015B (zh) * 2017-06-16 2021-12-31 华为技术有限公司 通信方法、基站和终端设备
US11184883B2 (en) * 2017-06-29 2021-11-23 Qualcomm Incorporated Physical uplink control channel (PUCCH) sequence configuration
CN109428846B (zh) * 2017-08-25 2023-12-08 华为技术有限公司 一种信号传输的方法、设备及系统
US11043993B2 (en) * 2017-09-08 2021-06-22 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting and receiving wireless signal in wireless communication system
CN109802819B (zh) 2017-11-16 2024-03-05 北京三星通信技术研究有限公司 上行控制信息处理方法及终端
CN117692118A (zh) 2017-11-16 2024-03-12 华为技术有限公司 基于序列的信号处理方法及信号处理装置
WO2019098697A1 (en) * 2017-11-16 2019-05-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for processing uplink control information and terminal
CN109981511B (zh) * 2017-12-27 2021-09-03 华为技术有限公司 基于非正交多址的数据传输
US10742379B2 (en) * 2018-01-12 2020-08-11 Mediatek Inc. Uplink control information handling for new radio
JP7207528B2 (ja) * 2018-11-02 2023-01-18 富士通株式会社 サイドリンク情報の送信及び受信方法並びに装置
EP3920458B1 (en) * 2019-02-15 2023-04-05 LG Electronics Inc. Method for transmitting demodulation reference signal for uplink data in wireless communication system, and device for same
US11877173B2 (en) * 2020-05-20 2024-01-16 Qualcomm Incorporated Optimization of channel quality indicator (CQI) feedback for multiple component carriers
CN113965952B (zh) * 2021-11-19 2023-12-05 白盒子(上海)微电子科技有限公司 一种dtx检测方法及装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100651509B1 (ko) * 2004-06-01 2006-11-29 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 상향링크 고속 피드백 정보 전송 방법 및 장치
US8374161B2 (en) 2006-07-07 2013-02-12 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for sending data and control information in a wireless communication system
KR100987266B1 (ko) * 2007-02-14 2010-10-12 삼성전자주식회사 단일 반송파 주파수 분할 다중접속 시스템에서 제어정보 송수신 방법 및 장치
CN101617489B (zh) * 2007-03-29 2013-11-06 Lg电子株式会社 在无线通信系统中发送探测参考信号的方法
US8059735B2 (en) * 2007-06-04 2011-11-15 Texas Instruments Incorporated Allocation of block spreading sequences
US20090046645A1 (en) 2007-08-13 2009-02-19 Pierre Bertrand Uplink Reference Signal Sequence Assignments in Wireless Networks
US8059524B2 (en) * 2008-01-04 2011-11-15 Texas Instruments Incorporated Allocation and logical to physical mapping of scheduling request indicator channel in wireless networks
CN101227233B (zh) * 2008-02-01 2013-01-16 中兴通讯股份有限公司 时分双工系统中物理上行控制信号的发送方法和装置
EP2086267B1 (en) * 2008-02-04 2015-09-30 Samsung Electronics Co., Ltd. Autonomous user equipment transmission power control in communications systems
CN112202536A (zh) * 2009-10-01 2021-01-08 交互数字专利控股公司 上行链路控制数据传输

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